JPH06268694A

JPH06268694A - 直接変換受信機用ｆｓｋ復調器

Info

Publication number: JPH06268694A
Application number: JP5051894A
Authority: JP
Inventors: Masahiro Mimura; 政博三村; Makoto Hasegawa; 誠長谷川; Katsushi Yokosaki; 克司横崎; Hiroyuki Harada; 博之原田
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1993-03-12
Filing date: 1993-03-12
Publication date: 1994-09-22
Also published as: US5450032A

Abstract

(57)【要約】【目的】本発明は、無線通信の受信機に使用されるＦ
ＳＫ復調器に関するもので、集積回路での構成に適した
直接変換受信機に適応した構成であることから、小型、
低消費電力で安価なＦＳＫ受信機の構成を可能とし、搬
送波からの局発周波数ずれに対する許容性を高くするこ
とを目的とする。【構成】ＦＳＫ変調信号の直接変換受信により得られ
たＩＱ信号１、２を混合器３により混合し、１／２分周
器５によりベースバンド信号と同等の周波数とし、混合
器７によりＩ信号と混合することにより、ＦＳＫのマー
クとスペースに応じて直流もしくはベースバンド信号の
２倍の周波数が得られるため、周波数判定回路８により
周波数を検出することにより復調を行なう。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、主として無線通信の直
接変換受信機に適用されるＦＳＫ復調器に関するもので
ある。

【０００２】

【従来の技術】最近、無線周波搬送波上の周波数偏移変
調（ＦＳＫ：ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＳｈｉｆｔＫｅｙ
ｉｎｇ；フィリケンシイー・シフト・キーイング）信号
を用いた直接変換受信機が集積回路化に適した受信機の
構成として検討されている。

【０００３】例えば、特開昭５８−１９０３８号公報に
記載されている構成が知られている。以下、図８を参照
して従来のデータ受信機について簡単に説明する。

【０００４】図８において、ｆｃを搬送波周波数および
δをＦＳＫ変調周波数偏移とした場合、周波数ｆｃ±δ
の受信ＲＦ信号が直接第１のミキサ回路８１、および移
相器８３を通して第２のミキサ回路８２に印加される。
移相器８３は搬送波周波数ｆｃおいて９０度位相を偏移
させる。搬送波周波数ｆｃで作動する局部発振器８４は
２つのミキサ回路８１及び８２に供給する出力を有す
る。ミキサ回路８１及び８２の出力はローパスフィルタ
８５及び８６のそれぞれを通過する。同フィルタ８５お
よび８６の出力は入力信号と局部発振器間の周波数差が
ある。それからローパスフィルタ８６の出力は第２の移
相器８７によりベースバンド信号周波数において９０度
位相を偏移される。両者の信号は、それぞれ制限増幅器
８８及び８９に印加される。前記の増幅器８８、８９の
出力はデジタル信号として取り扱われ、デジタル論理網
９０において処理される。なお移相器８３は、この例に
示す位置でなく、局部発振器８４と第１、あるいは第２
のミキサ回路の間に設けても良い。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかし、以上のような
構成では、低周波数帯での広帯域な９０度移相器が必要
であり、これを集積回路化する場合には、一般に大きな
チップサイズを必要とするため、復調器全体の集積回路
化は困難である。

【０００６】しかも、ＦＳＫ信号送信搬送波、受信器局
発信号間に周波数差がある場合、送信信号のマーク、ス
ペースに応じてベースバンド信号に周波数差が生じる
が、特にその周波数の低くなった場合において、ベース
バンド信号周波数の低下から、復調品質の劣化が大きく
なるという課題を有していた。

