JPH06269198A - 駆動誘導負荷からのエネルギー回収方法および装置 - Google Patents
駆動誘導負荷からのエネルギー回収方法および装置Info
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- JPH06269198A JPH06269198A JP24131793A JP24131793A JPH06269198A JP H06269198 A JPH06269198 A JP H06269198A JP 24131793 A JP24131793 A JP 24131793A JP 24131793 A JP24131793 A JP 24131793A JP H06269198 A JPH06269198 A JP H06269198A
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- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 title claims abstract description 64
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 16
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 36
- 238000011084 recovery Methods 0.000 claims abstract description 17
- 230000005669 field effect Effects 0.000 claims description 9
- 238000007599 discharging Methods 0.000 claims description 7
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 claims description 7
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims description 2
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 2
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 2
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 claims 1
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 4
- 230000006978 adaptation Effects 0.000 description 1
- 230000007547 defect Effects 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 238000013461 design Methods 0.000 description 1
- 238000005265 energy consumption Methods 0.000 description 1
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000013021 overheating Methods 0.000 description 1
- 238000007639 printing Methods 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
- H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
- H03K17/60—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being bipolar transistors
- H03K17/64—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being bipolar transistors having inductive loads
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- Electronic Switches (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Control Of Stepping Motors (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 誘導負荷に含まれる電荷から駆動回路を保護
する保護回路に接続された誘導負荷からのエネルギー回
収装置を得る。 【構成】 誘導負荷Ｌは一端が電源ライン４に接続さ
れ、他端が駆動回路２および保護回路Ｄに接続される。
回路装置１は電荷アキュムレータ、好ましくは保護回路
Ｄに接続され、誘導負荷Ｌからの電荷を蓄積するコンデ
ンサＣを有する。制御回路３はコンデンサＣの電荷のレ
ベルを監視する。コンデンサＣおよび電源ライン４間に
接続されたスイッチＳはコンデンサＣに蓄積された電荷
を電源ライン４に放電させる。制御回路３はスイッチＳ
に誘導負荷Ｌの間欠的放電を行うように制御する。スイ
ッチＳは誘導負荷Ｌからの電荷をコンデンサＣに蓄積さ
せるように開き、コンデンサＣに蓄積された電荷を電源
ライン４に放電させるように閉じる。
する保護回路に接続された誘導負荷からのエネルギー回
収装置を得る。 【構成】 誘導負荷Ｌは一端が電源ライン４に接続さ
れ、他端が駆動回路２および保護回路Ｄに接続される。
