JPH0628516B2 - 高周波振動電圧を直流電流に変換するコンバータ - Google Patents

高周波振動電圧を直流電流に変換するコンバータ

Info

Publication number
JPH0628516B2
JPH0628516B2 JP56162924A JP16292481A JPH0628516B2 JP H0628516 B2 JPH0628516 B2 JP H0628516B2 JP 56162924 A JP56162924 A JP 56162924A JP 16292481 A JP16292481 A JP 16292481A JP H0628516 B2 JPH0628516 B2 JP H0628516B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
transistor
current
converter
voltage
terminal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
JP56162924A
Other languages
English (en)
Other versions
JPS5797367A (en
Inventor
オスカ−・ロイトルト
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
EE EMU MIKUROEREKUTORONIKU MARIIN SA
Original Assignee
EE EMU MIKUROEREKUTORONIKU MARIIN SA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by EE EMU MIKUROEREKUTORONIKU MARIIN SA filed Critical EE EMU MIKUROEREKUTORONIKU MARIIN SA
Publication of JPS5797367A publication Critical patent/JPS5797367A/ja
Publication of JPH0628516B2 publication Critical patent/JPH0628516B2/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G04—HOROLOGY
    • G04G—ELECTRONIC TIME-PIECES
    • G04G19/00—Electric power supply circuits specially adapted for use in electronic time-pieces
    • G04G19/02—Conversion or regulation of current or voltage
    • G04G19/06—Regulation
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
    • H03L5/00—Automatic control of voltage, current, or power