【０００７】本発明は上記課題を解決するもので、直接
変換受信機の構成としながら、移相器を必要とせず、デ
ジタル回路による構成も可能とすることにより、集積回
路化を容易にし、受信器の集積回路化による消費電力の
低減が可能とする、またＦＳＫ信号送信搬送波、受信器
局発信号間に周波数差がある場合において、ベースバン
ド周波数が高くなった場合における復調を選択的に利用
することも可能であり、より局部発信器の周波数ずれの
許容幅の広い復調方式を得ることを目的とするものであ
る。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の、本発明の技術的解決手段は、ＦＳＫ信号の直接変換
等で得られた第１、第２のベースバンド信号を第１の混
合器に供給し、前記第１の混合器の出力信号を１／２分
周器に供給し、前記１／２分周器の出力信号と、第１も
しくは第２のベースバンド信号を供給し、前記第２の混
合器の出力信号を周波数判別回路に供給し、前記周波数
判別回路の出力信号により復調する構成を有している。

【０００９】また、前記第１、第２のベースバンド信号
の周波数検出回路を設け、前記第１、第２のベースバン
ド信号の周波数変化と復調信号により、前記第１もしく
は第２のベースバンド信号の極性制御を行なうことによ
り、送受信機間の周波数ずれに対応した構成となる。

【００１０】

【作用】本発明は上記構成により、ＦＳＫ信号の直接変
換等で得られた、互いに９０度の位相差で、ＦＳＫ周波
数偏移の周波数を持つ第１、第２のベースバンド信号を
混合することにより、ＦＳＫ周波数偏移の２倍の周波数
の基準信号を得、前記基準信号を時間的な遅延なしに１
／２分周することにより、ＦＳＫ周波数偏移と同じ周波
数のクロック信号を得る。前記クロック信号を前記第１
もしくは第２のベースバンド信号と比較すると、一方と
は同相もしくは逆相、他方とは１／２クロック幅ずれた
信号となるため、前記クロック信号と前記ベースバンド
信号を混合することにより、同相もしくは逆相の場合は
直流、１／２クロック幅ずれた信号の場合はＦＳＫ周波
数偏移の２倍の周波数の復調信号が得られる。第１、第
２のベースバンド信号は互いに対称であり、ＦＳＫの変
化により関係が逆転するため、ＦＳＫの変化により、直
流成分もしくはＦＳＫ周波数偏移の２倍の周波数の復調
信号が得られるので、前記復調信号のゼロクロス点をパ
ルスカウント等により検出することにより、復調するこ
とができる。

【００１１】また、受信機の局発周波数と、送信機のＦ
ＳＫ搬送波周波数間にΔＦの周波数ずれが生じた場合、
ベースバンド信号の周波数は、送信データの符号変化に
伴い、（ＦＳＫ周波数偏移＋△Ｆ）と、（ＦＳＫ周波数
偏移−△Ｆ）になる。従って、復調においてパルスカウ
ントされる前記復調信号は、（ＦＳＫ周波数偏移＋△
Ｆ）の２倍の周波数もしくは、（ＦＳＫ周波数偏移−△
Ｆ）の２倍の周波数となる。ここで、変調指数の低いＦ
ＳＫの場合、復調信号の周波数低下は、復調結果のジッ
タにつながり、復調感度の劣化の原因となる。ここで
は、前記周波数検出回路により、ベースバンド信号の周
波数を検出し、（ＦＳＫ周波数偏移−△Ｆ）の２倍の周
波数をパルスカウントして復号している場合には、前記
第１もしくは前記第１もしくは第２のベースバンド信号
の極性を反転することにより、（ＦＳＫ周波数偏移＋△
Ｆ）の２倍の周波数をパルスカウントして復調する。こ
のとき、復号信号は反転してしまうため、前記のベース
バンド極性反転と同時に復号信号の反転を行なう。この
動作により、受信機の局発周波数と、送信機のＦＳＫ搬
送波周波数間に周波数ずれがある場合には、常にベース
バンド信号の周波数が高い状態において復号するため、
周波数ずれに起因するジッタが低減される。

【００１２】このような構成により、集積回路化が難し
いベースバンド周波数帯における広帯域９０度移相器を
用いることなくＦＳＫ復調器が実現できる。しかも、混
合器を排他的論理和演算回路で置き換えることにより、
復調処理全体をデジタル信号処理により実現できること
から、復調器全体の集積回路化が容易であり、復調機の
小型化と低消費電力化が同時に実現できる。

