JPS646601B2 - - Google Patents
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- JPS646601B2 JPS646601B2 JP5355280A JP5355280A JPS646601B2 JP S646601 B2 JPS646601 B2 JP S646601B2 JP 5355280 A JP5355280 A JP 5355280A JP 5355280 A JP5355280 A JP 5355280A JP S646601 B2 JPS646601 B2 JP S646601B2
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- Japan
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- voltage
- electric vehicle
- command
- motor
- circuit breaker
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- Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は三相誘導電導機を主電動機とした電気
車の運転方式に関するものである。
車の運転方式に関するものである。
第３図は、公知の可変電圧可変周波インバータ
（VVVFインバータ）を用いた三相誘導電導機の
駆動により、電気車を運転するシステムを示す構
成図である。
（VVVFインバータ）を用いた三相誘導電導機の
駆動により、電気車を運転するシステムを示す構
成図である。
第３図において、１はパンタグラフで架線から
集電して断流器２および３，高速度しや断器４，
フイルタリアクトル５，フイルタコンデンサ６な
どを介してVVVFインバータ７に接続される。
ここで、VVVFインバータ７は架線電圧が一定
のため電圧・周波数が制御可能ないわゆる
VVVFインバータである。このVVVFインバー
タ７の構成は多くの種類がすでに知られているか
らここでは説明を省略するが、７ｕ〜７ｚは逆導
通サイリスタのように逆並列に帰還ダイオードを
有しマクマレー形の補助インパルス転流方式のよ
うなパルス巾制御（PWM制御）可能のものであ
れば何でもよい。VVVFインバータ７の出力ｕ，
ｖ，ｗは一般に複数個の三相かご形誘導電動機８
ａ，８ｂ，…８ｎを並列的に駆動する。
集電して断流器２および３，高速度しや断器４，
フイルタリアクトル５，フイルタコンデンサ６な
どを介してVVVFインバータ７に接続される。
ここで、VVVFインバータ７は架線電圧が一定
のため電圧・周波数が制御可能ないわゆる
VVVFインバータである。このVVVFインバー
タ７の構成は多くの種類がすでに知られているか
らここでは説明を省略するが、７ｕ〜７ｚは逆導
通サイリスタのように逆並列に帰還ダイオードを
有しマクマレー形の補助インパルス転流方式のよ
うなパルス巾制御（PWM制御）可能のものであ
れば何でもよい。VVVFインバータ７の出力ｕ，
ｖ，ｗは一般に複数個の三相かご形誘導電動機８
ａ，８ｂ，…８ｎを並列的に駆動する。
このようなVVVFインバータ７の出力波形の
一例として第４図のようなものがあり、第４図
１，２，３はそれぞれVVVFインバータ７の出
力ｕ，ｖおよびｗの相電圧を示し、第４図４は線
間電圧uv間電圧を示してそのオンオフ比（t1／
t2）がVVVFインバータ７の出力平均電圧を与え
る。一般に、誘導電動機はこのオンオフ比とくり
かえし周波数とがほぼ比例している必要がある
ことは周知の通りである。
一例として第４図のようなものがあり、第４図
１，２，３はそれぞれVVVFインバータ７の出
力ｕ，ｖおよびｗの相電圧を示し、第４図４は線
間電圧uv間電圧を示してそのオンオフ比（t1／
t2）がVVVFインバータ７の出力平均電圧を与え
る。一般に、誘導電動機はこのオンオフ比とくり
かえし周波数とがほぼ比例している必要がある
ことは周知の通りである。
さらに、これを第５図に示したブロツク図を参
照して説明する。
照して説明する。
第５図においては、３１は車両を加速するため
の電動機トルク指令、３２は該トルクに見合う電
流指令を発生する関数発生器であり、この出力が
減算点３３で電流フイードバツク３９と比較さ
れ、そのとき生ずる偏差値が電流制御増巾器
ACR３４にて零になるように電圧指令３４１を