回路装置１は電荷アキュムレータ、好ましくは保護回路
Ｄに接続され、誘導負荷Ｌからの電荷を蓄積するコンデ
ンサＣを有する。制御回路３はコンデンサＣの電荷のレ
ベルを監視する。コンデンサＣおよび電源ライン４間に
接続されたスイッチＳはコンデンサＣに蓄積された電荷
を電源ライン４に放電させる。制御回路３はスイッチＳ
に誘導負荷Ｌの間欠的放電を行うように制御する。スイ
ッチＳは誘導負荷Ｌからの電荷をコンデンサＣに蓄積さ
せるように開き、コンデンサＣに蓄積された電荷を電源
ライン４に放電させるように閉じる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、駆動誘導負荷からの
エネルギー回収方法および装置に関し、特に駆動誘導負
荷からエネルギーを回収する装置およびエネルギー回収
路の誘導負荷をターンオフする方法に関するものであ
る。
エネルギー回収方法および装置に関し、特に駆動誘導負
荷からエネルギーを回収する装置およびエネルギー回収
路の誘導負荷をターンオフする方法に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】周知のように、誘導負荷の“ターンオ
フ”過渡中負荷駆動電子構成要素に取り返しのつかない
損傷を与えるかもしれない過電圧が発生する。このよう
な重大な欠点を取り除くために、従来過電圧に対して保
護構成を組み入れた誘導負荷用の駆動回路が提案されて
いる。
フ”過渡中負荷駆動電子構成要素に取り返しのつかない
損傷を与えるかもしれない過電圧が発生する。このよう
な重大な欠点を取り除くために、従来過電圧に対して保
護構成を組み入れた誘導負荷用の駆動回路が提案されて
いる。
【０００３】この種の回路の代表的な例として図４に示
すようなものがあり、ここで、インダクタンスＬで表す
誘導負荷は、電圧Ｖalの電源ライン４と接地間のパワー
トランジスタＴによって駆動される。
すようなものがあり、ここで、インダクタンスＬで表す
誘導負荷は、電圧Ｖalの電源ライン４と接地間のパワー
トランジスタＴによって駆動される。
【０００４】パワートランジスタＴが適当なベース電圧
Ｖc(t)によって導通するように駆動されると、電源電圧
Ｖalと飽和状態で動作中のパワートランジスタＴのコレ
クターエミッタ間電圧Ｖceの差に等しい電圧降下ＶLが
インダクタンスＬの両端に現れる。結果として、電流Ｉ
LがインダクタンスＬを通して流れ、これは次のような
関係で表される。
Ｖc(t)によって導通するように駆動されると、電源電圧
Ｖalと飽和状態で動作中のパワートランジスタＴのコレ
クターエミッタ間電圧Ｖceの差に等しい電圧降下ＶLが
インダクタンスＬの両端に現れる。結果として、電流Ｉ
LがインダクタンスＬを通して流れ、これは次のような
関係で表される。
【０００５】ＩL＝（Ｖal−Ｖce）／Ｌ
【０００６】さらに、インダクタンスＬに蓄積されるエ
ネルギーの量は
ネルギーの量は
【０００７】（１／２）ＬＩ2
【０００８】である。ターンオフの際に、誘導負荷の固
有慣性のため、電流ＩLはその値を保持しがちであり、
このような状態ではパワートランジスタＴはオープン回
路状態にあるので、コレクタにおける電圧が非常に高い
電圧、十分に電源電圧Ｖal以上まで上昇する。
有慣性のため、電流ＩLはその値を保持しがちであり、
このような状態ではパワートランジスタＴはオープン回
路状態にあるので、コレクタにおける電圧が非常に高い
電圧、十分に電源電圧Ｖal以上まで上昇する。
【０００９】従って、パワートランジスタＴは損傷させ
られるかもしれない過電圧によって励起される。このよ
うな同じ損傷を避けるために、インダクタンスＬに並列
に接続されたループバックダイオードＤが提案されてい
る。
られるかもしれない過電圧によって励起される。このよ
うな同じ損傷を避けるために、インダクタンスＬに並列
に接続されたループバックダイオードＤが提案されてい
る。
【００１０】ある概念から利点がある一方で、この従来
法は、切り換え速度が重要な制限でない場合に適用でき
るだけである。実際に従来法により提供される放電時間
Ｔsはかなり長く、しばしばその高印字速度が非常に短
い電流減衰時間を要するワイアプリンタ用のもののよう
な多くの実際の用途に対して受け入れることができな
い。
法は、切り換え速度が重要な制限でない場合に適用でき
るだけである。実際に従来法により提供される放電時間
Ｔsはかなり長く、しばしばその高印字速度が非常に短
い電流減衰時間を要するワイアプリンタ用のもののよう
な多くの実際の用途に対して受け入れることができな
い。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】この制限を克服するた
めに、従来添付図面の図５で示される別な方法が提案さ
れている。ツエナダイオードＺがダイードＤと電源ライ
ン４の間に付加され、接続される。ターンオフの際に、
インダクタンスＬの両端の電圧はＶFおよび共に付加さ
れるＶZであり、２つの一番最後に挙げた用語はダイー
ドＤおよびツエナダイオードＺの両端の電圧降下を表
す。
めに、従来添付図面の図５で示される別な方法が提案さ
れている。ツエナダイオードＺがダイードＤと電源ライ
ン４の間に付加され、接続される。ターンオフの際に、
インダクタンスＬの両端の電圧はＶFおよび共に付加さ
れるＶZであり、２つの一番最後に挙げた用語はダイー
ドＤおよびツエナダイオードＺの両端の電圧降下を表
す。
【００１２】従って、電流ＩLを放電するための減衰時
間即ち時間Ｔsは次の関係に従って減衰される。
間即ち時間Ｔsは次の関係に従って減衰される。
【００１３】Ｔs＝ＬＩL／（ＶF＋ＶZ）
【００１４】スレッショルド値ＶZを調整することによ
り、放電時間Ｔsは所定のインダクタンスＬおよび電流
ＩLに対して設定できる。しかしながら、後者の従来法