【００１３】

【実施例】（実施例１）以下、図１、図３、図４、図５
を参照しながら本発明の第１の実施例について説明す
る。図１は、本発明におけるＦＳＫ復調方式を適用した
復調回路の主要部の回路系統図である。図１において、
１、２は、お互いに直交位相で、かつＦＳＫ信号の周波
数偏移の上下により相対的にお互いの位相が反転する関
係にあり、通常、Ｉ信号、Ｑ信号と呼ばれている第１、
第２のベースバンド信号であり、３は前記第１、第２の
ベースバンド信号を混合する第１の混合器であり、４は
前記第１の混合器の出力信号であり、５は信号４の周波
数を２分の１に分周する分周器であり、６は前記分周器
から出力されるクロック信号であり、７はクロック信号
６と前記ベースバンド信号１を混合する第２の混合器で
あり、８は前記第２の混合器の出力信号のパルスカウン
トを行う周波数判定回路であり、ここでは図５に示すよ
うに、エッジ検出回路により入力信号の両エッジを検出
し、そのエッジ検出信号をパルスカウント回路により検
出する構成とし、パルスカウント回路としては低域通過
フィルタを用いた場合とするが、周波数の判定が可能で
あれば、どのような方式でも適用できることは自明であ
る。９は前記周波数判定回路８の出力信号である。

【００１４】以上のような構成において、以下その動作
を説明する。ＦＳＫを直接変換により受信した場合に得
られる前記Ｉ信号１と前記Ｑ信号２は、それぞれ受信Ｆ
ＳＫ信号の周波数偏移の周波数であり、お互いの位相差
が９０度となる。ここで、図４（ａ）に示すように、Ｉ
信号がＱ信号に比べ９０度位相が進んでいる場合、前記
第１の混合器３から出力されるＩ信号とＱ信号の混合信
号は、それぞれの信号の倍の周波数をもつ基準信号４に
なる。ここで、前記分周器５を、図５に示す構成とす
る。

【００１５】図５において、５１は前記第１の混合器の
出力信号４を二値化する振幅制限増幅器、５２はＤフリ
ップフロップである。前記入力信号４は、前記振幅制限
増幅器５１でデジタル信号として整形され、前記Ｄフリ
ップフロップ５２のクロック入力に供給される。また、
前記Ｄフリップフロップ５２の反転出力をデータ入力と
する。このような構成により、前記Ｄフリップフロップ
のクロック入力に供給された基準信号４の一周期毎に前
記Ｄフリップフロップ５２の状態が反転する。二周期の
入力による二回の反転で、一周期分の出力がなされるた
め、分周動作が行われることになる。ここで、前記クロ
ック信号６は、ＮＲＺ信号とする。

【００１６】図５の分周器を用いた場合の、入力信号で
ある前記基準信号４と、出力信号であるクロック信号６
の対応は、図４のようになる。ここで、図４のＩ信号１
と、Ｑ信号２を分周器出力信号６と比較すると、Ｉ信号
１とクロック信号６は半クロック分位相差があり、Ｑ信
号２とクロック信号６は同相である。従って、図１にお
いて、Ｉ信号１とクロック信号６６を混合器７で混合し
た信号は、図４に示すようにＩ信号１、Ｑ信号２の周波
数の２倍の周波数を持った信号となる。従って、前記第
２の混合器の出力信号を両エッジ検出し、低域通過フィ
ルタによりパルスカウントすることにより、信号出力を
得る。

【００１７】また、図４（ｂ）に示すように、Ｉ信号１
がＱ信号２に比べて９０度遅れている場合には、同様
に、Ｉ信号１と前記クロック信号６は同相であることか
ら、前記クロック信号６とＩ信号２を混合した第２の混
合器の出力信号は、図４の復調信号として示すような波
形になる。これは、前記周波数判定回路８におけるパル
スの両エッジ検出には検出されないため、両エッジ検出
後の低域通過フィルタによるパルスカウントの結果は無
信号となる。