生じる。一方、トルク指令３１とそのとき必要な
すべり周波数指令とは殆んど比例関係にあるとい
つてよく、三相誘導電導機４０よりパルス発信機
４２，周波数電圧変換器４１を介して与えられる
電動機速度帰還値４１１と加算点４３で加算され
電圧制御形発振器３６を発振させる。すなわち、
発振器３６は三相誘導電導機４０の回転数に所望
のトルクを発生させるべきすべり周波数値を加算
した周波数で発振させられる。３７は前記発振器
３６と同期した定振巾の三角波をつくる回路であ
り、これはインバータの周波数の如何に拘わらず
定振巾の三角波が生ずるような回路構成とされる
のが普通であるが、ここでは説明を省略する。
の電動機トルク指令、３２は該トルクに見合う電
流指令を発生する関数発生器であり、この出力が
減算点３３で電流フイードバツク３９と比較さ
れ、そのとき生ずる偏差値が電流制御増巾器
ACR３４にて零になるように電圧指令３４１を
生じる。一方、トルク指令３１とそのとき必要な
すべり周波数指令とは殆んど比例関係にあるとい
つてよく、三相誘導電導機４０よりパルス発信機
４２，周波数電圧変換器４１を介して与えられる
電動機速度帰還値４１１と加算点４３で加算され
電圧制御形発振器３６を発振させる。すなわち、
発振器３６は三相誘導電導機４０の回転数に所望
のトルクを発生させるべきすべり周波数値を加算
した周波数で発振させられる。３７は前記発振器
３６と同期した定振巾の三角波をつくる回路であ
り、これはインバータの周波数の如何に拘わらず
定振巾の三角波が生ずるような回路構成とされる
のが普通であるが、ここでは説明を省略する。
ここで、通常電圧指令３４１は零を基準とした
正の電圧信号とし、また定振巾三角波３７１も零
を基準とした正の電圧信号とする。そして、比較
ゲート指令回路３５の入力は電圧指令３４１が定
振巾三角波３７１よりも大なるときオンとなり、
電圧指令３４１が定振巾三角波３７１より小なる
ときにオフとなるように接続しておくとする。
正の電圧信号とし、また定振巾三角波３７１も零
を基準とした正の電圧信号とする。そして、比較
ゲート指令回路３５の入力は電圧指令３４１が定
振巾三角波３７１よりも大なるときオンとなり、
電圧指令３４１が定振巾三角波３７１より小なる
ときにオフとなるように接続しておくとする。
さて、その電圧指令３４１と定振巾三角波３７
１が比較ゲート指令回路３５で比較され、比較ゲ
ート指令回路はVVVFインバータ３８を制御す
る信号波形を発生する。それはすでに第４図の波
形で説明したものである。
１が比較ゲート指令回路３５で比較され、比較ゲ
ート指令回路はVVVFインバータ３８を制御す
る信号波形を発生する。それはすでに第４図の波
形で説明したものである。
ところで、従来一般に、電流の関数発生器３２
は第６図に示すような非線形のものが通常である
が、この原因は誘導電動機の励磁電流とトルクに
寄与する電流成分とがベクトル和となつて電流を
決定し単純なトルクに比例する量ではないためで
ある。
は第６図に示すような非線形のものが通常である
が、この原因は誘導電動機の励磁電流とトルクに
寄与する電流成分とがベクトル和となつて電流を
決定し単純なトルクに比例する量ではないためで
ある。
かようなVVVFインバータシステムは、逆転
器PB転換器等がなく無接点化による高信頼化が
期待されるものであるが、さらに、これを一歩進
めて運転中ノツチオフ時には開閉回数を極力減ら
して接点の寿命を延ばすことが有効と思われる。
しかも、断流器２，３等を開閉すると、フイルタ
コンデンサ６の充放電に関する損失および過渡現
象が終了するまで制御おくれが避けられず、制御
性もよくないなどの欠点がある。
器PB転換器等がなく無接点化による高信頼化が
期待されるものであるが、さらに、これを一歩進
めて運転中ノツチオフ時には開閉回数を極力減ら
して接点の寿命を延ばすことが有効と思われる。
しかも、断流器２，３等を開閉すると、フイルタ
コンデンサ６の充放電に関する損失および過渡現
象が終了するまで制御おくれが避けられず、制御
性もよくないなどの欠点がある。
しかし、ただ以上の欠点だけを解決するのなら
ば、断流器２，３等を閉路したままVVVFイン
バータのゲート信号をしや断しておけばよいが、
このようにすると、架線電圧急変時にフイルタコ
ンデンサに異常振動が生じたり、VVVFインバ
ータのゲート信号再印加時に電動機８ａ〜８ｎと
VVVFインバータ７との位相関係が一致してい
ないために生ずる突入電流が生じたり不具合が多
い。