でさえ欠点のないものはない。例えば、導通期間中にイ
ンダクタンスに蓄積されたエネルギーの全てはツエナダ
イオードＺへ失われる。誘導負荷の数や特性に応じて、
ツエナダイオードＺに対する電力損失は数十ワットの位
数になるかもしれない。
り、放電時間Ｔsは所定のインダクタンスＬおよび電流
ＩLに対して設定できる。しかしながら、後者の従来法
でさえ欠点のないものはない。例えば、導通期間中にイ
ンダクタンスに蓄積されたエネルギーの全てはツエナダ
イオードＺへ失われる。誘導負荷の数や特性に応じて、
ツエナダイオードＺに対する電力損失は数十ワットの位
数になるかもしれない。
【００１５】この発明によって扱われる根元的な技術的
問題は、安全限界内でこのような負荷の駆動を保持して
いる間誘導負荷の迅速な切り換えおよび従来例と関連し
て上述した欠点を克服できる装置を提供することであ
る。
問題は、安全限界内でこのような負荷の駆動を保持して
いる間誘導負荷の迅速な切り換えおよび従来例と関連し
て上述した欠点を克服できる装置を提供することであ
る。
【００１６】この発明の他の目的は、導通段階で誘導負
荷に蓄積されたエネルギーをターンオフ段階で回収する
ことでる。この発明は、インダクタンスからの蓄積され
たエネルギーを一時的“アキュムレータ”に転送し、そ
れを一定の間隔でアキュムレータから主電力回路網にダ
ンプする考えを使用する。
荷に蓄積されたエネルギーをターンオフ段階で回収する
ことでる。この発明は、インダクタンスからの蓄積され
たエネルギーを一時的“アキュムレータ”に転送し、そ
れを一定の間隔でアキュムレータから主電力回路網にダ
ンプする考えを使用する。
【００１７】
【課題を解決するための手段】従来法の技術的問題は、
ここで詳細に記述されかつ特許請求の範囲で規定される
ような電源ラインに接続された誘導負荷用の駆動回路と
関連する型の、駆動している誘導負荷のエネルギーを回
収する装置において、誘導負荷の一端に接続された電荷
アキュムレータと、この電荷アキュムレータの充電レベ
ルを監視する制御回路と、この制御回路によって制御さ
れ、電荷アキュムレータを電源ラインに接続するオン／
オフスイッチと、電荷アキュムレータおよび誘導負荷間
に接続され、駆動回路がターンオフに制御されるとき誘
導負荷を間欠的に放電するスイッチ手段とを備えたこと
を特徴とする駆動誘導負荷からのエネルギー回収装置に
よって解決される。
ここで詳細に記述されかつ特許請求の範囲で規定される
ような電源ラインに接続された誘導負荷用の駆動回路と
関連する型の、駆動している誘導負荷のエネルギーを回
収する装置において、誘導負荷の一端に接続された電荷
アキュムレータと、この電荷アキュムレータの充電レベ
ルを監視する制御回路と、この制御回路によって制御さ
れ、電荷アキュムレータを電源ラインに接続するオン／
オフスイッチと、電荷アキュムレータおよび誘導負荷間
に接続され、駆動回路がターンオフに制御されるとき誘
導負荷を間欠的に放電するスイッチ手段とを備えたこと
を特徴とする駆動誘導負荷からのエネルギー回収装置に
よって解決される。
【００１８】また、この技術的問題は、ここで詳細に記
述されかつ特許請求の範囲で規定されるようなエネルギ
ー回収路の誘導負荷をターンオフする方法において、誘
導負荷に蓄積されたエネルギーからの電荷は周期的に電
荷アキュムレータに転送され、電荷アキュムレータは頻
繁な間隔で電源ラインに放電されることを特徴とする駆
動誘導負荷からのエネルギー回収方法誘導負荷のターン
オフ方法によって解決される。
述されかつ特許請求の範囲で規定されるようなエネルギ
ー回収路の誘導負荷をターンオフする方法において、誘
導負荷に蓄積されたエネルギーからの電荷は周期的に電
荷アキュムレータに転送され、電荷アキュムレータは頻
繁な間隔で電源ラインに放電されることを特徴とする駆
動誘導負荷からのエネルギー回収方法誘導負荷のターン
オフ方法によって解決される。
【００１９】
【作用】例えば、駆動器を保護するための装置が開示さ
れ、この駆動器は誘導負荷を駆動するように構成され
る。この発明の装置は、誘導負荷内に作られた蓄積装
置、好ましくはコンデンサを含む。スイッチ、好ましく
は電界効果トランジスタはコンデンサおよび誘導負荷間
に接続される。制御回路はスイッチに接続される。ま
た、制御手段はコンデンサの充電レベルを監視する。イ
ンダクタはコンデンサに接続され、インダクタ放電とし
てコンデンサの充電を強める。コンデンサの両端の電圧
が所定値に達すると、次ぎにコンデンサは電源ラインに
接続されて放電させられる。この過程は何回も繰り返し
てもよい。
れ、この駆動器は誘導負荷を駆動するように構成され
る。この発明の装置は、誘導負荷内に作られた蓄積装
置、好ましくはコンデンサを含む。スイッチ、好ましく
は電界効果トランジスタはコンデンサおよび誘導負荷間
に接続される。制御回路はスイッチに接続される。ま
た、制御手段はコンデンサの充電レベルを監視する。イ
ンダクタはコンデンサに接続され、インダクタ放電とし
てコンデンサの充電を強める。コンデンサの両端の電圧
が所定値に達すると、次ぎにコンデンサは電源ラインに
接続されて放電させられる。この過程は何回も繰り返し
てもよい。
【００２０】この発明による装置および関連するターン
オフ方法の特徴および利点は、添付図面と共に行うその
実施例の以下の詳細な説明から明確になるであろう。以
下の説明および図面は一例として与えられたもので、こ
の発明の範囲を限定するものと解釈されるべきでない。
オフ方法の特徴および利点は、添付図面と共に行うその
実施例の以下の詳細な説明から明確になるであろう。以
下の説明および図面は一例として与えられたもので、こ
の発明の範囲を限定するものと解釈されるべきでない。
【００２１】
【実施例】図１において、１は誘導負荷を駆動している