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Rectifiers (AREA)
  • Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
  • Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
  • Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
  • Details Of Television Scanning (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、給電端子、入力端子および出力端子を有する
形式の、高周波振動電圧を例えば水晶発振器の振動を直
流に変換するコンバータに関する。
この発明による前記コンバータを用いた発振器回路は入
力端子、出力端子、給電端子、振動子を接続する端子、
少なくとも１つの能動増幅素子、および前記能動素子の
ためのバイアス装置とを含む発振維持回路を有し、前記
バイアス装置は能動素子の制御される電流路と直列に接
続された制御可能な電流源を有し、前記電流源は制御端
子を有する。さらにこの発振回路は、発振器の入力信号
と出力信号の発振信号のうちの一方に応動して電流源の
制御端子に作用して、電流源に、パイロット信号の振幅
に依存して低下する値を持つ電流を発生させるための調
整回路を有する。
さらに特定化すれば、本発明は腕時計に用いられる、極
めて低い電流消費レベルを有する発振器に関する。
この種の発振器において調整回路は、発振器の電流消費
を最小にするために、発振信号の振幅を低い値に維持す
る。発振信号の振幅は、増幅器、周波数デバイダ等の回
路で用いられるのに十分でなければならない。
従来技術 １９７９年９月ジュネーブにおいて催された「第１０回
国際計時会議」の会報１３１ページから１４ページまで
の、Ｅ．Ａ．ヴィトズによって公表された「腕時計のた
めの水晶発振器」に、前述の形式の発振回路が記載され
ている。この公知の回路は第１図に示されている。
図示されているようにこの発振回路は、水晶振動子２の
振動を維持する回路１と振幅調整回路３とを有する。振
動維持回路１は抵抗５によりバイアスされるＭＯＳ増幅
トランジスタ４を有し、トランジスタ４のドレイン・ソ
ース路は他のＭＯＳトランジスタ６のそれに直列に接続
されて、電圧供給源の端子＋Ｖと−Ｖとの間に接続され
ている。トランジスタ６は維持回路１の増幅トランジス
タ４に電流を供給する被制御の電流源として動作する。
電流源の制御端子は、即ちトランジスタ６のゲート６ａ
は、振幅調整回路３により供給される制御信号を加えら
れる。振幅調整回路３はその入力側３ａにおいて、カッ
プリングコンデンサ７を介して、発振回路の入力端子８
に現れる、発振器用のパイロット信号と称される信号を
供給される。振幅調整回路３は、４つのＭＯＳトランジ
スタ９，１０，１１，１２を有する。これらのトランジ
スタは、ミラー回路配置のペアとして接続され、かつ閉
ループを形成する。その閉ループ利得は第５トランジス
タ１３によって得られる抵抗値により制限される。振幅
調整回路３とトランジスタ６が共働して、高周波振動入
力電圧を直流電流に変換するコンバータを構成する。
このコンバータにおけるバイアス装置は、その回路中
に、多結晶シリコンにより作られたダイオードによって
構成される極めて高い値の抵抗１４および１５を含む、
製造技術上、特別な特殊形式の回路技術を含む欠点を有
する。
発明の解決すべき問題点 そのため本発明の課題は、第１図に示された公知のコン
バータと同様の機能を有するコンバータを、前記の欠点
の回避の下に構成することである。
課題を解決するための手段 この課題を解決するため、第１図に示された、振幅調整
回路３とトランジスタ６から構成された公知のコンバー
タに代えて、本発明は、コンバータとして第１基本コン
バータと第２基本コンバータを設けたのである。