ば、断流器２，３等を閉路したままVVVFイン
バータのゲート信号をしや断しておけばよいが、
このようにすると、架線電圧急変時にフイルタコ
ンデンサに異常振動が生じたり、VVVFインバ
ータのゲート信号再印加時に電動機８ａ〜８ｎと
VVVFインバータ７との位相関係が一致してい
ないために生ずる突入電流が生じたり不具合が多
い。
本発明は上述したような点に鑑みなされたもの
であり、その主眼とするところは、電気車がノツ
チオフしたとき、第６図に示した如く定格励磁電
流を与えるＡ点（トルク０の点）よりさらに電流
値の少ないＢ点に移行させるとともに、停止時ま
たは異常発生時を除き主回路断流器を開路しない
ようにした点にある。
であり、その主眼とするところは、電気車がノツ
チオフしたとき、第６図に示した如く定格励磁電
流を与えるＡ点（トルク０の点）よりさらに電流
値の少ないＢ点に移行させるとともに、停止時ま
たは異常発生時を除き主回路断流器を開路しない
ようにした点にある。
以下、本発明を図面に基づいて説明する。
第１図は、ノツチオフ時にVVVFインバータ
を通電したまま微弱な励磁電流指令を与える手段
が備えられた一例を、第５図に類して示したブロ
ツク図である。
を通電したまま微弱な励磁電流指令を与える手段
が備えられた一例を、第５図に類して示したブロ
ツク図である。
第１図において、４４は励磁電流値指令回路、
４５は例えば低レベル優先信号切換器も採用可能
な図示の如き切換機能を有する信号切替回路、４
６は信号切替回路４５の動作時に１次遅れ作用を
なすクツシヨン回路である。図中、第５図と同符
号のものは同じ構成部分を示す。
４５は例えば低レベル優先信号切換器も採用可能
な図示の如き切換機能を有する信号切替回路、４
６は信号切替回路４５の動作時に１次遅れ作用を
なすクツシヨン回路である。図中、第５図と同符
号のものは同じ構成部分を示す。
ここに、励磁電流値指令回路４４および信号切
替回路４５が第５図に示した回路構成に付設され
てなり、かかる微弱励磁電流指令発生部はノツチ
オフ時に微弱な励磁電流指令B′を演算点３３に
送出するものである。
替回路４５が第５図に示した回路構成に付設され
てなり、かかる微弱励磁電流指令発生部はノツチ
オフ時に微弱な励磁電流指令B′を演算点３３に
送出するものである。
かようにして、第１図に示すものは第６図に示
されるＢ点において、VVVFインバータを通電
したままノツチオフして惰行する如くに、効用し
得るものであることは明らかである。ここで、Ｂ
点の励磁電流値は電動機の設計によつても異なる
が、定格励磁電流の10〜20％程度が適当である。
されるＢ点において、VVVFインバータを通電
したままノツチオフして惰行する如くに、効用し
得るものであることは明らかである。ここで、Ｂ
点の励磁電流値は電動機の設計によつても異なる
が、定格励磁電流の10〜20％程度が適当である。
ところで、このようなシステムでは車両が高速
運転状態に至ると、VVVF運転はやめて定電圧
定周波数（CVVF）運転に切り換え、架線電圧を
矩形波交流化して全電圧印加するこが多い。
運転状態に至ると、VVVF運転はやめて定電圧
定周波数（CVVF）運転に切り換え、架線電圧を
矩形波交流化して全電圧印加するこが多い。
このことは、前述した如き第５図の説明におい
て、いま車両速度が上昇し、これに伴い電圧指令
３４１も増加すると、比較ゲート指令回路３５が
オン状態にある時間t1が増加してオンオフ比
（t1／t2）は１に近づく。そして、電圧指令３４
１の最大値を定振巾三角波３７１の振巾よりも大
きな値としておけば、高速高電圧より電圧指令３
４１が定振巾三角波３７１の振巾をこえたとき、
比較ゲート指令回路はオンオフ動作をやめて一定
の出力状態、つまり第４図においては（t1＝t2）
に相当してCVVF運転を行い得る。
て、いま車両速度が上昇し、これに伴い電圧指令
３４１も増加すると、比較ゲート指令回路３５が
オン状態にある時間t1が増加してオンオフ比
（t1／t2）は１に近づく。そして、電圧指令３４
１の最大値を定振巾三角波３７１の振巾よりも大
きな値としておけば、高速高電圧より電圧指令３
４１が定振巾三角波３７１の振巾をこえたとき、
比較ゲート指令回路はオンオフ動作をやめて一定
の出力状態、つまり第４図においては（t1＝t2）
に相当してCVVF運転を行い得る。
さらに、第２図は電気車のノツチ曲線の一例を
示すものであり、とくに電動力行の場合について
示すものである。すなわち、車速０〜車速V1ま
