JPH088774B2 - インバータ装置の並列運転回路 - Google Patents
インバータ装置の並列運転回路Info
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- JPH088774B2 JPH088774B2 JP62265392A JP26539287A JPH088774B2 JP H088774 B2 JPH088774 B2 JP H088774B2 JP 62265392 A JP62265392 A JP 62265392A JP 26539287 A JP26539287 A JP 26539287A JP H088774 B2 JPH088774 B2 JP H088774B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、電圧形インバータの大容量化を図るため
にインバータ装置を複数台用い、それらの出力をリアク
トルを介して並列接続して運転するためのインバータ装
置の並列運転回路に関する。
にインバータ装置を複数台用い、それらの出力をリアク
トルを介して並列接続して運転するためのインバータ装
置の並列運転回路に関する。
第４図は従来のインバータ装置の並列運転回路例を示
す回路図である。これは、共通の直流電源より給電され
る２台の単相インバータINV1,INV2を出力リアクトルを
介して並列接続した場合の例であり、トランジスタTP1
とTP2およびTN1とTN2を同一の点，消弧信号で駆動し
て、出力容量を約２倍にしようとするものである。
す回路図である。これは、共通の直流電源より給電され
る２台の単相インバータINV1,INV2を出力リアクトルを
介して並列接続した場合の例であり、トランジスタTP1
とTP2およびTN1とTN2を同一の点，消弧信号で駆動し
て、出力容量を約２倍にしようとするものである。
一般に、出力リアクトルを介してインバータ装置を並
列接続し、それらを同相で運転する場合でも、スイツチ
ング素子の特性（ターンオン，ターンオフ時間やオン電
圧など）のばらつきに起因する不平衡電流が生じる。
列接続し、それらを同相で運転する場合でも、スイツチ
ング素子の特性（ターンオン，ターンオフ時間やオン電
圧など）のばらつきに起因する不平衡電流が生じる。
第5A図および第5B図はスイツチング素子のターンオ
ン，ターンオフ特性のばらつきによつて発生する不平衡
電流波形の例をモデル化して示したものである。第5A図
は、負荷電流iL＞０の場合において、Ｐ（正）側アーム
のトランジスタは、オン時にはTP1がTP2より早くターン
オンし、オフ時にはTP2がTP1より早くターンオフした例
を示している。この場合は、ターンオン，ターンオフ時
とも出力リアクトルには正の電圧が印加され、その結
果、不平衡電流（ と定義する。）も正に増加する。なお、この例では、負
荷電流iL＞０なので、Ｎ側アームのトランジスタTN1お
よびTN2は導通せず、したがつてＮ側アームのトランジ
スタTN1およびTN2は導通せず、したがつてＮ側アームの
トランジスタのスイツチング時間差による不平衡電流は
発生しない。
ン，ターンオフ特性のばらつきによつて発生する不平衡
電流波形の例をモデル化して示したものである。第5A図
は、負荷電流iL＞０の場合において、Ｐ（正）側アーム
のトランジスタは、オン時にはTP1がTP2より早くターン
オンし、オフ時にはTP2がTP1より早くターンオフした例
を示している。この場合は、ターンオン，ターンオフ時
とも出力リアクトルには正の電圧が印加され、その結
果、不平衡電流（ と定義する。）も正に増加する。なお、この例では、負
荷電流iL＞０なので、Ｎ側アームのトランジスタTN1お
よびTN2は導通せず、したがつてＮ側アームのトランジ
スタTN1およびTN2は導通せず、したがつてＮ側アームの
トランジスタのスイツチング時間差による不平衡電流は
発生しない。
また、第5B図は、負荷電流iL＜０の場合において、Ｎ
（負）側アームのトランジスタは、オン時にはTN2がTN1
より早くターンオンし、オフ時にはTN1がTN2より早くタ
ーンオフした例を示している。この場合も、出力リアク
トルには第5A図と同様に、ターンオン，ターンオフ時と
もに正の電圧が印加され、その結果の不平衡電流も正に
増加する。なお、この例では、負荷電流iLはiL＜０なの
で、Ｐ側アームのトランジスタTP1およびTP2は導通せ