【００１８】従って、パルスカウントに用いられた低域
通過フィルタの出力信号レベルの高低により、目的とし
ていたＦＳＫ信号の復調が行なわれる。（実施例２）以下、図２、図６を参照しながら本発明の
第２の実施例について説明する。図２は、本発明におけ
るＦＳＫ復調方式を適用した復調回路の主要部の回路系
統図である。図２において、図１と異なるのは、１０の
周波数比較回路と、１２の第１の信号反転回路、１３の
第２の信号反転回路を有することである。

【００１９】以上のような構成において、以下その動作
を説明する。この第２の実施例における主要な動作は、
前記第１の実施例と同様であるので、特に相違点につい
て説明を行なう。図６（ａ）は、受信機の局発周波数
と、送信機のＦＳＫ搬送波周波数間にΔＦの周波数ずれ
が生じた場合における、復調過程である。このように、
ベースバンド信号の周波数は、送信データの符号変化に
伴い、（ＦＳＫ周波数偏移＋△Ｆ）と、（ＦＳＫ周波数
偏移−△Ｆ）に変化する。実施例１において説明した通
り、本方式による復調は、ベースバンド周波数の２倍の
周波数を持つ復調信号のゼロクロス点を、前記周波数判
定回路８によりパルスカウントすることにより行なって
いが、図６（ａ）のように、ベースバンド信号の周波数
が（ＦＳＫ周波数偏移−△Ｆ）となる場合にパルスカウ
ントを行なっている場合には、所期の周波数よりも低い
周波数において復調しているため、図６（ａ）のゼロク
ロス検出信号に示すように、復調動作に遅延が生じ易く
なり、復調感度の劣化原因となる。

【００２０】このため、周波数ずれが存在する場合に
は、ベースバンド信号の周波数が高い部位において、パ
ルスカウントを行うようにするため、パルスカウント発
生時のベースバンド周波数を検出し、周波数偏移よりも
低い周波数である場合には、前記Ｉ、Ｑいずれかのベー
スバンド信号の極性を反転させる構成とする。こうする
ことにより、前記Ｉ、Ｑベースバンド信号の位相関係は
逆転し、ベースバンド信号が周波数偏移よりも高い部位
において、パルスカウントが発生するようになる。この
場合、復調データも反転してしまうため、同時に復調デ
ータも反転させなければならない。また、Ｉ、Ｑいずれ
かのベースバンド信号の極性を反転させるということ
は、Ｉ、Ｑベースバンド信号を混合する、前記第２の混
合器の出力信号である前記基準信号４を反転させること
と等価であることから、本実施例では、前記基準信号４
を反転させる構成としている。

【００２１】具体的には、図２に示した構成において、
前記周波数比較回路１０は、周波数判定回路１６に出力
がある時の前記基準信号４の周波数が、周波数偏移の２
倍の周波数よりも低い場合を検出し、第１の信号反転回
路１２と第２の信号反転回路１３に反転信号１１を送出
する。この前記反転信号１１により、前記第１、第２の
信号反転回路１２、１３は、入力信号の極性を逆にした
信号を送出する。図６（ｂ）は、前記基準信号４が信号
反転回路１３により反転された場合における復調過程で
ある。このような構成により、図６（ａ）においてゼロ
クロスが検出されない部位において、図６（ｂ）ではゼ
ロクロス点が生じることが分かる。ここで、ゼロクロス
の部位を逆転したため、第２の信号反転回路１３により
復調結果を反転することにより、最終的な復調結果を得
る。

【００２２】以上の説明から明らかなように、本実施例
によれば、受信機の局発周波数と、送信機のＦＳＫ搬送
波周波数間に周波数ずれが生じた場合において、ベース
バンド信号の周波数が低下する場合においても、常に復
調を周波数偏移よりも高い周波数において行うことが可
能であるため、前述したような復調の遅れからくる感度
劣化に対して、有利な受信機が構成可能である。

