JPH0628518B2 - インバ−タの並列装置 - Google Patents
インバ−タの並列装置Info
- Publication number
- JPH0628518B2 JPH0628518B2 JP57181247A JP18124782A JPH0628518B2 JP H0628518 B2 JPH0628518 B2 JP H0628518B2 JP 57181247 A JP57181247 A JP 57181247A JP 18124782 A JP18124782 A JP 18124782A JP H0628518 B2 JPH0628518 B2 JP H0628518B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- inverter
- turn
- voltage drop
- forward voltage
- reactor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/40—Means for preventing magnetic saturation
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は制御極に点弧、消弧信号を伝達することにより
導通、非導通が制御できる自己消弧形半導体素子を利用
したインバータセツトを用い、このインバータセツトを
並列接続した装置に関するものである。
導通、非導通が制御できる自己消弧形半導体素子を利用
したインバータセツトを用い、このインバータセツトを
並列接続した装置に関するものである。
第１図は自己消弧形半導体素子の一つであるゲートター
ンオフサイリスタ（ＧＴＯ）を利用したインバータセツ
ト並列装置である。この回路は２分割直流電源を用いた
単相インバータを電流平衡用相間リアクトルを介してセ
ツト並列接続したインバータ装置である。
ンオフサイリスタ（ＧＴＯ）を利用したインバータセツ
ト並列装置である。この回路は２分割直流電源を用いた
単相インバータを電流平衡用相間リアクトルを介してセ
ツト並列接続したインバータ装置である。
図中１，２がそれぞれ単相インバータセツトであり、
３，４は直流電源、５は負荷で５１は抵抗、５２はリア
クトルである。１１，１２がインバータセツト１の正側
及び負側アームを構成するＧＴＯ、１１′，１２′はそ
れぞれのＧＴＯ１１，１２に逆極性で並列に接続する帰
還ダイオード、２１，２２がインバータセツト２の正側
及び負側アームを構成するＧＴＯ２１′，２２′はそれ
ぞれのＧＴＯ２１，２２に逆極性で並列に接続する帰還
ダイオードである。また７はインバータセツト１と２の
出力電流平衡用相間リアクトルである。
３，４は直流電源、５は負荷で５１は抵抗、５２はリア
クトルである。１１，１２がインバータセツト１の正側
及び負側アームを構成するＧＴＯ、１１′，１２′はそ
れぞれのＧＴＯ１１，１２に逆極性で並列に接続する帰
還ダイオード、２１，２２がインバータセツト２の正側
及び負側アームを構成するＧＴＯ２１′，２２′はそれ
ぞれのＧＴＯ２１，２２に逆極性で並列に接続する帰還
ダイオードである。また７はインバータセツト１と２の
出力電流平衡用相間リアクトルである。
この装置において、ＧＴＯ１１と２１のターンオン時
間、ターンオフ時間および順方向電圧降下（以下ＦＶＤ
と略記）のばらつき、またＧＴＯ１２と２２のターンオ
ン時間、ターンオフ時間およびＦＶＤのばらつきによつ
て相間リアクトルにこれらの差に応じた電圧が加わる。
したがつて、ＧＴＯを任意に選択した場合相間リアクト
ル端子間には一方向だけの電圧が加わる場合がある。
間、ターンオフ時間および順方向電圧降下（以下ＦＶＤ
と略記）のばらつき、またＧＴＯ１２と２２のターンオ
ン時間、ターンオフ時間およびＦＶＤのばらつきによつ
て相間リアクトルにこれらの差に応じた電圧が加わる。
したがつて、ＧＴＯを任意に選択した場合相間リアクト
ル端子間には一方向だけの電圧が加わる場合がある。