ず、したがつてＰ側アームのトランジスタのスイツチン
グ時間差による不平衡電流は発生しない。一方、スイツ
チングのタイミングが第5A図，第5B図の例とは逆の関係
になつたときには、出力リアクトルには負の電圧が印加
され、その結果、不平衡電流は負に増加する。
（負）側アームのトランジスタは、オン時にはTN2がTN1
より早くターンオンし、オフ時にはTN1がTN2より早くタ
ーンオフした例を示している。この場合も、出力リアク
トルには第5A図と同様に、ターンオン，ターンオフ時と
もに正の電圧が印加され、その結果の不平衡電流も正に
増加する。なお、この例では、負荷電流iLはiL＜０なの
で、Ｐ側アームのトランジスタTP1およびTP2は導通せ
ず、したがつてＰ側アームのトランジスタのスイツチン
グ時間差による不平衡電流は発生しない。一方、スイツ
チングのタイミングが第5A図，第5B図の例とは逆の関係
になつたときには、出力リアクトルには負の電圧が印加
され、その結果、不平衡電流は負に増加する。
以上のように、スイツチング素子のターンオン，ター
ンオフ特性のばらつきによる不平衡電圧に起因する不平
衡電流は、負荷電流iL＞０の場合は、Ｐ側のスイツチン
グ素子の特性のばらつきにのみ依存し、負荷電流iL＜０
の場合は、Ｎ側のスイツチング素子の特性のばらつきに
のみ依存し、その極性は第５図A,第5B図に示すようにな
る。
ンオフ特性のばらつきによる不平衡電圧に起因する不平
衡電流は、負荷電流iL＞０の場合は、Ｐ側のスイツチン
グ素子の特性のばらつきにのみ依存し、負荷電流iL＜０
の場合は、Ｎ側のスイツチング素子の特性のばらつきに
のみ依存し、その極性は第５図A,第5B図に示すようにな
る。
以上の如く発生する不平衡電流は、インバータの負荷
分担をくずし、最悪の場合には１台のインバータに全負
荷がかかるおそれがある。また、不平衡電流抑制のため
に接続した出力リアクトルは、不平衡電流の交流成分に
対しては抑制作用があるが、直流成分に対しては抑制作
用はない。なお、VVVF（可変電圧可変周波数）インバー
タの様に可変周波数で運転する装置の場合、特に低周波
数運転時には低周波数成分や直流成分も含まれるおそれ
があり、出力リアクトルのみで不平衡電流を抑制するこ
とは困難である。その結果、出力リアクトルが大形化し
たり、並列インバータの出力容量が低下する等の問題が
ある。
分担をくずし、最悪の場合には１台のインバータに全負
荷がかかるおそれがある。また、不平衡電流抑制のため
に接続した出力リアクトルは、不平衡電流の交流成分に
対しては抑制作用があるが、直流成分に対しては抑制作
用はない。なお、VVVF（可変電圧可変周波数）インバー
タの様に可変周波数で運転する装置の場合、特に低周波
数運転時には低周波数成分や直流成分も含まれるおそれ
があり、出力リアクトルのみで不平衡電流を抑制するこ
とは困難である。その結果、出力リアクトルが大形化し
たり、並列インバータの出力容量が低下する等の問題が
ある。
したがつて、この発明は電圧形インバータ装置の並列
運転時において、出力リアクトルを小形化するととも
に、並列インバータの出力容量をほぼｎ倍（n:並列台
数）にすることができるインバータ装置の並列運転回路
を提供することを目的とする。
運転時において、出力リアクトルを小形化するととも
に、並列インバータの出力容量をほぼｎ倍（n:並列台
数）にすることができるインバータ装置の並列運転回路
を提供することを目的とする。
共通の直流電源により給電されるｎ台の単相または多
相の電圧形インバータ装置を出力リアクトルにより並列
に接続して運転すべく、基準インバータ装置の出力電流
と並列運転される他のインバータ装置の出力電流との偏
差電流を検出する検出回路と、該偏差電流を零にすべく
所定の調節演算を行う（ｎ−１）台の調節器と、インバ
ータ制御装置より出力されるＰ側点消弧指令と前記調節
器の出力とに基づいて前記電圧形インバータ装置のＰ側
アームを構成するスイッチ素子への点消弧信号を司り、
Ｐ側点消弧指令に基づいて発生するランプ関数を含むＰ
側基準信号を出力するＰ側基準信号発生回路と、インバ
ータ制御装置より出力されるＮ側点消弧指令と前記調節
器の出力とに基づいて前記電圧形インバータ装置のＮ側
アームを構成するスイッチ素子への点消弧信号を司り、
Ｎ側点消弧指令に基づいて発生するランプ関数を含むＮ
側基準信号を出力するＮ側基準信号発生回路と、各スイ
ッチ素子への点消弧信号を決定する比較器とを備え、前