【００２３】（実施例３）次に以下、図３、図７を参照
しながら本発明の第３の実施例について説明する。図３
は、本発明におけるＦＳＫ復調方式を適用した復調回路
の主要部の回路系統図である。図３において、図２と異
なるのは、前記分周器５の入力信号と、前記分周器５の
出力信号を混合する第３の混合器１４、前記第３の混合
器１４の出力信号と、前記Ｑベースバンド信号２を混合
する第４の混合器１５、を新たに有し、前記周波数判定
回路８のかわりに、動作は同じであるが２入力の周波数
判定回路１６を有することである。

【００２４】以上のような構成において、以下その動作
を説明する。この第３の実施例における主要な動作は、
前記第２の実施例と同様であるので、特に相違点につい
て説明を行なう。

【００２５】図７（ａ）は、前記Ｉ信号１が前記Ｑ信号
２に対し、９０度位相の進んでいる場合における、本発
明による復調方式の復調過程である。前記分周器５に入
力される第１の混合器出力信号と、前記分周器５の出力
信号であるクロック信号６を、前記第３の混合器によっ
て混合することにより、図７（ａ）に示すような信号が
得られる。この前記第３の混合器出力信号は、クロック
信号６と、ゼロクロス点で比較すると、半クロック分位
相差があるため、Ｑ信号とも同様の位相差が生じる。従
って、この前記第３の混合器出力信号を、前記Ｑ信号２
と、第３の混合器１５で混合することにより、図７
（ａ）に示すような出力信号が得られる。この第４の混
合器出力信号は、第２の混合器出力信号と同様、両エッ
ジ検出によるゼロクロス点の検出と、パルスカウントに
より、信号検出することにより、信号が取り出せる。こ
のため、第２の実施例において１入力であった前記周波
数判定回路１６を、２入力のものとし、それぞれの入力
信号の周波数成分を検出する構成とする。

【００２６】図７（ｂ）は、前記Ｉ信号１が前記Ｑ信号
２に対し、９０度位相の遅れている場合における、本発
明による復調方式の復調過程である。以上の説明と同様
の復調過程により、前記第３、第４の混合器出力信号が
得られる。この場合、第３の混合器出力信号は、Ｑ信号
と、ゼロクロス点で比較すると、同相であるため、前記
第４の混合器出力信号には、前記第２の混合器出力と同
様に、ゼロクロス点は存在しない。従って、前記周波数
判定回路１６の出力は、無信号となる。

【００２７】このように前記周波数判定回路１６の出力
信号の有無により、ＦＳＫ信号の復調動作が行なわれ
る。

【００２８】このように、復調動作をＩ信号側、Ｑ信号
側の２系統で持つことにより、復調動作の信頼性を向上
させた構成となる。

【００２９】ここで、周波数比較回路１０、第１の信号
反転回路１２、第２の信号反転回路１３は、局部発信器
の周波数ずれが無視しうる場合はなくても良い。

【００３０】また、いずれの実施例でも、変調周波数信
号の形式は、ＦＳＫである場合について説明したが、等
価的に周波数の偏移により変調をかける信号形式につい
ても、本発明の復調方式を適用できることは明らかであ
る。

【００３１】また、いずれの実施例でも、受信方式は、
直接変換受信方式とした場合について説明したが、搬送
波信号を中間周波数信号とすれば、ヘテロダイン方式の
復調方式として、本発明の復調方式を適用できることは
明らかである。

【００３２】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、複雑な手
段をこうじることなくＦＳＫ信号の復調回路を構成可能
で、若干の回路の追加により、局部発信器の周波数ずれ
に対応する構成となる。

【００３３】本発明により、直接変換受信機の構成で、
局部発振周波数ずれの許容幅の拡大等が期待でき、ま
た、復調回路がデジタル回路素子で構成可能となること
から、低消費電力化への対応も可能で、かつ複雑な手段
を必要とせず、集積回路化が可能であるため小形および
低価格化に対応でき、その工業的な効果は大きい。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例におけるＦＳＫ復調器を
適用した復調回路の主要部を示す回路系統図