ではインバータ７はVVVF運転をなし車速とイ
ンバータ出力電圧を比例させ第４図に示すような
PWM制御を行なう。車速V1〜車速Vnax間は
PWM制御はせずに（すなわちオンオフ比t1／t2
＝１）全電圧印加にて周波数制御のみ行なう。と
くに、０〜V1間は定トルク運転、V1〜V2間は定
出力運転でトルクは速度に逆比例し、V2〜Vnax
間は特性加速領域でトルクは速度の２乗に逆比例
する方式が一般公知であり、以上の運転モードに
合わせてすべり周波数は同図に記入された如く制
御するのが一般的である。
示すものであり、とくに電動力行の場合について
示すものである。すなわち、車速０〜車速V1ま
ではインバータ７はVVVF運転をなし車速とイ
ンバータ出力電圧を比例させ第４図に示すような
PWM制御を行なう。車速V1〜車速Vnax間は
PWM制御はせずに（すなわちオンオフ比t1／t2
＝１）全電圧印加にて周波数制御のみ行なう。と
くに、０〜V1間は定トルク運転、V1〜V2間は定
出力運転でトルクは速度に逆比例し、V2〜Vnax
間は特性加速領域でトルクは速度の２乗に逆比例
する方式が一般公知であり、以上の運転モードに
合わせてすべり周波数は同図に記入された如く制
御するのが一般的である。
このような中高速でCVVF運転を行なうV1〜
Vnax間の速度で運転しているときでも、ノツチ
オフ時にはすべり周波数を零に保つとともに、
PWM制御に切り替えて出力電圧をオンオフ比
（t1／t2）を小さくして弱励磁にて惰行運転を行
ない、VVVFインバータとしてつねに動作状態
においておくことが制御性上極めて有利である。
これは、第１図説明の電流制御ループの原理から
して、前述のようにノツチオフ時Ｂ点に相当する
小さな電流指令を与えれば、当然電圧指令３４１
は絞られてVVVF運転となることは明らかであ
る。
Vnax間の速度で運転しているときでも、ノツチ
オフ時にはすべり周波数を零に保つとともに、
PWM制御に切り替えて出力電圧をオンオフ比
（t1／t2）を小さくして弱励磁にて惰行運転を行
ない、VVVFインバータとしてつねに動作状態
においておくことが制御性上極めて有利である。
これは、第１図説明の電流制御ループの原理から
して、前述のようにノツチオフ時Ｂ点に相当する
小さな電流指令を与えれば、当然電圧指令３４１
は絞られてVVVF運転となることは明らかであ
る。
以上説明したように本発明によれば、ノツチオ
フ時にVVVFインバータを微弱な励磁電流によ
る通電状態で惰行する如く効用することにより、、
省エネルギ的にもさほどのパワーをとらずに不測
の事故に対する速応性についてもこれを上まわる
方式は他になく、断流器の開閉回数を軽減し得る
電気車制御上きわめて優れた性能を発揮する方式
を提供できる。
フ時にVVVFインバータを微弱な励磁電流によ
る通電状態で惰行する如く効用することにより、、
省エネルギ的にもさほどのパワーをとらずに不測
の事故に対する速応性についてもこれを上まわる
方式は他になく、断流器の開閉回数を軽減し得る
電気車制御上きわめて優れた性能を発揮する方式
を提供できる。
第１図は本発明の一実施例の要部構成を示すブ
ロツク図、第２図はVVVFインバータを用いた
電気車のノツチ曲線の一例を示す図、第３図は公
知の電気車駆動システムを示す構成図、第４図は
VVVFインバータの出力波形の一例を示す図、
第５図はすべり周波数制御系の公知のブロツク
図、第６図はトルク指令対電流の関数関係を示す
図である。 １……パンタグラフ、２，３……断流器、５…
…フイルタリアクトル、６……フイルタコンデン
サ、７……VVVFインバータ、８ａ〜８ｎ……
３相かご形誘導電動機、３１……電動機トルク指
令、３２……関数発生器、３４……電流制御増巾
器、３４１……電圧指令、３５……比較ゲート指
令回路、３６……電圧制御形発振器、３８……
VVVFインバータ、４０……三相誘導電動機、
４１……周波数電圧変換器、４２……パルス発信
機、４４……励磁電流値指令回路、４５……信号
切替回路、４６……クツシヨン回路。
ロツク図、第２図はVVVFインバータを用いた
電気車のノツチ曲線の一例を示す図、第３図は公
知の電気車駆動システムを示す構成図、第４図は
VVVFインバータの出力波形の一例を示す図、
第５図はすべり周波数制御系の公知のブロツク
図、第６図はトルク指令対電流の関数関係を示す
図である。 １……パンタグラフ、２，３……断流器、５…
…フイルタリアクトル、６……フイルタコンデン
サ、７……VVVFインバータ、８ａ〜８ｎ……