記Ｐ側基準信号と零ボルトとを比較して、基準インバー
タ装置を構成するＰ側アームへの点消弧信号を作成し、
前記Ｐ側基準信号と前記調節器出力とを比較して、基準
インバータ装置以外のインバータ装置を構成するＰ側ア
ームへの点消弧信号を作成し、前記Ｎ側基準信号と零ボ
ルトとを比較して、基準インバータ装置を構成するＮ側
アームへの点消弧信号を作成し、前記Ｎ側基準信号と前
記調節器出力とを比較して、基準インバータ装置以外の
インバータ装置を構成するＮ側アームへの点消弧信号を
作成し、前記偏差電流が正のときは、基準インバータ装
置の点消弧信号に対し、並列運転される他のインバータ
装置の点消弧信号を、Ｐ側直流母線に接続されるスイッ
チ素子のターンオン時には進相とし、該スイッチ素子の
ターンオフ時には遅相とし、またＮ側直流母線に接続さ
れるスイッチ素子のターンオン時には遅相とし、該スイ
ッチ素子の単オフ時には進相とする一方、前記偏差電流
が負のときは、基準インバータ装置の点，消弧信号に対
し、並列運転される他のインバータ装置の点，消弧信号
の関係を前記とは逆の位相関係になるようにする。
相の電圧形インバータ装置を出力リアクトルにより並列
に接続して運転すべく、基準インバータ装置の出力電流
と並列運転される他のインバータ装置の出力電流との偏
差電流を検出する検出回路と、該偏差電流を零にすべく
所定の調節演算を行う（ｎ−１）台の調節器と、インバ
ータ制御装置より出力されるＰ側点消弧指令と前記調節
器の出力とに基づいて前記電圧形インバータ装置のＰ側
アームを構成するスイッチ素子への点消弧信号を司り、
Ｐ側点消弧指令に基づいて発生するランプ関数を含むＰ
側基準信号を出力するＰ側基準信号発生回路と、インバ
ータ制御装置より出力されるＮ側点消弧指令と前記調節
器の出力とに基づいて前記電圧形インバータ装置のＮ側
アームを構成するスイッチ素子への点消弧信号を司り、
Ｎ側点消弧指令に基づいて発生するランプ関数を含むＮ
側基準信号を出力するＮ側基準信号発生回路と、各スイ
ッチ素子への点消弧信号を決定する比較器とを備え、前
記Ｐ側基準信号と零ボルトとを比較して、基準インバー
タ装置を構成するＰ側アームへの点消弧信号を作成し、
前記Ｐ側基準信号と前記調節器出力とを比較して、基準
インバータ装置以外のインバータ装置を構成するＰ側ア
ームへの点消弧信号を作成し、前記Ｎ側基準信号と零ボ
ルトとを比較して、基準インバータ装置を構成するＮ側
アームへの点消弧信号を作成し、前記Ｎ側基準信号と前
記調節器出力とを比較して、基準インバータ装置以外の
インバータ装置を構成するＮ側アームへの点消弧信号を
作成し、前記偏差電流が正のときは、基準インバータ装
置の点消弧信号に対し、並列運転される他のインバータ
装置の点消弧信号を、Ｐ側直流母線に接続されるスイッ
チ素子のターンオン時には進相とし、該スイッチ素子の
ターンオフ時には遅相とし、またＮ側直流母線に接続さ
れるスイッチ素子のターンオン時には遅相とし、該スイ
ッチ素子の単オフ時には進相とする一方、前記偏差電流
が負のときは、基準インバータ装置の点，消弧信号に対
し、並列運転される他のインバータ装置の点，消弧信号
の関係を前記とは逆の位相関係になるようにする。
電圧形インバータ装置を並列運転するに際し、並列接
続した相の出力電流をそれぞれ検出し、その偏差電流の
直流成分および低周波の交流成分を零にする様に基準イ
ンバータ装置の点，消弧信号に対し、並列運転される他
のインバータ装置の点，消弧信号の位相を各相当り（ｎ
−１）台の調節器を用いて自動制御することにより、出
力リアクトルの小型化を図り、出力容量の低下を抑制す
る。
続した相の出力電流をそれぞれ検出し、その偏差電流の
直流成分および低周波の交流成分を零にする様に基準イ
ンバータ装置の点，消弧信号に対し、並列運転される他
のインバータ装置の点，消弧信号の位相を各相当り（ｎ
−１）台の調節器を用いて自動制御することにより、出
力リアクトルの小型化を図り、出力容量の低下を抑制す
る。
第１図はこの発明の実施例を示すブロック図で、並列
インバータINV1,INV2間のスイツチング素子のスイツチ
ング時間差を調節すべく、不平衡電流の直流成分および
低周波の交流成分を零にする様な自動制御回路を付加し
て構成される。なお、同図において、1,2は点消弧信号
発生回路、３は調節器、４はインバータ制御装置であ
る。つまり、この発明は上述の如き不平衡電流は出力リ