第１基本コンバータは、高周波振動入力電圧に応動して
振動維持回路１よりの高周波振動電圧の振幅Ａに関する
急勾配な増加関数である平均値1を持つパルス化され
た直流電流ｉ1を発生する。第２基本コンバータは、こ
の直流電流ｉ1に応動して、該直流電流ｉ1が増加すると
減少する電流ｉ2を発生し、さらにこの減少する電流ｉ2
に応じて減少する、前記の平均値1に関する急勾配の
減少関数の値を持つ電流ｉ3＝Ｃ1(ＡM−Ａ)を発生す
る。ただしＣ１，ＡＭは定数である。
有利に、第１基本コンバータは電流ｉ1を次式に従って
発生する。1 ＝ｉ10 ｅｘｐ Ａ／Ｕｃ ただしｉ10およびＵｃは定数パラメータである。さら
に、第２基本コンバータは電流ｉ3を次式に従って発生
する。
ただしｉ30は定数である。
この結果、 となる。Ｃ1は定数である。
そのためｉ3の値は前記の振幅（Ａ）に関する直線的に
減少する関数となる。
このように減少関数と増加関数を組み合わせたことによ
り、高周波振動電圧の振幅Ａが増加しようとするとｉ3
が低下して、振幅Ａの増加を阻止する。他方、振幅Ａが
減少しようとするとｉ3が上昇して、振幅Ａの減少を阻
止する。このようにして、常に一定の高周波振動電圧の
振幅Ａが維持され、発振器回路の電流消費が最小化され
る。
コンバータのそれぞれ指数関数および対数関数の特性
は、高抵抗値の使用を必要としない実質的に弱反転モー
ドで動作するＭＯＳトランジスタを用いて、１次の近似
で達成される。実際に理論的な閾値よりも低い値のゲー
ト・ソース間バイアス電圧の加えられたＭＯＳトランジ
スタは、そのドレイン・ソース間の電流路に、値がバイ
アス電圧値の指数関数となる電流を供給することは周知
である。
特定の実施例によれば、第１基本コンバータは、そのゲ
ートがデカップリングコンデンサによってコンバータの
入力端子に接続される第１ＭＯＳトランジスタと、前記
第１トランジスタ用のバイアス装置とを有する。バイア
ス装置は有利に、高周波振動入力電圧に応動してＭＯＳ
トランジスタのゲートとソース間に、その平均値が実質
的に高周波振動電圧の振幅Ａの直線関数となるバイアス
電圧を印加する。
バイアス装置は有利に、そのチャンネル端子の１つが第
１トランジスタのゲートに接続される第２ＭＯＳトラン
ジスタと、前記第２トランジスタ用のバイアス回路とを
有し、バイアス回路は第２トランジスタの第２チャンネ
ル端子とゲートとの間に、第２トランジスタのインピー
ダンスが高くなるように選定された一定電圧を印加する
ように設けられる。
本発明の実施例によれば、第２基本コンバータは、第
３、第４および第５ＭＯＳトランジスタと、第３トラン
ジスタ用のバイアス装置と、第４トランジスタ用のバイ
アス装置とを有し、第３トランジスタ用のバイアス装置
は第４トランジスタに流れる電流に応動して第３トラン
ジスタのゲート・ソース間に、第４トランジスタを流れ
る電流の平均値の直線関数となる制御電圧を印加する。
この制御電圧は第２トランジスタが常に弱反転モードで
動作する値を有する。さらに第４および第５トランジス
タは互いに接続されたゲートを有し、それらのソースは
同じ給電端子に接続される。第５トランジスタのドレイ
ンはコンバータの出力端子に接続される。さらに第４ト
ランジスタ用のバイアス装置は第１コンバータにより供
給される電流ｉ1に応動して第４トランジスタに、第３
トランジスタを流れる電流の平均値が電流ｉ1の平均値
1に等しくなるようにゲート・ソース間にバイアス電
圧を印加する。
第２基本コンバータの特定の実施例によれば、第１およ
び第３トランジスタのドレインは互いに接続されて第４
トランジスタのゲートおよびコンデンサの極板に接続さ
れる。コンデンサの他方の極板は第１給電端子に接続さ
れる。第３トランジスタのゲートは一定電位を供給され
る。他方、第３トランジスタのソースは第４トランジス
タのドレインおよび抵抗端子に接続される。抵抗の他方
の端子は第１給電端子に接続され、第４トランジスタの
ソースは前記の第１給電端子に接続される。回路３００
の素子は、第４トランジスタを流れる電流が第３トラン