【図２】本発明の第２の実施例におけるＦＳＫ復調器を
適用した復調回路の主要部を示す回路系統図

【図３】本発明の第３の実施例におけるＦＳＫ復調器を
適用した復調回路の主要部を示す回路系統図

【図４】本発明の第１の実施例における復号信号処理回
路の一例を示す概念図

【図５】本発明の実施例における復号信号処理回路の一
例を示す概念図

【図６】本発明の第２の実施例における復号信号処理回
路の一例を示す回路系統図

【図７】本発明の第３の実施例における復号信号処理回
路の一例を示す機能説明図

【図８】従来の受信機の構成によるＦＳＫ復調方式を適
用した復調回路の主要部を示す回路系統図

【符号の説明】

１Ｉベースバンド信号２Ｑベースバンド信号３第１の混合器４基準信号５分周器６クロック信号７第２の混合器８周波数判定回路９最終的な復調信号１０周波数比較回路１１信号反転信号１２第１の信号反転回路１３第２の信号反転回路１４第３の混合器１５第４の混合器１６周波数判定回路５１振幅制限増幅器５２Ｄ型フリップフロップ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者原田博之石川県金沢市彦三町２丁目１番45号株式会社松下通信金沢研究所内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】お互いに直交位相で、周波数偏移変調信
号の周波数偏移の上下により相対的に反転する位相関係
にある第１、第２のベースバンド信号を混合する第１の
混合器と、前記第１の混合器の出力信号を２分の１分周
する分周器と、前記第１のベースバンド信号と前記分周
器の出力信号を混合する第２の混合器と、前記第２の混
合器の出力信号の周波数を判別する周波数判別回路と、
前記周波数判別回路の出力信号を用いて、データ復調を
行なう復調手段とを具備するＦＳＫ復調器。
【請求項２】請求項１の構成に加えて、周波数判別回
路の出力信号をトリガー入力とし、第１の混合器の出力
信号を入力信号とし、トリガー入力により前記入力信号
の周波数検出を開始し、基準値よりも低い、もしくは高
い周波数が検出された場合に出力として信号を発生する
周波数検出回路と、前記第１の混合器と分周器との間に
前記周波数検出回路の出力信号を制御入力とし、前記制
御入力信号により前記第１の混合器の出力信号の符号を
反転、もしくは非反転する第１の信号反転回路と、前記
周波数検出回路の出力信号を制御入力とし、前記制御入
力信号により、周波数判別回路の出力信号の符号を反
転、もしくは非反転する第２の信号反転回路とを具備し
たＦＳＫ復調器。
【請求項３】請求項１、２いずれかに記載の構成に加
えて、分周器の入力信号を前記分周器の出力信号と混合
する第３の混合器と、前記第３の混合器の出力信号と第
２のベースバンド信号を混合する第４の混合器と、第１
の周波数判別回路の代わりに、第２、第４の混合器の出
力信号を入力とし、入力信号の周波数を判別する第２の
周波数判別回路とを具備するＦＳＫ復調器。
【請求項４】第１、第２、第３、あるいは第４の混合
器として、排他的論理和演算回路を用いる請求項１、
２、３いずれか記載のＦＳＫ復調器。
【請求項５】分周器として、Ｄ形フリップフロップ回
路を用い、当該フリップフロップ回路のデータ入力端子
に信号を入力し、反転出力端子をクロック入力端子に接
続し、出力端子から当該分周器としての出力を得る請求
項１、２、３いずれか記載のＦＳＫ復調器。
【請求項６】周波数判別回路を、入力信号のゼロクロ
ス点を検出し、短いパルス状の信号を発生するエッジ検
出回路と、前記エッジ検出回路の出力信号の一定時間内
でのパルス数をカウントするパルスカウント回路と、前