アクトルの電圧vLBを調節することにより制御できる
が、この出力リアクトルの電圧vLBは並列インバータ間
のスイツチング素子のスイツチング時間差に略比例する
ので、これを積極的に調節することで制御できると云う
原理に基づきなされたものである。そして、出力リアク
トルの電圧vLBの極性と並列インバータ間のスイチング
素子の点，消弧順序は第１表の様な関係にあるので、こ
の表に示す点、消弧順序になる様に調節すれば、vLBを
任意に制御でき、その結果、不平衡電流も任意に制御で
きることになる。
インバータINV1,INV2間のスイツチング素子のスイツチ
ング時間差を調節すべく、不平衡電流の直流成分および
低周波の交流成分を零にする様な自動制御回路を付加し
て構成される。なお、同図において、1,2は点消弧信号
発生回路、３は調節器、４はインバータ制御装置であ
る。つまり、この発明は上述の如き不平衡電流は出力リ
アクトルの電圧vLBを調節することにより制御できる
が、この出力リアクトルの電圧vLBは並列インバータ間
のスイツチング素子のスイツチング時間差に略比例する
ので、これを積極的に調節することで制御できると云う
原理に基づきなされたものである。そして、出力リアク
トルの電圧vLBの極性と並列インバータ間のスイチング
素子の点，消弧順序は第１表の様な関係にあるので、こ
の表に示す点、消弧順序になる様に調節すれば、vLBを
任意に制御でき、その結果、不平衡電流も任意に制御で
きることになる。
第１図の例では、インバータINV1の点，消弧信号を基
準にして、インバータINV2の点，消弧信号を調節するよ
うにしている。すなわち、２台の単位インバータINV1,I
NV2の出力電流i1,i2よりその偏差i1−i2を得、この偏差
電流i1−i2をリツプル低域のための、図示されていない
一次遅れフイルタを介して調節器３に入力し、この調節
器３によりi1−i2を零にする様なINV2の点，消弧信号の
移相指令を出力し、これにもとづきINV2の点，消弧信号
をINV1の点，消弧信号に対して所定の時間だけ進ませた
り又は遅らせるための移相器を含む点消弧信号発生回路
1,2に入力し、インバータINV2のスイツチングのタイミ
ングを決定する。この結果、出力リアクトルの電圧vLB
は不平衡電流i1−i2の平均値も零となる。
準にして、インバータINV2の点，消弧信号を調節するよ
うにしている。すなわち、２台の単位インバータINV1,I
NV2の出力電流i1,i2よりその偏差i1−i2を得、この偏差
電流i1−i2をリツプル低域のための、図示されていない
一次遅れフイルタを介して調節器３に入力し、この調節
器３によりi1−i2を零にする様なINV2の点，消弧信号の
移相指令を出力し、これにもとづきINV2の点，消弧信号
をINV1の点，消弧信号に対して所定の時間だけ進ませた
り又は遅らせるための移相器を含む点消弧信号発生回路
1,2に入力し、インバータINV2のスイツチングのタイミ
ングを決定する。この結果、出力リアクトルの電圧vLB
は不平衡電流i1−i2の平均値も零となる。
第１図はインバータ装置の並列数が２の場合である
が、この発明は３以上でも適用することができる。例え
ば３並列接続の場合は、インバータINV1を基準インバー
タとしてインバータINV2およびINV3の点，消弧信号を調
節することによつて、i1−i2およびi1−i3が零になるよ
うに制御すればよい。なお、i1はINV1の出力電流、i2,i
3はINV2,INV3の出力電流である。
が、この発明は３以上でも適用することができる。例え
ば３並列接続の場合は、インバータINV1を基準インバー
タとしてインバータINV2およびINV3の点，消弧信号を調
節することによつて、i1−i2およびi1−i3が零になるよ
うに制御すればよい。なお、i1はINV1の出力電流、i2,i
3はINV2,INV3の出力電流である。
また、第１図は単相の例であるが、多相インバータの
場合においても、各相毎にこの発明を適用することで全
く同様の効果が得られる。更に、スイツチング素子はト
ランジスタに限らず、GTO（ゲートターンオフ）サイリ
スタなどの自己消弧形素子についてもこの発明を適用す
ることにより、同様の効果が得られる。
場合においても、各相毎にこの発明を適用することで全
く同様の効果が得られる。更に、スイツチング素子はト
ランジスタに限らず、GTO（ゲートターンオフ）サイリ
スタなどの自己消弧形素子についてもこの発明を適用す