エネルギーを回収するための回路装置である。特に、回
路装置１は駆動回路２と関連するようになされている。
駆動回路２はインダクタンスＬを駆動する。
エネルギーを回収するための回路装置である。特に、回
路装置１は駆動回路２と関連するようになされている。
駆動回路２はインダクタンスＬを駆動する。
【００２２】駆動回路２は非常に構成が簡単で、好まし
くはｎｐｎバイポーラ型のパワートランジスタＴからな
る。このパワートランジスタＴはそのコレクタ端子Ａが
インダクタンスＬの一端に接続される。インダクタンス
Ｌの他端は電圧Ｖalが供給されるライン４に接続され
る。
くはｎｐｎバイポーラ型のパワートランジスタＴからな
る。このパワートランジスタＴはそのコレクタ端子Ａが
インダクタンスＬの一端に接続される。インダクタンス
Ｌの他端は電圧Ｖalが供給されるライン４に接続され
る。
【００２３】さらに、パワートランジスタＴはそのエミ
ッタ端子Ｅが接地され、そのベースに後述の時間ー可変
電圧制御信号を受けるようになされており、この信号は
Ｖc（ｔ）で表され、その波形は図６に示すようなもの
である。回路装置１はインダクタンスＬターンオフ段階
で電荷アキュムレータとして機能するコンデンサＣを備
える。コンデンサＣは回路装置１内で電圧Ｖalの電源ラ
イン４に延びた一端と接続される。
ッタ端子Ｅが接地され、そのベースに後述の時間ー可変
電圧制御信号を受けるようになされており、この信号は
Ｖc（ｔ）で表され、その波形は図６に示すようなもの
である。回路装置１はインダクタンスＬターンオフ段階
で電荷アキュムレータとして機能するコンデンサＣを備
える。コンデンサＣは回路装置１内で電圧Ｖalの電源ラ
イン４に延びた一端と接続される。
【００２４】回路装置１と駆動回路２の間にループバッ
クダイオードＤが接続される。特に、ループバックダイ
オードＤはその一端がパワートランジスタＴのコレクタ
端子Ａに接続され、その他端がコンデンサＣの他端に接
続される。また、コンデンサＣにかかる電圧降下Ｖを監
視する制御回路３が設けられる。
クダイオードＤが接続される。特に、ループバックダイ
オードＤはその一端がパワートランジスタＴのコレクタ
端子Ａに接続され、その他端がコンデンサＣの他端に接
続される。また、コンデンサＣにかかる電圧降下Ｖを監
視する制御回路３が設けられる。
【００２５】制御回路３はヒステリシス電圧比較器ＩＣ
１を備え、そのヒステリシスは２つの所定のスレッショ
ルドレベル即ち電圧Ｖss（上側スレッショルド）および
電圧Ｖsi（下側スレッショルド）を切り換えるのに適切
である。好ましくは、電圧Ｖssの値は電源電圧Ｖalの２
倍になるように選択される。
１を備え、そのヒステリシスは２つの所定のスレッショ
ルドレベル即ち電圧Ｖss（上側スレッショルド）および
電圧Ｖsi（下側スレッショルド）を切り換えるのに適切
である。好ましくは、電圧Ｖssの値は電源電圧Ｖalの２
倍になるように選択される。
【００２６】ダイオードＤに一端が接続された常開マイ
クロスイッチＳが制御回路３に動作するように連結され
る。この常開マイクロスイッチＳの同じ一端がコンデン
サＣを介してＶal供給ライン４に接続される。さらに、
インダクタＬ１が常開マイクロスイッチＳの固定接点Ｂ
とＶal供給ライン４の間に設けられる。回路装置１の構
成は、固定接点Ｂおよび接地間に接続された保護ダイオ
ードＤ１によって完了する。
クロスイッチＳが制御回路３に動作するように連結され
る。この常開マイクロスイッチＳの同じ一端がコンデン
サＣを介してＶal供給ライン４に接続される。さらに、
インダクタＬ１が常開マイクロスイッチＳの固定接点Ｂ
とＶal供給ライン４の間に設けられる。回路装置１の構
成は、固定接点Ｂおよび接地間に接続された保護ダイオ
ードＤ１によって完了する。
【００２７】ここで、再度一例だけで与えられる回路装
置１の好適実施例を図２に詳細に示す。 この実施例で
は、電界効果トランジスタＴ１は常開マイクロスイッチ
Ｓの機能をする。電界効果トランジスタＴ１のドレイン
端子Ｐ１はコンデンサＣに接続され、一方、電界効果ト
ランジスタＴ１のソース端子Ｓ１はインダクタＬ１に接
続される。
置１の好適実施例を図２に詳細に示す。 この実施例で
は、電界効果トランジスタＴ１は常開マイクロスイッチ
Ｓの機能をする。電界効果トランジスタＴ１のドレイン
端子Ｐ１はコンデンサＣに接続され、一方、電界効果ト
ランジスタＴ１のソース端子Ｓ１はインダクタＬ１に接
続される。
【００２８】制御回路３は好ましくはヒステリシス電圧
比較器ＩＣ１として動作する演算増幅器からなる。ヒス
テリシス電圧比較器として動作する演算増幅器は周知で
ある。当業者は任意のこのような増幅器から選択しても
よく、そしてこの発明で使用するのに適当な現に利用で
きる設計を使用してもよい。さらに、以下に詳述される
ようなヒステリシス電圧比較器として動作する任意の互
換性のある回路を使用してもよい。また、制御回路３は
電圧ＶZが現れるツエナダイオードＺを備える。
比較器ＩＣ１として動作する演算増幅器からなる。ヒス
テリシス電圧比較器として動作する演算増幅器は周知で
ある。当業者は任意のこのような増幅器から選択しても
よく、そしてこの発明で使用するのに適当な現に利用で
きる設計を使用してもよい。さらに、以下に詳述される
ようなヒステリシス電圧比較器として動作する任意の互
換性のある回路を使用してもよい。また、制御回路３は
電圧ＶZが現れるツエナダイオードＺを備える。
【００２９】ヒステリシス電圧比較器ＩＣ１の反転入力
端子は基準電圧Ｖrefの値に保持される。ヒステリシス
電圧比較器ＩＣ１の非反転入力端子は抵抗器Ｒ１を介し
て接地される。また、ヒステリシス電圧比較器ＩＣ１の
非反転入力端子はツエナダイオードＺを介してコンデン
サＣに接続される。
端子は基準電圧Ｖrefの値に保持される。ヒステリシス