３相かご形誘導電動機、３１……電動機トルク指
令、３２……関数発生器、３４……電流制御増巾
器、３４１……電圧指令、３５……比較ゲート指
令回路、３６……電圧制御形発振器、３８……
VVVFインバータ、４０……三相誘導電動機、
４１……周波数電圧変換器、４２……パルス発信
機、４４……励磁電流値指令回路、４５……信号
切替回路、４６……クツシヨン回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 可変電圧可変周波インバータにより三相誘導
電導機に給電し、電動力行、回生制動を行なう電
気車、該電気車でノツチオフ時に前記可変電圧可
変周波インバータのすべり周波数を零としかつ出
力電圧を絞ることにより電動機発生トルクを零と
するものにおいて、該電動機発生トルクの零指令
を与えているときに微弱な励磁電流指令を発生す
る手段を具備すると共に、停止する場合を除き主
回路断流器は閉じたままとし微弱な励磁電流を流
しておくことにより、再ノツチ時に前記主回路断
流器の開放および再投入に伴なう制御遅れを小な
らしめると共に、断流器の開閉回数を軽減するこ
とを特徴とする電気車運転方式。 ２ 電気車が高速力行または回生運転時には定電
圧定周波インバータとして全電圧印加運転する前
記可変電圧可変周波インバータにおいて、ノツチ
オフ時には高速運転時といえども電圧制御を行な
い、前記電動機励磁電流を定格電圧より充分低い
値としておくようにした特許請求の範囲第１項記
載の電気車運転方式。 ３ 停車もしくは回路異常のとき以外には主回路
断流器を投入したままにしておくようにした特許
請求の範囲第１項記載の電気車運転方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5355280A JPS56150903A (en) | 1980-04-24 | 1980-04-24 | Operation system of electric car |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5355280A JPS56150903A (en) | 1980-04-24 | 1980-04-24 | Operation system of electric car |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56150903A JPS56150903A (en) | 1981-11-21 |
| JPS646601B2 true JPS646601B2 (ja) | 1989-02-03 |
Family
ID=12945954
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5355280A Granted JPS56150903A (en) | 1980-04-24 | 1980-04-24 | Operation system of electric car |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS56150903A (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5899203A (ja) * | 1981-12-08 | 1983-06-13 | Toshiba Corp | 電気車制御装置 |
| JP2579909B2 (ja) * | 1986-07-11 | 1997-02-12 | 株式会社東芝 | 電気車の制御装置 |
| JP2579910B2 (ja) * | 1986-07-11 | 1997-02-12 | 株式会社東芝 | 電気車の制御装置 |
| ES2573334T3 (es) * | 2009-12-08 | 2016-06-07 | Mitsubishi Electric Corporation | Aparato de control de propulsión |
-
1980
- 1980-04-24 JP JP5355280A patent/JPS56150903A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS56150903A (en) | 1981-11-21 |
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