ることにより、同様の効果が得られる。
第２図は第１図に示す点消弧信号発生回路および調節
器の具体例を示す回路図である。同図において、11およ
び21はノツトゲートNOT,アナログスイツチSW,抵抗R,コ
ンデンサＣおよび演算増幅器（オペアンプ）OP等よりな
るランプ波形発生回路、12A,12Bおよび21A,21Bはコンパ
レータ、３は抵抗R,コンデンサＣおよびオペアンプOP等
よりなる調節器である。したがつて、ランプ波形発生回
路11（21）およびコンパレータ12A,12B（21A,21B）等に
より、点消弧信号発生回路１（２）が構成されていると
云うことができる。そして、こゝではインバータINV1の
点，消弧信号を基準とし、INV2の点，消弧信号を調節す
る様に構成している。また、出力リアクトルの電圧vLB
の極性とINV2の点，消弧信号のINV1の点，消弧信号に対
する進み，遅れの関数は第２表の様な関係にしてある。
器の具体例を示す回路図である。同図において、11およ
び21はノツトゲートNOT,アナログスイツチSW,抵抗R,コ
ンデンサＣおよび演算増幅器（オペアンプ）OP等よりな
るランプ波形発生回路、12A,12Bおよび21A,21Bはコンパ
レータ、３は抵抗R,コンデンサＣおよびオペアンプOP等
よりなる調節器である。したがつて、ランプ波形発生回
路11（21）およびコンパレータ12A,12B（21A,21B）等に
より、点消弧信号発生回路１（２）が構成されていると
云うことができる。そして、こゝではインバータINV1の
点，消弧信号を基準とし、INV2の点，消弧信号を調節す
る様に構成している。また、出力リアクトルの電圧vLB
の極性とINV2の点，消弧信号のINV1の点，消弧信号に対
する進み，遅れの関数は第２表の様な関係にしてある。
なお、点，消弧信号を原信号（第１図のTP,TN）に対
し進めることはできないので、ここでは基準インバータ
であるINV1の点，消弧信号を原信号に対し、オン，オフ
とも等しい時間だけあらかじめ遅らせておき、その信号
に対し、INV2の点，消弧信号を進めたりする様に構成し
ている。
し進めることはできないので、ここでは基準インバータ
であるINV1の点，消弧信号を原信号に対し、オン，オフ
とも等しい時間だけあらかじめ遅らせておき、その信号
に対し、INV2の点，消弧信号を進めたりする様に構成し
ている。
第３図は第２図の動作を説明するためのタイムチヤー
トである。なお、同図中の波形の名称記号は、第２図中
に記載の同信号の部位の波形に対応する。
トである。なお、同図中の波形の名称記号は、第２図中
に記載の同信号の部位の波形に対応する。
インバータ制御装置４より与えられるＰ側アームのト
ランジスタの点，消弧信号TPおよびＮ側アームのトラン
ジスタの点，消弧信号TNは、移動制御のためのランプ波
形発生回路11,21に入力され、第３図のA,Bの様な波形を
得る。なお、ランプ波形発生回路11,21で用いられてい
るアナログスイツチSWは、制御入力が論理“0"のとき
“閉",“1"のとき“開”になるものとする。基準となる
INV1の点，消弧信号TP1,TN1は、コンパレータ12Aおよび
21Aにより信号A,Bの零ボルトとの交点で発生させ、イン
バータINV1のスイツチングトランジスタを駆動する。一
方、移相制御されるINV2の点，消弧信号TP2,TN2は、コ
ンパレータ12Bおよび21Bにより信号A,Bと調節器３の出
力ΔVLB ＊との交点で発生させ、インバータINV2のスイ
ツチングトランジスタを駆動する。なお、調節器３の出
力信号ΔTLB ＊は、i1＞i2になつたとき正になり、一方i
1＜i2になつたとき負になる様な極性に接続され、定常
状態ではi1＝i2になる様な電圧を出力する。
ランジスタの点，消弧信号TPおよびＮ側アームのトラン
ジスタの点，消弧信号TNは、移動制御のためのランプ波
形発生回路11,21に入力され、第３図のA,Bの様な波形を
得る。なお、ランプ波形発生回路11,21で用いられてい
るアナログスイツチSWは、制御入力が論理“0"のとき
“閉",“1"のとき“開”になるものとする。基準となる
INV1の点，消弧信号TP1,TN1は、コンパレータ12Aおよび
21Aにより信号A,Bの零ボルトとの交点で発生させ、イン
バータINV1のスイツチングトランジスタを駆動する。一
方、移相制御されるINV2の点，消弧信号TP2,TN2は、コ
ンパレータ12Bおよび21Bにより信号A,Bと調節器３の出