ジスタを流れる電流よりも通常は大きいように値が選定
される。
このコンバータは、第１および第２給電端子と、入力端
子を含む振動維持回路と、出力端子と、振動子を接続す
るための第１および第２端子と、少なくとも１つの能動
増幅素子ならびにこの能動増幅素子のためのバイアス装
置とを有する。さらにこのコンバータはパイロット信号
ＳＰと称される発振器の入力信号および出力信号のいず
れか一方に応動して、能動素子の被制御の電流路に、パ
イロット信号ＳＰの振幅Ａに依存する値の電流ｉ3−こ
の値はある範囲のＡの値においてｉ3＝Ｃ１（ＡＭ−
Ａ）であり、Ｃ1は定数パラメータ、ＡMは前記の値の範
囲内のＡの所定値である−を印加する前述のコンバータ
を含む形式の発振器回路において有利に用いられる。
本発明の特徴および利点を、添付図面の第２図および第
３図を用いて実施例の説明を行なうことにより、説明す
る。
第２図においては、第１図に示した回路素子と類似の素
子は第１図と同じ参照記号で示されている。第１図に示
した回路と同様、第２図に示した回路は、第１給電端子
＋Ｖおよび第２給電端子Ｍと、振動子２を接続するため
の端子１６および１７を含む振動維持回路と、入力端子
８および出力端子１８とを有している。第２図に示され
る維持回路はインバータ配置として接続された２つのコ
ンプレメンタリＭＯＳトランジスタ１９および２０を有
している。この形式のインバータ回路そのものは周知で
あり、ここでは必要以上の説明はしない。
第１図に示された回路と同様、ＭＯＳトランジスタ６で
構成される電流源は、能動素子１９および２０のドレイ
ン・ソース路に直列に接続されている。電流源６の制御
端子（ゲート６ａ）は調整回路によって形成される制御
信号を供給される。調整回路は電流源６と共に、高周波
振動入力電圧ＳＰを直流電流ｉ3に変換するコンバータ
３００を形成する。このコンバータの構成は第１図に示
したコンバータのそれとは基本的に異なる。
第２図に示すように、コンバータ３００は３つの部分か
ら構成され、それらは電圧−電流変換器２１、電流−電
流変換部２２およびバイアス回路２３である。
電流−電圧変換部２１はＭＯＳトランジスタ２４を有し
ている。このＭＯＳトランジスタのチャンネル端子２４
ａは、維持回路１の入力端子８における発振信号ＳＰを
即ち高周波振動電圧を、コンデンサ７を介して供給され
る。他方のチャンネル端子２４ｂはバイアス回路２３に
より供給される一定電位Ｕ1を加えられる。トランジス
タ２４のゲート２４ｃはバイアス回路２３から供給され
る一定電位Ｕ2を加えられる。電位Ｕ1はＰチャンネルＭ
ＯＳトランジスタ２５により供給される。そのゲートは
ドレインに接続され、そのソースは端子＋Ｖに接続され
ている。絶対値に関しては、電位Ｕ2は電位Ｕ1よりも閾
値電圧値だけ高い。電位Ｕ2は第２のＰチャンネルＭＯ
Ｓトランジスタ２６から供給される。そのゲートはドレ
インに接続され、そのソースはトランジスタ２５のドレ
インに接続される。
休止状態においては、信号ＳＰはゼロであり、Ｐチャン
ネルトランジスタ２４は、閾値電圧の大きさ程度のゲー
ト・ソース電圧により制御される。そのためトランジス
タ２４は高い抵抗値を有し、その中を極めて小さい電流
しか流れない。発振器が発振すると、信号ＳＰはゼロで
はなくなり、トランジスタ２４の動作は、そのチャンネ
ル端子２４ａにおいてそれに加えられる信号ＳＰの符号
に依存して異なる。第３図のグラフにおいて、横軸はト
ランジスタ２４の端子２４ａの電位ＵAと端子２４ｂの
電位ＵBとの間の電位差を示し、縦軸はトランジスタ２
４のドレイン・ソース路を流れる電流Ｉを示す。
トランジスタ２４の動作のモードは次の通りである：信
号ＳＰの負の半サイクルの期間中は端子２４ａは端子２
４ｂよりも負であるため、端子２４ａの電位値に実質的
に依存しないわずかな電流がトランジスタ２４を流れ
る。信号ＳＰの正の半サイクルの期間中、端子２４ａは
端子２４ｂより正となり、端子２４ａの電位に依存して
指数的に増加する電流ｉがトランジスタ２４を流れる。
しかしコンデンサ７が設けられているため、信号ＳＰの