電圧比較器ＩＣ１の非反転入力端子は抵抗器Ｒ１を介し
て接地される。また、ヒステリシス電圧比較器ＩＣ１の
非反転入力端子はツエナダイオードＺを介してコンデン
サＣに接続される。
【００３０】ヒステリシス電圧比較器ＩＣ１は基準電圧
Ｖrefをまたぐヒステリシス電圧Ｖｉを有する。ヒステ
リシス電圧比較器ＩＣ１はそれぞれ次の値を得る非反転
端子の電圧でその状態を変える。
Ｖrefをまたぐヒステリシス電圧Ｖｉを有する。ヒステ
リシス電圧比較器ＩＣ１はそれぞれ次の値を得る非反転
端子の電圧でその状態を変える。
【００３１】 Ｖss＝Ｖref＋Ｖi／２ または Ｖsi＝Ｖref−Ｖi／２
【００３２】ヒステリシス電圧比較器ＩＣ１は接地され
たエミッタ端子Ｅ２を有するｎｐｎバイポーラ型のトラ
ンジスタＴ２のベース端子Ｂ２に接続された出力端子を
有する。抵抗器Ｒ２はヒステリシス電圧比較器ＩＣ１の
出力端子とトランジスタＴ２のベース端子Ｂ２の間に接
続される。
たエミッタ端子Ｅ２を有するｎｐｎバイポーラ型のトラ
ンジスタＴ２のベース端子Ｂ２に接続された出力端子を
有する。抵抗器Ｒ２はヒステリシス電圧比較器ＩＣ１の
出力端子とトランジスタＴ２のベース端子Ｂ２の間に接
続される。
【００３３】このトランジスタＴ２のコレクタ端子Ｃ２
は変圧器ＴＲ１を介して電界効果トランジスタＴ１のゲ
ート端子Ｇ１に結合される。この発明の範囲はヒステリ
シス電圧比較器ＩＣ１の出力からゲート端子Ｇ１を駆動
できるその他のいかなる結合構成も包含することを理解
されたい。
は変圧器ＴＲ１を介して電界効果トランジスタＴ１のゲ
ート端子Ｇ１に結合される。この発明の範囲はヒステリ
シス電圧比較器ＩＣ１の出力からゲート端子Ｇ１を駆動
できるその他のいかなる結合構成も包含することを理解
されたい。
【００３４】この発明による装置の動作およびインダク
タンスＬをターンオフする方法を次に説明する。パワー
トランジスタＴがターンオフされる際に、ベースーエミ
ッタ電圧降下Ｖc（ｔ）＝０のために、インダクタンス
Ｌの電流ＩＣ１のＩLは慣性によりその初期値を保持し
がちである。電圧降下ＶFがその両端に現れるダイオー
ドＤを通して、電流ＩLが回路装置１内のコンデンサＣ
を充電し始める。
タンスＬをターンオフする方法を次に説明する。パワー
トランジスタＴがターンオフされる際に、ベースーエミ
ッタ電圧降下Ｖc（ｔ）＝０のために、インダクタンス
Ｌの電流ＩＣ１のＩLは慣性によりその初期値を保持し
がちである。電圧降下ＶFがその両端に現れるダイオー
ドＤを通して、電流ＩLが回路装置１内のコンデンサＣ
を充電し始める。
【００３５】コンデンサＣの両端の電圧ＶはＶA−ＶFで
あり、ここで、ＶAはパワートランジスタＴのコレクタ
電圧である。この電圧Ｖは制御回路３によって絶えず監
視される。コンデンサＣの電圧Ｖが上側電圧スレッショ
ルド値ＶSSに達すると、制御回路３は常開マイクロスイ
ッチＳを閉成する。この方法で、コンデンサＣはインダ
クタＬ１を通して電源ライン４に放電できる。
あり、ここで、ＶAはパワートランジスタＴのコレクタ
電圧である。この電圧Ｖは制御回路３によって絶えず監
視される。コンデンサＣの電圧Ｖが上側電圧スレッショ
ルド値ＶSSに達すると、制御回路３は常開マイクロスイ
ッチＳを閉成する。この方法で、コンデンサＣはインダ
クタＬ１を通して電源ライン４に放電できる。
【００３６】他方、コンデンサＣが下側電圧スレッショ
ルド値Ｖsiに達すると、常開マイクロスイッチＳは制御
回路３によって開放され、コンデンサＣはその両端の電
圧が上昇して上側電圧スレッショルド値Ｖssに戻るまで
電流ＩLによって再び充電される。特に、接地と比較し
てコンデンサＣの電圧が
ルド値Ｖsiに達すると、常開マイクロスイッチＳは制御
回路３によって開放され、コンデンサＣはその両端の電
圧が上昇して上側電圧スレッショルド値Ｖssに戻るまで
電流ＩLによって再び充電される。特に、接地と比較し
てコンデンサＣの電圧が
【００３７】Ｖss＝ＶZ＋Ｖref＋Ｖi／２
【００３８】の値に達すると、ヒステリシス電圧比較器
ＩＣ１はトランジスタＴを導通するように制御し、する
と、電界効果トランジスタＴ１は変圧器ＴＲ１を経て導
通するようになる。逆に、コンデンサＣの電圧が
ＩＣ１はトランジスタＴを導通するように制御し、する
と、電界効果トランジスタＴ１は変圧器ＴＲ１を経て導
通するようになる。逆に、コンデンサＣの電圧が
【００３９】Ｖsi＝ＶZ＋Ｖref−Ｖi／２
【００４０】の値に達すると、ヒステリシス電圧比較器
ＩＣ１の状態はトランジスタＴ２をターンオフするよう
に転換させられ、電界効果トランジスタＴ１をオープン
回路状態に切る換える。従って、コンデンサＣを電流Ｉ
Lによって電圧ＶSSに戻るまで充電でき、この周期は、
電流ＩLが十分減るまで、図３Ｂに示すように反復され
る。
ＩＣ１の状態はトランジスタＴ２をターンオフするよう
に転換させられ、電界効果トランジスタＴ１をオープン
回路状態に切る換える。従って、コンデンサＣを電流Ｉ
Lによって電圧ＶSSに戻るまで充電でき、この周期は、
電流ＩLが十分減るまで、図３Ｂに示すように反復され
る。
【００４１】コンデンサＣの電圧Ｖは、電流ＩLの減衰
段階で、図３Ａに示すようにスレッショルド値Ｖssおよ
びＶsi間にリップルを有する。そのピークとピークの幅
はヒステリシス電圧Ｖiの値に等しい。インダクタＬ１
の値はインダクタンスＬより非常に低い。結局、コンデ
ンサＣの放電電流は充電電流ＩLより非常に高い。これ
はインダクタンスＬの全放電時間より常開マイクロスイ
ッチＳが閉成を保持されている間の非常に短い時間を生
じる。
段階で、図３Ａに示すようにスレッショルド値Ｖssおよ
びＶsi間にリップルを有する。そのピークとピークの幅
はヒステリシス電圧Ｖiの値に等しい。インダクタＬ１
の値はインダクタンスＬより非常に低い。結局、コンデ