記パルスカウント回路の出力信号を２値化するコンパレ
ータ回路とにより構成し、前記コンパレータ回路の出力
信号を周波数判別回路の出力信号とする請求項１記載の
ＦＳＫ復調器。
【請求項７】周波数検出回路を、入力信号の周波数を
電圧値に変換する周波数／電圧変換器と、前記周波数／
電圧変換器の出力信号をデータ入力とし、周波数検出回
路のトリガー入力をクロック入力とするＤ形フリップフ
ロップ回路とにより構成し、前記Ｄ形フリップフロップ
回路の出力信号を制御入力信号とする請求項２記載のＦ
ＳＫ復調器。
【請求項８】信号反転回路を、入力信号を反転する符
号反転器と、前記符号反転器の入力信号と出力信号とを
制御入力信号により切り換えて、入力信号を得るトライ
ステート回路とにより構成された請求項２記載のＦＳＫ
復調器。
【請求項９】信号反転回路を、排他的論理和演算器と
符号反転器とにより構成し、前記信号反転回路の入力信
号と、制御入力信号のどちらか一方に、当該符号反転器
を設け、その符号反転器の出力信号と、他方の入力信号
とを前記排他的論理和演算回路の入力とし、前記排他的
論理和演算回路の出力信号を当該信号反転回路の出力信
号とする請求項２記載のＦＳＫ復調器。
【請求項１０】周波数判別回路を、入力信号の両エッ
ジを検出するエッジ検出器と、そのエッジ検出器のパル
ス状の出力信号を電圧値に変換するパルスカウント回路
とにより構成した請求項３記載のＦＳＫ復調器。
【請求項１１】第２の周波数判別回路を、第２、第４
の混合器の出力信号のゼロクロス点を検出し、短いパル
ス状の信号を発生する第２、第３のエッジ検出回路と、
前記第２、第３のエッジ検出回路の出力信号を加算する
加算器と、前記加算器の出力信号の一定時間内でのパル
ス数をカウントする第２のパルスカウント回路とにより
構成し、前記第２のパルスカウント回路の出力信号を当
該周波数判別回路の出力信号とする請求項３記載のＦＳ
Ｋ復調器。
【請求項１２】第２の周波数判別回路を、第２、第４
の混合器の出力信号のゼロクロス点を検出し、短いパル
ス状の信号を発生する第４、第５のエッジ検出回路と、
前記第４、第５のエッジ検出回路の出力信号の論理和を
とる論理和演算器と、前記論理和演算器の出力信号の一
定時間内でのパルス数をカウントする第３のパルスカウ
ント回路とにより構成し、前記第３のパルスカウント回
路の出力信号を当該第２の周波数判別回路の出力信号と
する請求項３記載のＦＳＫ復調器。
【請求項１３】パルスカウント回路として、低域通過
フィルタを用いることを特徴とする請求項６、１１、１
２いずれか記載のＦＳＫ復調器。
【請求項１４】パルスカウント回路として、ワンショ
ット・トリガ回路を用いることを特徴とする請求項６、
１０、１１、１２いずれか記載のＦＳＫ復調器。
【請求項１５】エッジ検出回路を、入力信号を遅延す
るための偶数個の符号反転演算器と、前記偶数個の符号
反転演算器の出力信号と、当該エッジ検出回路の入力信
号を入力とする排他的論理和演算回路とにより構成し、
前記排他的論理和演算回路の出力信号を当該エッジ検出
回路の出力信号とする請求項６、１０、１１、１２いず
れか記載のＦＳＫ復調器。
【請求項１６】エッジ検出回路を、２入力の排他的論
理和演算回路と、その排他的論理和演算回路の入力端子
間に抵抗を有し、一方の入力端を前記エッジ検出回路の
入力とし、他方の入力端とグランド間に入力信号を遅延
するための偶数個の符号反転演算器とにより構成し、そ
の偶数個の符号反転演算器の出力信号と、当該エッジ検
出回路の入力信号を入力とする排他的論理和演算回路の
出力信号を当該エッジ検出回路の出力信号とする請求項
６、１０、１１、１２いずれか記載のＦＳＫ復調器。