負の半サイクルの期間中の電荷∫ｉｄｔは正の半サイク
ルの期間中の電荷に等しくなければならない。その結
果、端子２４ａは端子２４ｂよりも、信号ＳＰの正の点
と一致する極めて短い時間周期の期間中だけ、正とな
る。この期間中に、端子２４ａの電位は端子２４ｂの電
位に接近状態となる。即ち端子２４ａの電位が値Ｕ1に
接近する。こうして、端子２４ａにおける電圧信号Ｐ1
は、第３図に示されているように、信号ＳＰの振幅Ａの
実質的に直線的な関数である平均値1を有する。
信号Ｐ1はＰチャンネルトランジスタ２７のゲート２７
ａに加えられる。このトランジスタのソース２７ｂは給
電端子＋Ｖに接続され、そのドレイン２７ｃは電流−電
流変換回路２２の入力端子２２ａに接続されている。ト
ランジスタ２７は変換回路２２にパルス状の直流電流ｉ
1を供給する。このｉ1は平均値1は高周波振動入力信
号ＳＰの振幅Ａに実質的に依存する。
トランジスタ２７の非直線特性により、トランジスタ２
７が供給する電流ｉ1は、そのゲート２７ａに印加され
る電圧信号Ｐ1の絶対値に関する指数関数として増加す
る。電圧信号Ｐ1の平均値1が一定であっても、信号Ｓ
Ｐの負の半サイクルの期間中の電流ｉ1における増加
は、信号ＳＰの正の半サイクルの期間中の電流ｉ1にお
ける減少を大きく上回る。しかし、平均値1も信号Ｓ
Ｐの振幅Ａと共に低下するため、電流ｉ1はその振幅Ａ
に依存して著しく増加する。
電流−電流変換器の機能は、トランジスタ２７から供給
される電流ｉ1に応動して、ｉ1に関する減少関数となる
値を発生することである。さらに、ｉ3は入力信号ＳＰ
の振幅の所定値ＡMにおいてゼロとなる必要がある。さ
らにｉ3は、ゼロに近い広い範囲において入力信号ＳＰ
の振幅Ａに依存して近似的に直線的に減少する必要があ
る。
振幅調整器３０は、必ずしも安定化される必要のないル
ープシステムにおいて用いられる。この構成において、
調整回路の伝達関数は適切に定めるべきであり、回路製
造工程のパラメータにもかかわらず再生産可能であるこ
とが所望される。
電流−電流変換器２２は、ｎチャンネルＭＯＳトランジ
スタ２８を有し、そのゲート２８ａは、ｎチャンネルＭ
ＯＳトランジスタ２９により供給される一定電圧Ｕ3を
加えられる。トランジスタ２９のゲートはドレインに接
続され、他方、ソースは給電端子Ｍに接続されている。
トランジスタ２８のドレイン２８ｂは変換器２２の入力
側２２ａに接続されている。そのためトランジスタ２８
は、そのソース２８ｃに印加される電圧ＵRにより制御
される。
トランジスタ２８が弱反転モードで動作する時は、トラ
ンジスタ２８を流れる電流とトランジスタ２８の制御電
圧ＵRとの間には指数関数的な依存性が存在することは
周知である。電圧ＵRは抵抗３０の中の電流ｉ2による電
圧降下に基づいて形成される。この電流ｉ2はＰチャン
ネルＭＯＳトランジスタ３１により供給される。このト
ランジスタのドレイン・ソース路は抵抗３０と直列に給
電端子＋ＶとＭとの間に接続されている。
トランジスタ３１のゲート３１ａは変換器２２の入力２
２ａにおよびコンデンサ３２の一方の極板に接続され、
他方の極板は給電端子＋Ｖに接続されている。コンデン
サ３２の目的はゲート３１ａの電圧を維持することであ
り、そのためトランジスタ２８のドレイン２８ｂの電圧
は、入力信号ＳＰの１周期の間、実質的に一定となる。
コンバータ３００の構成素子は、トランジスタ２８を流
れる電流がトランジスタ３１を流れる電流に対して無視
できるように、値が選定されている。
トランジスタ２８と３１とは、後述のように、負帰還ル
ープを形成する。
変換器２２の入力側２２ａに加えられる電流ｉ1はコン
デンサ３２を放電させて、端子２２ａの電位を上昇さ
せ、さらにトランジスタ３１を流れる電流を減少させ
る。その結果、制御電圧ＵRは低くなり、トランジスタ
２８の電流が増加する。そのため、回路の平衡条件か
ら、トランジスタ２８に流れる電流が端子２２ａに加え
られた電流ｉ1に等しくなる。
トランジスタ２８の非直線特性に基づき、供給された電