ンサＣの放電電流は充電電流ＩLより非常に高い。これ
はインダクタンスＬの全放電時間より常開マイクロスイ
ッチＳが閉成を保持されている間の非常に短い時間を生
じる。
【００４２】換言すれば、インダクタンスＬの各放電周
期の間、コンデンサＣの幾つかの放電周期が起きる。例
示を簡単にするため、図３Ａおよび図３Ｄは常開マイク
ロスイッチＳの３つの開放および閉成周期のみを示す。
ヒステリシス電圧比較器ＩＣ１の切り換え速度は、電流
ＩL，コンデンサＣ、ヒステリシス電圧Ｖiおよびインダ
クタＬの値に依存する。
期の間、コンデンサＣの幾つかの放電周期が起きる。例
示を簡単にするため、図３Ａおよび図３Ｄは常開マイク
ロスイッチＳの３つの開放および閉成周期のみを示す。
ヒステリシス電圧比較器ＩＣ１の切り換え速度は、電流
ＩL，コンデンサＣ、ヒステリシス電圧Ｖiおよびインダ
クタＬの値に依存する。
【００４３】都合の好いことに、この発明の装置は、電
流ＩLの異なった値に対して、切り換え速度は所定の一
定値で上側電圧スレッショルド値Ｖssを保持するように
自動的に変わる点で自動適応型である。この上側電圧ス
レッショルド値Ｖssの値は誘導負荷の特性、パワートラ
ンジスタＴのコレクタ電圧ＶAに割り当てられる最大値
および電流ＩLに対する目標減衰時間に適合するように
選択される。電圧ＶAのパターンを図３Ｃに示す。
流ＩLの異なった値に対して、切り換え速度は所定の一
定値で上側電圧スレッショルド値Ｖssを保持するように
自動的に変わる点で自動適応型である。この上側電圧ス
レッショルド値Ｖssの値は誘導負荷の特性、パワートラ
ンジスタＴのコレクタ電圧ＶAに割り当てられる最大値
および電流ＩLに対する目標減衰時間に適合するように
選択される。電圧ＶAのパターンを図３Ｃに示す。
【００４４】
【発明の効果】この発明の装置は技術的問題を解決し、
多数の利点をもたらし、その内で最も重要なものはルー
プバック電流の放電期間中インダクタの両端に高電圧を
維持するような能力である。さらに、誘導負荷が繰り返
しターンオフされるとき、過電圧が所定の小さな値に保
持される。
多数の利点をもたらし、その内で最も重要なものはルー
プバック電流の放電期間中インダクタの両端に高電圧を
維持するような能力である。さらに、誘導負荷が繰り返
しターンオフされるとき、過電圧が所定の小さな値に保
持される。
【００４５】導通中インダクタに蓄積されるエネルギー
はほぼ全部回収されて電源回路網に戻され、それによっ
て、全エネルギー消費の相当の節約をもたらし、電力消
散による過熱の危険を避ける。
はほぼ全部回収されて電源回路網に戻され、それによっ
て、全エネルギー消費の相当の節約をもたらし、電力消
散による過熱の危険を避ける。
【００４６】理解できように、特許請求の範囲に規定さ
れているようなこの発明の範囲から逸脱することなくこ
の発明の装置に多くの変更および変形をなし得る。特
に、その他の回路構成は、インダクタ放電エネルギーを
回収するこの原理の機構内で適合できる。
れているようなこの発明の範囲から逸脱することなくこ
の発明の装置に多くの変更および変形をなし得る。特
に、その他の回路構成は、インダクタ放電エネルギーを
回収するこの原理の機構内で適合できる。
【図１】この発明による駆動誘導負荷からのエネルギー
回収装置を概略的に示す構成図である。
回収装置を概略的に示す構成図である。
【図２】図１のエネルギー回収装置をより詳細に示す構
成図である。
成図である。
【図３】この発明による駆動誘導負荷からのエネルギー
回収装置で呈示される信号波形を示す図である。
回収装置で呈示される信号波形を示す図である。
【図４】従来の誘導負荷用ターンオフ回路を概略的に示
す構成図である。
す構成図である。
【図５】従来のターンオフ回路の他の例を概略的に示す
構成図である。
構成図である。
１ 回路装置 ２ 駆動回路 ３ 制御回路 ４ 電源ライン Ｔ パワートランジスタ Ｔ１ 電界効果トランジスタ Ｔ２ ｎｐｎバイポーラ型トランジスタ Ｄ ループバックダイオード Ｄ１ 保護ダイオード Ｚ ツエナダイオード Ｌ インダクタンス Ｌ１ インダクタ ＩＣ１ ヒステリス電圧比較器 ＴＲ１ 変圧器 Ｒ１、Ｒ２ 抵抗器 Ｓ 常開マイクロスイッチ
Claims (20)
- 【請求項１】 電源ラインに接続された誘導負荷用の駆
動回路と関連する型の、駆動している誘導負荷のエネル
ギーを回収する装置において、 誘導負荷の一端に接続された電荷アキュムレータと、 この電荷アキュムレータの充電レベルを監視する制御回
路と、 この制御回路によって制御され、上記電荷アキュムレー
タを上記電源ラインに接続するオン／オフスイッチと、 上記電荷アキュムレータおよび上記誘導負荷間に接続さ
れ、上記駆動回路がターンオフに制御されるとき上記誘
導負荷を間欠的に放電するスイッチ手段とを備えたこと
を特徴とする駆動誘導負荷からのエネルギー回収装置。 - 【請求項２】 電荷アキュムレータはコンデンサである
ことを特徴とする請求項１記載の駆動誘導負荷からのエ
ネルギー回収装置。 - 【請求項３】 インダクタはオン／オフスイッチおよび
電源ライン間に接続されることを特徴とする請求項１記
載の駆動誘導負荷からのエネルギー回収装置。 - 【請求項４】 制御回路とスイッチ手段はヒステリシス
電圧比較器を共有することを特徴とする請求項１記載の
駆動誘導負荷からのエネルギー回収装置。 - 【請求項５】 オン／オフスイッチはトランジスタであ
ることを特徴とする請求項１記載の駆動誘導負荷からの
エネルギー回収装置。 - 【請求項６】 誘導負荷用の駆動回路は電流ループバッ
クダイオードを介してコンデンサの一端に接続されるこ
とを特徴とする請求項２記載の駆動誘導負荷からのエネ
ルギー回収装置。 - 【請求項７】 オン／オフスイッチはヒステリシス電圧