力ΔVLB ＊との交点で発生させ、インバータINV2のスイ
ツチングトランジスタを駆動する。なお、調節器３の出
力信号ΔTLB ＊は、i1＞i2になつたとき正になり、一方i
1＜i2になつたとき負になる様な極性に接続され、定常
状態ではi1＝i2になる様な電圧を出力する。
この発明によれば、電圧形インバータ装置の並列運転
時において、並列接続した相の出力電流をそれぞれ検出
し、その偏差電流の直流成分および低周波の交流成分を
零にす様に基準インバータの点消弧信号に対し、並列運
転される他のインバータの点，消弧信号の位相を自動的
に調節するようにしたので、出力リアクトルが小形化で
きるとともに、並列インバータの出力容量をほぼｎ倍
（n:並列台数）にすることができる。その結果、従来よ
りも小形，低コストで大容量のインバータ装置を提供す
ることができる。
時において、並列接続した相の出力電流をそれぞれ検出
し、その偏差電流の直流成分および低周波の交流成分を
零にす様に基準インバータの点消弧信号に対し、並列運
転される他のインバータの点，消弧信号の位相を自動的
に調節するようにしたので、出力リアクトルが小形化で
きるとともに、並列インバータの出力容量をほぼｎ倍
（n:並列台数）にすることができる。その結果、従来よ
りも小形，低コストで大容量のインバータ装置を提供す
ることができる。
第１図はこの発明の実施例を示すブロツク図、第２図は
第１図に示す点消弧信号発生回路の具体例を示す回路
図、第３図は第２図の動作を説明するためのタイムチヤ
ート、第４図は従来のインバータ装置の並列運転回路例
を示す回路図、第5A図は第４図において負荷電流が正の
場合の動作を説明するためのタイムチヤート、第5B図は
同じく負荷電流が負の場合の動作を説明するためのタイ
ムチヤートである。 符号説明 1,2……点消弧信号発生回路、３……調節器、４……イ
ンバータ制御装置、11,12……ランプ波形発生回路、12
A,12B,21A,21B……コンパレータ,INV1,INV2……インバ
ータ装置、TR……スイツチングトランジスタ、NOT……
ノツトゲート、SW……アナログスイツチ、Ｒ……抵抗、
Ｃ……コンデンサ、OP……演算増幅器（オペアンプ）。
第１図に示す点消弧信号発生回路の具体例を示す回路
図、第３図は第２図の動作を説明するためのタイムチヤ
ート、第４図は従来のインバータ装置の並列運転回路例
を示す回路図、第5A図は第４図において負荷電流が正の
場合の動作を説明するためのタイムチヤート、第5B図は
同じく負荷電流が負の場合の動作を説明するためのタイ
ムチヤートである。 符号説明 1,2……点消弧信号発生回路、３……調節器、４……イ
ンバータ制御装置、11,12……ランプ波形発生回路、12
A,12B,21A,21B……コンパレータ,INV1,INV2……インバ
ータ装置、TR……スイツチングトランジスタ、NOT……
ノツトゲート、SW……アナログスイツチ、Ｒ……抵抗、
Ｃ……コンデンサ、OP……演算増幅器（オペアンプ）。
Claims (1)
- 【請求項１】共通の直流電源により給電されるｎ台（但
しｎは整数）の単相または多相の電圧形インバータ装置
を出力リアクトルにより並列に接続して運転すべく、 基準インバータ装置の出力電流と並列運転される他のイ
ンバータ装置の出力電流との偏差電流を検出する検出回
路と、 該偏差電流を零にすべく所定の調節演算を行う（ｎ−
１）台の調節器と、 インバータ制御装置より出力されるＰ側点消弧指令と前
記調節器の出力とに基づいて前記電圧形インバータ装置
のＰ側アームを構成するスイッチ素子への点消弧信号を
司り、Ｐ側点消弧指令に基づいて発生するランプ関数を
含むＰ側基準信号を出力するＰ側基準信号発生回路と、 インバータ制御装置より出力されるＮ側点消弧指令と前
記調節器の出力とに基づいて前記電圧形インバータ装置
のＮ側アームを構成するスイッチ素子への点消弧信号を
司り、Ｎ側点消弧指令に基づいて発生するランプ関数を
含むＮ側基準信号を出力するＮ側基準信号発生回路と、 各スイッチ素子への点消弧信号を決定する比較器とを備
え、 前記Ｐ側基準信号と零ボルトとを比較して、基準インバ
ータ装置を構成するＰ側アームへの点消弧信号を作成
し、 前記Ｐ側基準信号と前記調節器出力とを比較して、基準
インバータ装置以外のインバータ装置を構成するＰ側ア
ームへの点消弧信号を作成し、 前記Ｎ側基準信号と零ボルトとを比較して、基準インバ
ータ装置を構成するＮ側アームへの点消弧信号を作成
し、 前記Ｎ側基準信号と前記調節器出力とを比較して、基準
インバータ装置以外のインバータ装置を構成するＮ側ア
ームへの点消弧信号を作成し、 前記偏差電流が正のときは、基準インバータ装置の点消
弧信号に対し、並列運転される他のインバータ装置の点
消弧信号を、Ｐ側直流母線に接続されるスイッチ素子の
ターンオン時には進相とし、該スイッチ素子のターンオ
フ時には遅相とし、またＮ側直流母線に接続されるスイ
ッチ素子のターンオン時には遅相とし、該スイッチ素子
の単オフ時には進相とする一方、 前記偏差電流が負のときは、基準インバータ装置の点，
消弧信号に対し、並列運転される他のインバータ装置の
点，消弧信号の関係を前記とは逆の位相関係になるよう
にすることを特徴とするインバータ装置の並列運転回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62265392A JPH088774B2 (ja) | 1987-10-22 | 1987-10-22 | インバータ装置の並列運転回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62265392A JPH088774B2 (ja) | 1987-10-22 | 1987-10-22 | インバータ装置の並列運転回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01110062A JPH01110062A (ja) | 1989-04-26 |
| JPH088774B2 true JPH088774B2 (ja) | 1996-01-29 |
Family
ID=17416537
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62265392A Expired - Lifetime JPH088774B2 (ja) | 1987-10-22 | 1987-10-22 | インバータ装置の並列運転回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH088774B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5191518A (en) * | 1991-08-15 | 1993-03-02 | Recker Bradley J | Plural inverter control arrangement |
| JP2846203B2 (ja) * | 1992-12-09 | 1999-01-13 | 三菱電機株式会社 | 並列多重インバータ装置 |
| JP5370848B2 (ja) * | 2009-11-30 | 2013-12-18 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 自励式無効電力補償装置 |
| JP6049593B2 (ja) * | 2013-11-26 | 2016-12-21 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| WO2016035217A1 (ja) | 2014-09-05 | 2016-03-10 | 三菱電機株式会社 | 電力変換システム |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5914367A (ja) * | 1982-07-15 | 1984-01-25 | Hitachi Ltd | インバ−タの並列装置 |
| JPH0628518B2 (ja) * | 1982-10-18 | 1994-04-13 | 株式会社日立製作所 | インバ−タの並列装置 |
| JPS6115532A (ja) * | 1984-06-29 | 1986-01-23 | 富士電機株式会社 | 電圧形インバ−タの並列運転制御方式 |
-
1987
- 1987-10-22 JP JP62265392A patent/JPH088774B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01110062A (ja) | 1989-04-26 |
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