流ｉ1における指数関数的増加の間、制御電圧ＵRは直線
的に低下する。このことは、トランジスタ３１を流れる
電流もまた直線的に低下することを意味する。
トランジスタ２７により供給される電流ｉ1も入力信号
ＳＰの振幅Ａの指数関数として増加するため、トランジ
スタ３１により供給される電流ｉ2は、信号ＳＰの増加
する振幅Ａに近似的に直線的に依存して低下する。
トランジスタ６はトランジスタ３１に対して、振動維持
回路１を制御するために適切な電流ｉ3を供給できる値
を有する。
一定電圧Ｕ1，Ｕ2およびＵ3を供給するＭＯＳトランジ
スタ回路を含むバイアス装置と、バイアス回路２３は給
電端子＋ＶおよびＭの間にトランジスタ２９のドレイン
・ソース路と直列に接続された電流源３３と第４のｎチ
ャンネルトランジスタ３４を有する。トランジスタ３４
のドレイン・ソース路は給電端子Ｍとトランジスタ２６
のドレインとの間に接続されている。
回路３００を次の値を設定すると有利である：トランジ
スタ２８，２９および３４が同じ幾何学的寸法を有し、
さらにトランジスタ２５はトランジスタ２７よりもｎ倍
大きくする。この場合、Ａ＝０の時は次の式が適用され
る。
ただしＩ0は電流源３３により供給される電流であり、
ｉ4はトランジスタ２５，２６および３４を流れる電流
である。
代表的には、Ａが０から４００ｍＶまで変化する時に
1は１００倍される：このことはｎ＝１００、ＡMが４０
０ｍＶに等しいことを意味する。
トランジスタ６，３１のソース６ｂ，３１ｂは、給電端
子＋Ｖに接続され、他方、トランジスタ６のドレイン６
ｃはコンバータ３００の出力端子Ｓに接続されている。
トランジスタ６はＰチャンネル形である。
抵抗３０およびトランジスタ６の値を適切に選定するこ
とにより、トランジスタ６から供給されるスタート電流
ｉ30を所望の値に調整可能である。
バイアス回路２３の電流源３３により供給される電流の
値Ｉ0は、トランジスタ２８，２９および３４が弱反転
モードで動作する限り、何の作用も及ぼさない。そのた
め、電流Ｉ0を、例えば端子＋Ｖ，Ｍにより供給される
給電電圧の変動に対して安定化する必要がない。
トランジスタの閾値電圧も無関係である。コンバータ３
００の伝達関数には、トランジスタ２４および２７の相
互コンダクタンスだけが関係する；しかしこの相互コン
タクダンスは、ここで意図する使用目的の全部の状態に
おいて十分である良好な再生産可能な特性である。
発明の効果 本発明では上述の効果を含むと共に、本発明において
は、通常の集積回路技術では製造が困難で特別な集積回
路技術によってしか製造できない第１図の高抵抗１４，
１５が回避されて、それに代えて、簡単で操作のしやす
いかつ経済的に有利なＭＯＳトランジスタ集積回路技術
により製造可能な下記の構成のコンバータが提供され
る。即ち一定電圧を供給するＭＯＳトランジスタ回路を
含むバイアス装置および第１基本コンバータが設けら
れ、該第１基本コンバータは高周波振動電圧に応動し
て、パルス化された直流電流を発生し、該パルス化され
た直流電流の平均値は、振動維持回路よりの前記高周波
振動電圧の振幅の急峻な立上がり関数であり、さらに第
２基本コンバータが設けられ、該第２基本コンバータは
前記のパルス化された直流電流に応動して、該直流電流
が増加すると減少する電流を発生し、さらにこの減少す
る電流に応じて減少する別の電流を発生し、該別の電流
の値は、前記振幅の所定の範囲において前記平均値は急
峻な減少関数であり、前記の別の電流は実質的にｉ3＝
Ｃ１（ＡM−Ａ）で表わされ、Ｃ1は定数パラメータ，Ａ
Mは前記の範囲の値におけるＡの特定の値であるように
構成したコンバータが提供される。
【図面の簡単な説明】
第１図は従来技術による発振器の電気回路図である。 第２図は本発明の実施例による発振器の電気回路図であ
る。 第３図は第１のコンバータのトランジスタのドレイン・
ソース電流を、トランジスタの２つのチャンネル電極間
の電位差に依存して示すダイヤグラムである。 ２１……電圧−電流変換部、２２……電流−電流変換
部、２３……バイアス回路