比較器の出力端子に動作するように結合されることを特
徴とする請求項４記載の駆動誘導負荷からのエネルギー
回収装置。 - 【請求項８】 変圧器との誘導連結装置はヒステリシス
電圧比較器の出力端子とオン／オフスイッチの間に配列
されることを特徴とする請求項４記載の駆動誘導負荷か
らのエネルギー回収装置。 - 【請求項９】 エネルギー回収路の誘導負荷をターンオ
フする方法において、誘導負荷に蓄積されたエネルギー
からの電荷は周期的に電荷アキュムレータに転送され、
上記電荷アキュムレータは頻繁な間隔で電源ラインに放
電されることを特徴とする駆動誘導負荷からのエネルギ
ー回収方法。 - 【請求項１０】 電荷アキュムレータの充電および放電
周期は充電レベルを監視し、接続を電源ラインに切り換
えるのに有効な電子制御手段によって調整されることを
特徴とする請求項９記載の駆動誘導負荷からのエネルギ
ー回収方法。 - 【請求項１１】 誘導負荷を駆動する駆動回路、上記誘
導負荷に含まれる電荷から上記駆動回路を保護する保護
回路含み、上記誘導負荷が上記駆動回路および電源ライ
ン間に結合され、上記保護回路が上記誘導負荷および上
記駆動回路間に結合されたシステムにおいて、上記誘導
負荷からエネルギーを回収する装置が上記誘導負荷から
電荷を蓄積する蓄積手段と、 この蓄積手段および上記電源ライン間に結合され、上記
蓄積手段および上記電源ラインを切り換え可能に結合す
るスイッチ手段と、 上記蓄積手段および上記スイッチ手段に電気的に結合さ
れ、上記蓄積手段の充電のレベルを監視し、上記スイッ
チ手段を制御する制御手段とを備え、充電のレベルが第
１のレベルに達すると上記制御手段は上記スイッチ手段
に上記蓄積手段および電源ラインを電気的に結合させ、
それによって電荷を上記電源ラインに戻すシステム。 - 【請求項１２】 スイッチ手段は電界効果トランジスタ
である請求項１１記載のシステム。 - 【請求項１３】 蓄積手段はコンデンサである請求項１
１記載のシステム。 - 【請求項１４】 制御手段は蓄積手段に結合された比較
器と、この比較器およびスイッチ手段間に結合された付
勢手段とを備えた請求項１１記載のシステム。 - 【請求項１５】 付勢手段はそのベースが比較器に結合
されたトランジスタと、上記トランジスタのコレクタお
よびスイッチ手段間に結合された変圧器とを備えた請求
項１４記載のシステム。 - 【請求項１６】 スイッチ手段および電源ライン間に電
気的に結合されたインダクタをさらに備えた請求項１１
記載のシステム。 - 【請求項１７】 第１端がスイッチ手段およびインダク
タ間に結合され、第２端が接地されたダイオードをさら
に備えた請求項１６記載のシステム。 - 【請求項１８】 保護回路はダイオードである請求項１
１記載のシステム。 - 【請求項１９】 誘導負荷を駆動する駆動回路、上記誘
導負荷に含まれる電荷から上記駆動回路を保護する保護
回路含むシステムにおいて、上記誘導負荷からエネルギ
ーを回収する方法が上記誘導負荷から電荷を蓄積するス
テップと、 蓄積された電荷のレベルを監視するステップと、 蓄積された電荷の監視レベルが所定のレベルに達すると
蓄積された電荷が制御可能に放電するステップとを含む
誘導負荷からのエネルギー回収方法。 - 【請求項２０】 蓄積するステップ、監視するステッ
プ、および制御可能に放電するステップは、誘導負荷に
含まれる電荷が実質的にからになるまで反復される請求
項１９記載の誘導負荷からのエネルギー回収方法。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP19920830545 EP0590223B1 (en) | 1992-09-30 | 1992-09-30 | Method and device to recover energy in driving inductive loads |
| IT92830545.7 | 1992-09-30 | ||
| US08/127,816 US5523632A (en) | 1992-09-30 | 1993-09-28 | Method and device to recover energy from driving inductive loads |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06269198A true JPH06269198A (ja) | 1994-09-22 |
| JP3335437B2 JP3335437B2 (ja) | 2002-10-15 |
Family
ID=26132578
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24131793A Expired - Fee Related JP3335437B2 (ja) | 1992-09-30 | 1993-09-28 | 駆動誘導負荷からのエネルギー回収方法および装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5523632A (ja) |
| EP (1) | EP0590223B1 (ja) |
| JP (1) | JP3335437B2 (ja) |
| DE (1) | DE69207190T2 (ja) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE69535329T2 (de) | 1994-05-12 | 2007-04-05 | Komatsu Ltd. | Lasttreibervorrichtung |
| US5952738A (en) * | 1996-02-15 | 1999-09-14 | Motorola, Inc. | Switching circuit for an inductive load |