第２図に相間リアクトルに一方向電圧が加わる１例を示
す。図中ＣＳは制御信号、ＩＮＶ１はインバータセツト
１の動作、ＩＮＶ２はインバータセツト２の動作、ｉｕ
は負荷電流、ｖipxは相間リアクトル端子間電圧を示
す。インバータの動作はＧＴＯ１１を基準としてＧＴＯ
２１はターンオンが遅れ、ターンオフが進み動作をし、
ＧＴＯ１２を基準としてＧＴＯ２２はターンオンが進
み、ターンオフが遅れ動作をする。また対応する素子の
ＦＶＤを比較するとＧＴＯ１１よりＧＴＯ２１のＦＶＤ
が大、ＧＴＯ２２よりＧＴＯ１２のＦＶＤが大、また帰
還ダイオード２１′より１１′のＦＶＤが大、１２′よ
り２２′のＦＶＤが大である。また第２図とは逆に上記
動作とはまつたく逆の動作となつた場合、相間リアクト
ルには負方向だけの電圧が印加される。
す。図中ＣＳは制御信号、ＩＮＶ１はインバータセツト
１の動作、ＩＮＶ２はインバータセツト２の動作、ｉｕ
は負荷電流、ｖipxは相間リアクトル端子間電圧を示
す。インバータの動作はＧＴＯ１１を基準としてＧＴＯ
２１はターンオンが遅れ、ターンオフが進み動作をし、
ＧＴＯ１２を基準としてＧＴＯ２２はターンオンが進
み、ターンオフが遅れ動作をする。また対応する素子の
ＦＶＤを比較するとＧＴＯ１１よりＧＴＯ２１のＦＶＤ
が大、ＧＴＯ２２よりＧＴＯ１２のＦＶＤが大、また帰
還ダイオード２１′より１１′のＦＶＤが大、１２′よ
り２２′のＦＶＤが大である。また第２図とは逆に上記
動作とはまつたく逆の動作となつた場合、相間リアクト
ルには負方向だけの電圧が印加される。
第３図に第２図中のＡ期間の各部動作波形を示す。図
中、ＧＴＯ１１，ＧＴＯ２１はそれぞれＧＴＯ１１とＧ
ＴＯ２１の動作、ｅu1，ｅu2はインバータセツト１，２
の出力相電圧、ｖIpxは相間リアクトル端子間電圧を示
す。またｔO N11，tON21はＧＴＯ１１，ＧＴＯ２１のタ
ーンオン時間でΔtONはその差であり、ｔOFF11，ｔ
OFF21はＧＴＯ１１，ＧＴＯ２１のターンオフ時間でΔt
OFFはその差である。また、Ｖ11，Ｖ21はＧＴＯ１１，
ＧＴＯ２１のＦＶＤでΔＶGTOはその差であり、
Ｖ12′，Ｖ22′は帰還ダイオード１２′，２２′のＦＶ
ＤでΔＶFDはその差である。
中、ＧＴＯ１１，ＧＴＯ２１はそれぞれＧＴＯ１１とＧ
ＴＯ２１の動作、ｅu1，ｅu2はインバータセツト１，２
の出力相電圧、ｖIpxは相間リアクトル端子間電圧を示
す。またｔO N11，tON21はＧＴＯ１１，ＧＴＯ２１のタ
ーンオン時間でΔtONはその差であり、ｔOFF11，ｔ
OFF21はＧＴＯ１１，ＧＴＯ２１のターンオフ時間でΔt
OFFはその差である。また、Ｖ11，Ｖ21はＧＴＯ１１，
ＧＴＯ２１のＦＶＤでΔＶGTOはその差であり、
Ｖ12′，Ｖ22′は帰還ダイオード１２′，２２′のＦＶ
ＤでΔＶFDはその差である。
第２図，第３図に示すように相間リアクトル端子間に同
一極性の電圧が連続して印加されると相間リアクトルの
磁束が飽和し、電流平衡を保つことができなくなり、セ
ツト並列運転を正常に行なうことができない。あるい
は、この状態で電流平衡を保つためには相間リアクトル
が非常に大きなものとなる。
一極性の電圧が連続して印加されると相間リアクトルの
磁束が飽和し、電流平衡を保つことができなくなり、セ
ツト並列運転を正常に行なうことができない。あるい
は、この状態で電流平衡を保つためには相間リアクトル
が非常に大きなものとなる。
本発明は上述した欠点を除去したインバータセツト並列
装置における各インバータセツトの出力電流バランスを
保ち、さらに電流平衡用相間リアクトルを小型化するこ
とを目的としたものである。
装置における各インバータセツトの出力電流バランスを
保ち、さらに電流平衡用相間リアクトルを小型化するこ
とを目的としたものである。
上記目的を達成する本発明は、帰還ダイオードが逆極性
で並列接続された自己消弧形半導体素子を正側、負側ア
ームに用いて直列接続した回路と、該直列接続回路の両
端に接続した直流電源と、前記直列接続回路の正負アー
ム接続部に出力端子を備えたインバータであって、前記
インバータは少なくとも２台備え、各インバータの前記
出力端子は相間リアクトルを介して接続し、前記各イン
バータの同一側のアームを構成する前記半導体素子を、
同一の点弧信号に基づいて点弧制御して、前記各インバ
ータより前記リアククトルの中点に接続する負荷に電力
を供給するインバータの並列装置において、 前記各インバータの同一側にあるアームの自己消弧形半
導体素子及び帰還ダイオードは、そのスイッチング特性
及び順方向電圧降下特性において、一方のインバータの
前記半導体素子のターンオン時間をＡ１，ターンオフ時
間をＢ１，順方向電圧降下をＣ１及び帰還ダイオードの
順方向電圧降下をＤ１とし、他方のインバータの前記半
導体素子のターンオン時間をＡ２，ターンオフ時間をＢ
２，順方向電圧降下をＣ２及び帰還ダイオードの順方向
電圧降下をＤ２としたとき、Ａ１＜Ａ２，Ｂ１＜Ｂ２，
Ｃ１＞Ｃ２及びＤ１＜Ｄ２の各不等式が同時に満足する
ように前記自己消弧形半導体素子及び帰還ダイオードの
特性を選んで構成する。
で並列接続された自己消弧形半導体素子を正側、負側ア
ームに用いて直列接続した回路と、該直列接続回路の両
端に接続した直流電源と、前記直列接続回路の正負アー
ム接続部に出力端子を備えたインバータであって、前記
インバータは少なくとも２台備え、各インバータの前記
出力端子は相間リアクトルを介して接続し、前記各イン
バータの同一側のアームを構成する前記半導体素子を、
同一の点弧信号に基づいて点弧制御して、前記各インバ
ータより前記リアククトルの中点に接続する負荷に電力
を供給するインバータの並列装置において、 前記各インバータの同一側にあるアームの自己消弧形半
導体素子及び帰還ダイオードは、そのスイッチング特性
及び順方向電圧降下特性において、一方のインバータの
前記半導体素子のターンオン時間をＡ１，ターンオフ時
間をＢ１，順方向電圧降下をＣ１及び帰還ダイオードの
順方向電圧降下をＤ１とし、他方のインバータの前記半
導体素子のターンオン時間をＡ２，ターンオフ時間をＢ
２，順方向電圧降下をＣ２及び帰還ダイオードの順方向
電圧降下をＤ２としたとき、Ａ１＜Ａ２，Ｂ１＜Ｂ２，
Ｃ１＞Ｃ２及びＤ１＜Ｄ２の各不等式が同時に満足する
ように前記自己消弧形半導体素子及び帰還ダイオードの
特性を選んで構成する。
あるいは、上記同一の装置において、 Ａ１＜Ａ２，Ｂ１＞Ｂ２，Ｃ１＞Ｃ２及びＤ１＞Ｄ２の
各不等式が同時に満足するように前記自己消弧形半導体
素子及び帰還ダイオードの特性を選んで構成する。
各不等式が同時に満足するように前記自己消弧形半導体
素子及び帰還ダイオードの特性を選んで構成する。
これによって、相間リアクトル端子間電圧が一方向の電
圧とならず、正方向と負方向の両方向に印加するように
すれば相間リアクトルの励磁電圧は常に正，負となり、
磁束が飽和することはない。このため相間リアクトルの
励磁量も少なくなり、小型のリアクトルで電流バランス
を保つことができる。
圧とならず、正方向と負方向の両方向に印加するように
すれば相間リアクトルの励磁電圧は常に正，負となり、
磁束が飽和することはない。このため相間リアクトルの
励磁量も少なくなり、小型のリアクトルで電流バランス
を保つことができる。
したがつて、相間リアクトル端子間に正．負両方向の電
圧が印加するようにインバータセツト並列装置に使用す
るＧＴＯのスイツチング特性、ＦＶＤの大きさおよび帰
還ダイオードのＦＶＤの大きさを選択すればよい。
圧が印加するようにインバータセツト並列装置に使用す
るＧＴＯのスイツチング特性、ＦＶＤの大きさおよび帰
還ダイオードのＦＶＤの大きさを選択すればよい。
第１図の単相インバータセツト並列装置において、本発
明の一実施例を第４図に示す。この図はインバータセツ
ト１，２の出力電流バランス状態が最良となるＧＴＯ１
１とＧＴＯ２１および帰還ダイオード１２′，２２′の
特性の組み合せの１例を示したものである。図中の記号
はそれぞれ第３図のものと対応し、インバータ負荷電流
ｉｕが正の場合のもである。ＧＴＯ１１のターンオン，
ターンオフがＧＴＯ２１のターンオン，ターンオフより
速い場合、ＧＴＯ１１がターンオンしてからＧＴＯ２１
がターンオンするまでに相間リアクトルに正方向電圧が
加わり、ＧＴＯ１１がターンオフしてからＧＴＯ２１が
ターンオフするまでに負方向電圧が加わる。またＧＴＯ
１１のＦＶＤがＧＴＯ２１のＦＶＤより大きいとＧＴＯ
１１とＧＴＯ２１の導通間にその差に応じた負方向電圧
が相間リアクトルに加わり、さらに帰還ダイオード２
２′のＦＶＤが１２′のＦＶＤより大きいと両者のダイ
オードの導通間にその差に応じた正方向電圧が加わる。
このときリアクトルは正方向電圧印加直後に逆方向電圧
が加わり、さらに負方向電圧が加わつた直後にまたそれ
とは逆に正方向電圧が加わることになり相間リアクトル
が飽和することがなくなり、電流バランスを非常に良好
に保つことができる。正と負の電圧が交互に加わり、磁
束のリセツトが十分に行なわれるためリアクトルを非常
に小型にすることができる。
明の一実施例を第４図に示す。この図はインバータセツ
ト１，２の出力電流バランス状態が最良となるＧＴＯ１
１とＧＴＯ２１および帰還ダイオード１２′，２２′の
特性の組み合せの１例を示したものである。図中の記号
はそれぞれ第３図のものと対応し、インバータ負荷電流
ｉｕが正の場合のもである。ＧＴＯ１１のターンオン，
ターンオフがＧＴＯ２１のターンオン，ターンオフより
速い場合、ＧＴＯ１１がターンオンしてからＧＴＯ２１
がターンオンするまでに相間リアクトルに正方向電圧が
加わり、ＧＴＯ１１がターンオフしてからＧＴＯ２１が
ターンオフするまでに負方向電圧が加わる。またＧＴＯ
１１のＦＶＤがＧＴＯ２１のＦＶＤより大きいとＧＴＯ
１１とＧＴＯ２１の導通間にその差に応じた負方向電圧
が相間リアクトルに加わり、さらに帰還ダイオード２
２′のＦＶＤが１２′のＦＶＤより大きいと両者のダイ
オードの導通間にその差に応じた正方向電圧が加わる。
このときリアクトルは正方向電圧印加直後に逆方向電圧
が加わり、さらに負方向電圧が加わつた直後にまたそれ
とは逆に正方向電圧が加わることになり相間リアクトル
が飽和することがなくなり、電流バランスを非常に良好
に保つことができる。正と負の電圧が交互に加わり、磁
束のリセツトが十分に行なわれるためリアクトルを非常
に小型にすることができる。
次に第５図に他の実施例を示す。図中の記号は第３図，
第４図に対応し、負荷電流ｉｕが正の場合である。第５
図において、ＧＴＯ１１のターンオンがＧＴＯ２１のタ
ーンオンより速く、ＧＴＯ１１のターンオフがＧＴＯ２
１のターンオフより遅いためにＧＴＯ１１とＧＴＯ２１
のスイツチング時には相間リアクトルには正方向の電圧
が加わる。しかし、ＧＴＯ１１のＦＶＤをＧＴＯ２１の
ＦＶＤより大きく、帰還ダイオード１２′のＦＶＤを２
２′のＦＶＤより大きくなるように素子の特性を選択す
ることによりＧＴＯ１１，２１の導通時および帰還ダイ
オード１２′，２２′の導通時に負方向電圧がリアクト
ルに加わる。このためリアクトルが飽和しなくなり、電
流バランスを良好に保つことができる。
第４図に対応し、負荷電流ｉｕが正の場合である。第５
図において、ＧＴＯ１１のターンオンがＧＴＯ２１のタ
ーンオンより速く、ＧＴＯ１１のターンオフがＧＴＯ２
１のターンオフより遅いためにＧＴＯ１１とＧＴＯ２１
のスイツチング時には相間リアクトルには正方向の電圧
が加わる。しかし、ＧＴＯ１１のＦＶＤをＧＴＯ２１の
ＦＶＤより大きく、帰還ダイオード１２′のＦＶＤを２
２′のＦＶＤより大きくなるように素子の特性を選択す
ることによりＧＴＯ１１，２１の導通時および帰還ダイ
オード１２′，２２′の導通時に負方向電圧がリアクト
ルに加わる。このためリアクトルが飽和しなくなり、電
流バランスを良好に保つことができる。
また、ＧＴＯ１１とＧＴＯ２１の組み合せを定めた場
合、スイツチング特性より相間リアクトルへの印加電圧
が第５図のようになり、さらに第５図とは異なり、ＧＴ
Ｏ１１のＦＶＤがＧＴＯ２１のＦＶＤより小さい場合は
ＧＴＯ１１，２１の導通時に正方向電圧がリアクトルに
加わる。このような場合、帰還ダイオード１２′のＦＶ
Ｄと２２′のＦＶＤを第５図に示すＦＶＤ差よりさらに
大きくなるように素子特性を選択すると、帰還ダイオー
ド１２′，２２′の導通時にリアクトルに大きな逆電圧
が加わりリアクトルを飽和させない。このため電流バラ
ンスを良好に保つことができる。
合、スイツチング特性より相間リアクトルへの印加電圧
が第５図のようになり、さらに第５図とは異なり、ＧＴ
Ｏ１１のＦＶＤがＧＴＯ２１のＦＶＤより小さい場合は
ＧＴＯ１１，２１の導通時に正方向電圧がリアクトルに
加わる。このような場合、帰還ダイオード１２′のＦＶ
Ｄと２２′のＦＶＤを第５図に示すＦＶＤ差よりさらに
大きくなるように素子特性を選択すると、帰還ダイオー
ド１２′，２２′の導通時にリアクトルに大きな逆電圧
が加わりリアクトルを飽和させない。このため電流バラ
ンスを良好に保つことができる。
以上のことは第４図，第５図のＧＴＯ１１，２１および
帰還ダイオード１２′，２２′の特性がまつたく逆にな
つても同様であり、さらに負荷電流ｉｕが負の場合のＧ
ＴＯ１２，２２および帰還ダイオード１１′，２１′に
ついてもまつたく同様である。
帰還ダイオード１２′，２２′の特性がまつたく逆にな
つても同様であり、さらに負荷電流ｉｕが負の場合のＧ
ＴＯ１２，２２および帰還ダイオード１１′，２１′に
ついてもまつたく同様である。
なお、本発明は第１図に示した単相インバータに限定さ
れるものではなく第６図に示す３相インバータにも適用
できる。図中１，２がそれぞれ３相インバータセツトで
あり、３は直流電源、５は負荷であり一般に交流電動機
である。直流電源３はインバータセツト１とに２に共通
とし、各インバータセツトのｕ相，ｖ相，ｗ相の各出力
端は各相間リアクトル７，８，９に接続し、それぞれの
出力電流を負荷に供給する。１１，１２，１３，１４，
１５，１６および２１，２２，２３，２４，２５，２６
はＧＴＯで１１′，１２′，１３′，１４′，１５′，
１６′，２１′，２２′，２３′，２４′，２５′，２
６′はそれぞれの帰還ダイオードである。インバータセ
ツト１と２のそれぞれ対応する２個のＧＴＯとそれに対
応する対アームの２個の帰還ダイオード、つまり第６図
においてＧＴＯ１１と２１および帰還ダイオード１２′
と２２′、ＧＴＯ１２と２２および帰還ダイオード１
１′と２１′、ＧＴＯ１３と２３および帰還ダイオード
１４′と２４′、ＧＴＯ１４と２４および帰還ダイオー
ド１３′と２３′、ＧＴＯ１５と２５および帰還ダイオ
ード１６′と２６′、ＧＴＯ１６と２６および帰還ダイ
オード１５′と２５′の組み合せにおいて上述の単相イ
ンバータにおいて示したように、２個のＧＴＯのスイツ
チング特性、ＦＶＤおよび２個の帰還ダイオードのＦＶ
Ｄを第４図，第５図の例に示したように正・負の電圧が
交互に相間リアクトルに加わるように素子特性を選択す
れば単相インバータの場合と同様の効果が得られる。
れるものではなく第６図に示す３相インバータにも適用
できる。図中１，２がそれぞれ３相インバータセツトで
あり、３は直流電源、５は負荷であり一般に交流電動機
である。直流電源３はインバータセツト１とに２に共通
とし、各インバータセツトのｕ相，ｖ相，ｗ相の各出力
端は各相間リアクトル７，８，９に接続し、それぞれの
出力電流を負荷に供給する。１１，１２，１３，１４，
１５，１６および２１，２２，２３，２４，２５，２６
はＧＴＯで１１′，１２′，１３′，１４′，１５′，
１６′，２１′，２２′，２３′，２４′，２５′，２
６′はそれぞれの帰還ダイオードである。インバータセ
ツト１と２のそれぞれ対応する２個のＧＴＯとそれに対
応する対アームの２個の帰還ダイオード、つまり第６図
においてＧＴＯ１１と２１および帰還ダイオード１２′
と２２′、ＧＴＯ１２と２２および帰還ダイオード１
１′と２１′、ＧＴＯ１３と２３および帰還ダイオード
１４′と２４′、ＧＴＯ１４と２４および帰還ダイオー
ド１３′と２３′、ＧＴＯ１５と２５および帰還ダイオ
ード１６′と２６′、ＧＴＯ１６と２６および帰還ダイ
オード１５′と２５′の組み合せにおいて上述の単相イ
ンバータにおいて示したように、２個のＧＴＯのスイツ
チング特性、ＦＶＤおよび２個の帰還ダイオードのＦＶ
Ｄを第４図，第５図の例に示したように正・負の電圧が
交互に相間リアクトルに加わるように素子特性を選択す
れば単相インバータの場合と同様の効果が得られる。
以上述べたように本発明によれば、ＧＴＯを適用したイ
ンバータセツト並列装置において、インバータセツト１
と２のそれぞれに対応する２個のＧＴＯとその対アーム
のそれぞれに対応する帰還ダイオードに対して、相間リ
アクトルに正負両方向電圧が加わるようなＧＴＯのスイ
ツチング特性、ＦＶＤおよび帰還ダイオードのＦＶＤか
らＧＴＯと帰還ダイオードの組み合せを選択することに
より、インバータの電流バランス状態を保つことが容易
となり、電流平衡用相間リアクトルを小型化することが
でき、装置の小型化を図ることができるという大きな効
果をもたらす。なお本発明はＧＴＯインバータに適用し
た場合について述べたが、トランジスタやＦＥＴ等の自
己消弧素子に対しても同様に適用でき、またサイリスタ
を利用したインバータにも適用できることはもちろんで
ある。
ンバータセツト並列装置において、インバータセツト１
と２のそれぞれに対応する２個のＧＴＯとその対アーム
のそれぞれに対応する帰還ダイオードに対して、相間リ
アクトルに正負両方向電圧が加わるようなＧＴＯのスイ
ツチング特性、ＦＶＤおよび帰還ダイオードのＦＶＤか
らＧＴＯと帰還ダイオードの組み合せを選択することに
より、インバータの電流バランス状態を保つことが容易
となり、電流平衡用相間リアクトルを小型化することが
でき、装置の小型化を図ることができるという大きな効
果をもたらす。なお本発明はＧＴＯインバータに適用し
た場合について述べたが、トランジスタやＦＥＴ等の自
己消弧素子に対しても同様に適用でき、またサイリスタ
を利用したインバータにも適用できることはもちろんで
ある。
第１図は単相インバータセツト並列回路例を示す図、第
２図は相間リアクトルへの一方向電圧が印加する場合の
動作説明図、第３図は第２図中のＡ期間の拡大動作図、
第４図，第５図は相間リアクトルへ正・負両方向電圧が
印加する場合の拡大動作図、第６図は本発明の他の実施
例を示す図である。 １，２……インバータセツト、１１，１２，１３，１
４，１５，１６，２１，２２，２３，２４，２５，２６
……ＧＴＯ、１１′，１２′，１３′，１４′，１
５′，１６′，２１′，２２′，２３′，２４′，２
５′，２６′……帰還ダイオード、７，８，９……相間
リアクトル。
２図は相間リアクトルへの一方向電圧が印加する場合の
動作説明図、第３図は第２図中のＡ期間の拡大動作図、
第４図，第５図は相間リアクトルへ正・負両方向電圧が
印加する場合の拡大動作図、第６図は本発明の他の実施
例を示す図である。 １，２……インバータセツト、１１，１２，１３，１
４，１５，１６，２１，２２，２３，２４，２５，２６
……ＧＴＯ、１１′，１２′，１３′，１４′，１
５′，１６′，２１′，２２′，２３′，２４′，２
５′，２６′……帰還ダイオード、７，８，９……相間
リアクトル。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 鈴木 勝徳 茨城県日立市幸町３丁目１番１号 株式会 社日立製作所日立研究所内 (72)発明者 梶田 美樹 茨城県日立市幸町３丁目２番１号 日立エ ンジニアリング株式会社内 (56)参考文献 特公 平４−52068（ＪＰ，Ｂ２)
Claims (2)
- 【請求項１】帰還ダイオードが逆極性で並列接続された
自己消弧形半導体素子を正側、負側アームに用いて直列
接続した回路と、該直列接続回路の両端に接続した直流
電源と、前記直列接続回路の正負アーム接続部に出力端
子を備えたインバータであって、前記インバータは少な
くとも２台備え、各インバータの前記出力端子は相間リ
アクトルを介して接続し、前記各インバータの同一側の
アームを構成する前記半導体素子を、同一の点弧信号に
基づいて点弧制御して、前記各インバータより前記リア
ククトルの中点に接続する負荷に電力を供給するインバ
ータの並列装置において、 前記各インバータの同一側にあるアームの自己消弧形半
導体素子及び帰還ダイオードは、そのスイッチング特性
及び順方向電圧降下特性において、一方のインバータの
前記半導体素子のターンオン時間をＡ１，ターンオフ時
間をＢ１，順方向電圧降下をＣ１及び帰還ダイオードの
順方向電圧降下をＤ１とし、他方のインバータの前記半
導体素子のターンオン時間をＡ２，ターンオフ時間をＢ
２，順方向電圧降下をＣ２及び帰還ダイオードの順方向
電圧降下をＤ２としたとき、Ａ１＜Ａ２，Ｂ１＜Ｂ２，
Ｃ１＞Ｃ２及びＤ１＜Ｄ２の各不等式が同時に満足する
ように前記自己消弧形半導体素子及び帰還ダイオードの
特性を選んで構成したことを特徴とするインバータの並
列装置。 - 【請求項２】帰還ダイオードが逆極性で並列接続された
自己消弧形半導体素子を正側、負側アームに用いて直列
接続した回路と、該直列接続回路の両端に接続した直流
電源と、前記直列接続回路の正負アーム接続部に出力端
子を備えたインバータであって、前記インバータは少な
くとも２台備え、各インバータの前記出力端子は相間リ
アクトルを介して接続し、前記各インバータの同一側の
アームを構成する前記半導体素子を、同一の点弧信号に
基づいて点弧制御して、前記各インバータより前記リア
ククトルの中点に接続する負荷に電力を供給するインバ
ータの並列装置において、 前記各インバータの同一側にあるアームの自己消弧形半
導体素子及び帰還ダイオードは、そのスイッチング特性
及び順方向電圧降下特性において、一方のインバータの
前記半導体素子のターンオン時間をＡ１，ターンオフ時
間をＢ１，順方向電圧降下をＣ１及び帰還ダイオードの
順方向電圧降下をＤ１とし、他方のインバータの前記半
導体素子のターンオン時間をＡ２，ターンオフ時間をＢ
２，順方向電圧降下をＣ２及び帰還ダイオードの順方向
電圧降下をＤ２としたとき、Ａ１＜Ａ２，Ｂ１＞Ｂ２，
Ｃ１＞Ｃ２及びＤ１＞Ｄ２の各不等式が同時に満足する
ように前記自己消弧形半導体素子及び帰還ダイオードの
特性を選んで構成したことを特徴とするインバータの並
列装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57181247A JPH0628518B2 (ja) | 1982-10-18 | 1982-10-18 | インバ−タの並列装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57181247A JPH0628518B2 (ja) | 1982-10-18 | 1982-10-18 | インバ−タの並列装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5972983A JPS5972983A (ja) | 1984-04-25 |
| JPH0628518B2 true JPH0628518B2 (ja) | 1994-04-13 |
Family
ID=16097361
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57181247A Expired - Lifetime JPH0628518B2 (ja) | 1982-10-18 | 1982-10-18 | インバ−タの並列装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0628518B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH088774B2 (ja) * | 1987-10-22 | 1996-01-29 | 富士電機株式会社 | インバータ装置の並列運転回路 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5722385A (en) * | 1980-07-15 | 1982-02-05 | Hitachi Ltd | Pulse width modulation type converter |
| JPS5746679A (en) * | 1980-09-01 | 1982-03-17 | Toshiba Corp | Power converter |
-
1982
- 1982-10-18 JP JP57181247A patent/JPH0628518B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5972983A (ja) | 1984-04-25 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Bhagwat et al. | Generalized structure of a multilevel PWM inverter | |
| JPH0748942B2 (ja) | 同期スイッチングシステムを備えた高効率パワーコンバータ | |
| JP3581809B2 (ja) | インバータ | |
| US4570212A (en) | Silicon controlled rectifier polyphase bridge inverter commutated with gate-turn-off thyristor | |
| US7471532B1 (en) | Electric circuit, in particular for a medium-voltage power converter | |
| US3721836A (en) | Current limited transistor switch | |
| US4146921A (en) | Power control or conversion apparatus | |
| JPH0332304B2 (ja) | ||
| US3317815A (en) | Drive system for static inverters | |
| EP0325301B1 (en) | Power control apparatus | |
| JP3307962B2 (ja) | 電力変換方式 | |
| US3942094A (en) | Commutation circuit and applications thereof | |
| US4359681A (en) | Alternating current power controller with DC transistor switching and an internal DC power supply | |
| US4019117A (en) | Circuit arrangement for an inverter | |
| US4208711A (en) | Inverter with naturally commutated mixer | |
| AU637682B2 (en) | Thyristor switch gate pulse generator | |
| JP2595593B2 (ja) | 整流装置 | |
| US4247887A (en) | AC--AC Converter device | |
| JPH0452068B2 (ja) | ||
| JPH05244777A (ja) | 直列多重インバータのゲート駆動回路 | |
| US3984752A (en) | Electrical valve circuit apparatus | |
| US4030021A (en) | Inverter | |
| JPH0548592U (ja) | インバータ装置 | |
| GB1597486A (en) | Variable reluctance motors | |
| JPH0777515B2 (ja) | 単相−３相変換回路 |