Claims (6)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】第１給電端子（＋Ｖ）および第２給電端子
    （Ｍ）と、入力端子（Ｅ）および出力端子（Ｓ）とを有
    する形式の、高周波振動電圧（ＳＰ）を直流電流
    （ｉ３）に変換するコンバータにおいて、一定電圧（Ｕ
    １，Ｕ２，Ｕ３）を供給するＭＯＳトランジスタ回路を
    含むバイアス装置および第１基本コンバータ（２１）が
    設けられており、該第１基本コンバータは高周波振動電
    圧（ＳＰ）に応動して、パルス化された直流電流
    （ｉ１）を発生し、該パルス化された直流電流の平均値
    （１）は、振動維持回路（１）よりの前記高周波振動
    電圧（ＳＰ）の振幅（Ａ）の急峻な立上がり関数であ
    り、さらに第２基本コンバータ（２２）が設けられてお
    り、該第２基本コンバータは前記のパルス化された直流
    電流（ｉ１）に応動して、該直流電流（ｉ１）が増加す
    ると減少する電流（ｉ２）を発生し、さらにこの減少す
    る電流（ｉ２）に応じて減少する別の電流（ｉ３）を発
    生し、該別の電流の値は、前記振幅（Ａ）の所定の範囲
    において前記平均値（１）の急峻な減少関数であり、
    前記の別の電流（ｉ３）は実質的にｉ３＝Ｃ１（ＡＭ−
    Ａ）で表わされ、Ｃ１は定数パラメータ，ＡＭは前記の
    範囲の値におけるＡの特定の値であることを特徴とす
    る、高周波振動電圧を直流電流に変換するコンバータ。
  2. 【請求項２】第１基本コンバータ（２１）が、デカップ
    リングコンデンサ（７）によってそのゲート（２７ａ）
    がコンバータの入力端子（Ｅ）に接続される第１ＭＯＳ
    トランジスタと、前記第１トランジスタのためのバイア
    ス装置（２４，２５，２６）とを有する、特許請求の範
    囲第１項記載のコンバータ。
  3. 【請求項３】前記バイアス装置が、高周波振動電圧（Ｓ
    Ｐ）に応動して前記ＭＯＳトランジスタ（２７）のゲー
    ト（２７ａ）とソース（２７ｂ）との間に、その平均値
    が実質的に高周波振動電圧（ＳＰ）の振幅（Ａ）の直線
    関数であるバイアス電圧を印加するバイアス装置（２
    ４，２５，２６）を有する、特許請求の範囲第２項記載
    のコンバータ。
  4. 【請求項４】第１トランジスタ（２７）のためのバイア
    ス装置が、そのチャンネル端子の一方（２４ａ）が第１
    トランジスタ（２７）のゲート（２７ａ）に接続された
    第２ＭＯＳトランジスタ（２４）と、第２トランジスタ
    （２４）の第２チャンネル端子（２４ｂ）およびゲート
    （２４ｃ）の間に、第２トランジスタのインピーダンス
    が高くなるように選択された一定電圧（Ｕ２−Ｕ１）を
    印加するように配置された、前記第２トランジスタのた
    めのバイアス回路（２５，２６）とを有する、特許請求
    の範囲第３項記載のコンバータ。
  5. 【請求項５】第２の基本コンバータ（２２）が、第３Ｍ
    ＯＳトランジスタ（２８）と、第４ＭＯＳトランジスタ
    （３１）と、第５ＭＯＳトランジスタ（６）とを有し、
    第３トランジスタ（２８）をバイアスするためのバイア
    ス装置は、第４トランジスタ（３１）の中を流れる電流
    （ｉ２）に応動して、第３トランジスタ（２８）のゲー
    ト（２８ａ）とソース（２８ｂ）との間に、第４トラン
    ジスタ（３１）を流れる前記電流（ｉ２）の直線関数で
    あるような制御電圧（Ｕ３−ＵＲ）を印加し、第４およ
    び第５トランジスタは、互いに接続されたそれらのゲー
    ト（３１ａ，６ａ）および同じ給電端子（＋Ｖ）に接続
    されたそれらのソースとを有し、第５トランジスタ
    （６）のドレインはコンバータの出力端子（Ｓ）に接続
    され、第４トランジスタ（３１）のためのバイアス装置
    は、第１コンバータ（２１）によって供給される電流
    （ｉ１）に応動して第４トランジスタ（３１）に、第３
    トランジスタの中を流れる電流の平均値が第１基本コン
    バータによって供給される電流（ｉ１）の平均値
    （１）と等しくなるように、ゲート・ソース間のバイ
    アス電圧を印加する、特許請求の範囲第１項から第４項
    までのいずれか１項記載のコンバータ。
  6. 【請求項６】第１および第３トランジスタ（２７，２
    ８）のドレイン（２７ａ，２８ｂ）が互いに第４トラン
    ジスタ（３１）のゲート（３１ａ）およびコンデンサ
    （３２）の極板に接続され、そのコンデンサの他方の極
    板は第１給電端子（＋Ｖ）に接続され、第３トランジス
    タ（２８）のゲート（２８ａ）は一定電位（Ｕ３）を供
    給され、前記第３トランジスタ（２８）のソース（２８
    ｃ）は第４トランジスタ（３１）のドレインにおよび抵
    抗（３０）の一方の端子に接続され、該抵抗の他方の端
    子は第２給電端子（Ｍ）に接続され、第４トランジスタ
    （３１）のソースは前記の第１給電端子（＋Ｖ）に接続
    される、特許請求の範囲第４項または第５項記載のコン
    バータ。
JP56162924A 1980-10-16 1981-10-14 高周波振動電圧を直流電流に変換するコンバータ Expired - Lifetime JPH0628516B2 (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CH7730/80-0 1980-10-16
CH773080A CH642228B (fr) 1980-10-16 1980-10-16 Convertisseur d'une tension alternative en un courant continu et circuit oscillateur comprenant de convertisseur.

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPS5797367A JPS5797367A (en) 1982-06-17
JPH0628516B2 true JPH0628516B2 (ja) 1994-04-13

Family

ID=4329617

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP56162924A Expired - Lifetime JPH0628516B2 (ja) 1980-10-16 1981-10-14 高周波振動電圧を直流電流に変換するコンバータ

Country Status (5)

Country Link
US (1) US4433371A (ja)
EP (1) EP0050583B1 (ja)
JP (1) JPH0628516B2 (ja)
CH (1) CH642228B (ja)
DE (1) DE3164572D1 (ja)

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS586606A (ja) * 1981-07-03 1983-01-14 Seiko Instr & Electronics Ltd 低電力基準パルス発生回路
NL8702122A (nl) * 1987-09-08 1989-04-03 Philips Nv Oscillatorschakeling met amplituderegelaar.
US4845444A (en) * 1988-03-07 1989-07-04 Motorola, Inc. Frequency doubling crystal oscillator via a current mirror
DE58908698D1 (de) * 1989-03-03 1995-01-12 Siemens Ag Integrierbare amplitudengeregelte Oszillatorschaltung.
US5550495A (en) * 1994-05-12 1996-08-27 Sierra Semiconductor Corporation All MOS voltage to current converter

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3660768A (en) * 1970-12-21 1972-05-02 Bell Telephone Labor Inc Precision rectifier with improved transient response
US3763444A (en) * 1971-10-01 1973-10-02 Tavis Corp Amplitude stabilized oscillator circuit
US4015216A (en) * 1974-07-31 1977-03-29 Hitachi, Ltd. Frequency-voltage converter and a stabilized pulse generator using it
US3904988A (en) * 1974-09-11 1975-09-09 Motorola Inc CMOS voltage controlled oscillator
JPS5912825Y2 (ja) * 1975-04-17 1984-04-17 日本電子株式会社 発振回路の安定化装置
US4006369A (en) * 1975-06-09 1977-02-01 Tektronix, Inc. Current generator including a rate discriminator
NL7508771A (nl) * 1975-07-23 1977-01-25 Philips Nv Gelijkrichtschakeling.
JPS5240371A (en) * 1975-09-27 1977-03-29 Citizen Watch Co Ltd Electronic watch
JPS52143822A (en) * 1976-05-26 1977-11-30 Fuji Photo Optical Co Ltd Exposure control circuit for camera
US4097767A (en) * 1977-01-17 1978-06-27 Dbx, Incorporated Operational rectifier
CH623450GA3 (en) * 1977-12-20 1981-06-15 Quartz oscillator with low current consumption for timepiece
NL7902545A (nl) * 1979-04-02 1980-10-06 Philips Nv Gelijkrichtschakeling met nulcorrectie.

Also Published As

Publication number Publication date
DE3164572D1 (en) 1984-08-09
US4433371A (en) 1984-02-21
CH642228GA3 (ja) 1984-04-13
EP0050583B1 (fr) 1984-07-04
EP0050583A1 (fr) 1982-04-28
CH642228B (fr)
JPS5797367A (en) 1982-06-17

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US4264874A (en) Low voltage CMOS amplifier
JP3144700B2 (ja) リング発振器，リング発振器の補償回路及びリング発振器の補償方法
US4843265A (en) Temperature compensated monolithic delay circuit
US6229403B1 (en) Voltage-controlled oscillator
US7042299B2 (en) Crystal oscillation circuit
US20040012449A1 (en) Ring oscillator with frequency stabilization
US4360789A (en) Very low current pierce oscillator
US6388507B1 (en) Voltage to current converter with variation-free MOS resistor
JPS6242283B2 (ja)
EP0121793B1 (en) Cmos circuits with parameter adapted voltage regulator
JPS6259924B2 (ja)
US4255723A (en) Amplitude control inverter circuit for electronic device
US6590460B1 (en) Reduced harmonic distortion oscillator circuit
JPH11220872A (ja) チャージポンプ回路の駆動回路
JPH0628516B2 (ja) 高周波振動電圧を直流電流に変換するコンバータ
US4211985A (en) Crystal oscillator using a class B complementary MIS amplifier
EP0291191A1 (en) NMOS analog voltage comparator
JP3119543B2 (ja) 発振回路
JPH04200009A (ja) 発振回路
JPS6234281B2 (ja)
EP0657994A1 (en) Oscillation circuit oscillating even on low power voltage
JPH04306008A (ja) 水晶発振回路
US20090219103A1 (en) Oscillator Arrangement and Method for Operating an Oscillating Crystal
US20090108950A1 (en) Oscillation control apparatus and oscillator
US6362613B1 (en) Integrated circuit with improved current mirror impedance and method of operation