| US5793127A (en) * | 1996-08-02 | 1998-08-11 | Motorola Inc. | Inductive load driver circuit with shared flyback protection |
| DE19709766C1 (de) * | 1997-03-10 | 1998-09-03 | Siemens Ag | Verfahren zum Ansteuern mehrerer Endstufen, Steuermodul und Leistungsverstärker |
| US5889645A (en) * | 1997-04-14 | 1999-03-30 | International Controls And Measurement Corp | Energy preservation and transfer mechanism |
| DE10237451A1 (de) | 2002-08-16 | 2004-05-19 | Siemens Ag | Einrichtung und Verfahren zum Schalten von Strömen in einer Statorwicklung einer Generator-Elektromotor-Kombination |
| US7057870B2 (en) * | 2003-07-17 | 2006-06-06 | Cummins, Inc. | Inductive load driver circuit and system |
| US20050047048A1 (en) * | 2003-08-27 | 2005-03-03 | Silicon Touch Technology Inc. | Over-voltage protection coil control circuit |
| US8243405B2 (en) * | 2007-04-23 | 2012-08-14 | Freescale Semiconductor, Inc. | Circuit, integrated circuit and method for dissipating heat from an inductive load |
| JP5703103B2 (ja) | 2011-04-13 | 2015-04-15 | 株式会社東芝 | 半導体装置及びｄｃ−ｄｃコンバータ |
| US10666146B2 (en) | 2018-03-05 | 2020-05-26 | Texas Instruments Incorporated | Bidirectional inverting buck-boost converter converting dissipation current into recycling current |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| USRE30150E (en) * | 1971-08-02 | 1979-11-13 | Ncr Corporation | Inductor drive means |
| GB2050738A (en) * | 1979-05-11 | 1981-01-07 | Mawdsley S Ltd | Switching inductive loads |
| GB2095065A (en) * | 1981-03-12 | 1982-09-22 | Lucas Industries Ltd | Solenoid control circuit |
| FR2607278B1 (fr) * | 1986-11-26 | 1989-06-23 | Bendix Electronics Sa | Circuit integrable de regulation de courant dans une charge inductive et son application a la commande de bobine d'allumage d'un moteur a combustion interne |
| IT1228416B (it) * | 1987-07-14 | 1991-06-17 | Honeywell Bull Spa | Circuito di recupero di potenza. |
-
1992
- 1992-09-30 EP EP19920830545 patent/EP0590223B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-09-30 DE DE69207190T patent/DE69207190T2/de not_active Expired - Fee Related
-
1993
- 1993-09-28 US US08/127,816 patent/US5523632A/en not_active Expired - Lifetime
- 1993-09-28 JP JP24131793A patent/JP3335437B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5523632A (en) | 1996-06-04 |
| JP3335437B2 (ja) | 2002-10-15 |
| EP0590223A1 (en) | 1994-04-06 |
| DE69207190T2 (de) | 1996-06-05 |
| EP0590223B1 (en) | 1995-12-27 |
| DE69207190D1 (de) | 1996-02-08 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |