JPH06292361A - 共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 ２つのスイッチング素子の直列接続体２組
（２０ａ，２０ｂ；２０ｃ，２０ｄ）とこれら各素子に
逆並列接続されたダイオード３ａ〜３ｄとでなるインバ
ータ４に、直流電源１を与えて得られた交流を変圧器７
に送り、その出力を整流して負荷１７に与える位相差制
御方式の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、ノイズ
発生の低減化と高効率化とスイッチング素子の破壊防止
を図る。 【構成】 上記スイッチング素子に並列接続されたキャ
パシタンス２２ａ〜２２ｄと、上記直列接続体のスイッ
チング素子接続点及び上記直流電源の中性点間に接続さ
れたインダクタンス２３ａ，２３ｂと、インバータ動作
開始時において上記キャパシタンスに無用な充電をさせ
ることなくスイッチング素子を制御する制御手段７１と
を設ける。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、直流電源からインバー
タを介して交流電圧を変圧器に送り、その出力を整流し
て直流電圧を負荷に供給する位相差制御方式の共振型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータに係り、特に、上記スイッチング素
子での損失を低減して高効率化を図ると共に、上記イン
バータの各スイッチング素子にかかる電圧の変化率を小
さくして低ノイズ化を図り、またインバータ動作開始時
のロスレススナバ回路の短絡などに起因するスイッチン
グ素子の破壊防止を図った共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ
に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】Ｘ線装置などに使用される直流電源装置
の一つとして、小型軽量化及び高効率化のためにＤＣ−
ＤＣコンバータと呼ばれるスイッチング方式の電源装置
が広く用いられている。しかし、現在、広く用いられて
いるスイッチング方式の電源装置は、基本的にＰＷＭ制
御しているものであるため、取り扱う電圧及び電流波形
が方形波となり、次のような問題点がある。

【０００３】（１）スイッチングノイズが発生しやす
い。

【０００４】（２）スイッチング時におけるスイッチン
グ素子での損失が大きい。

【０００５】（３）変換器の動作周波数の上限がスイッ
チング素子のスイッチング時間に大きく依存する。

【０００６】これらの問題点の解決策として、近年、コ
ンバータの一部に共振素子を挿入して電圧波形あるいは
電流波形を正弦波状にし、スイッチング時のスイッチン
グ素子の負担を軽減するＤＣ−ＤＣコンバータの開発が
進んでいる。このような共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの
出力電圧を制御する方法に位相差制御方式があるが、従
来のこの種の制御方式を用いた共振型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータとして、特開昭６３−１９０５５６号公報に記載さ
れたものがある。

【０００７】この共振型ＤＣ−ＤＣコンバータは、図６
に示すように、直流電源１と、この直流電源１の正極＋
に接続された第１のスイッチング素子２ａ及び負極−に
接続された第２のスイッチング素子２ｂからなる第１の
直列接続体を有すると共に上記正極＋に接続された第３
のスイッチング素子２ｃ及び負極−に接続された第４の
スイッチング素子２ｄからなり上記第１の直列接続体に
並列接続された第２の直列接続体を有しかつ上記第１〜
第４のスイッチング素子２ａ〜２ｄにそれぞれ逆並列接
続された第１〜第４のダイオード３ａ〜３ｄを有し上記
直流電源１からの直流を交流に変換するインバータ４
と、このインバータ４の出力側にて直列接続されたイン
ダクタンス５及びキャパシタンス６と、このインダクタ
ンス５及びキャパシタンス６に直列接続され出力と絶縁
する変圧器７と、この変圧器７の出力を直流に変換し負
荷に直流出力を供給する整流器８と、この整流器８の出
力側に接続された負荷９に印加する電圧及び負荷９に流
す電流の設定信号に応じて上記第１〜第４のスイッチン
グ素子２ａ〜２ｄのオン，オフのタイミングを制御する
手段（図示省略）とを有してなり、上記負荷に所望の電
圧，電流にて直流出力を供給するものである。

【０００８】なお、図６において、上記第１〜第４のス
イッチング素子２ａ〜２ｄとダイオード３ａ〜３ｄと
で、それぞれ第１のアーム１０ａと、第２のアーム１０
ｂと、第３のアーム１０ｃと、第４のアーム１０ｄとが
構成されている。また、上記整流器８は、４つのダイオ
ード１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄで入力電圧を全波
整流するようになっている。更に、１２は、上記整流器
８の出力電圧を負荷９に印加するための高電圧ケーブル
の静電容量を示しており、整流器８からの出力電圧を平
滑化するキャパシタンスとして機能する。

【０００９】次に、上記のように構成された従来の共振
型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作について、図７を参照し
て簡単に説明する。図７において、（ａ），（ｂ），
（ｃ），（ｄ）は、それぞれ図６に示すインバータ４の
第１のスイッチング素子２ａ，第４のスイッチング素子
２ｄ，第２のスイッチング素子２ｂ，第３のスイッチン
グ素子２ｃのオン，オフの期間を示している。そして、
この図７から明らかなように、第１のスイッチング素子
２ａと第４のスイッチング素子２ｄとは位相差αだけず
れてオンし、また、第２のスイッチング素子２ｂと第３
のスイッチング素子２ｃも位相差αだけずれてオンする
ようになっている。更に、第１のスイッチング素子２ａ
と第２のスイッチング素子２ｂ、及び第３のスイッチン
グ素子２ｃと第４のスイッチング素子２ｄは、それぞれ
１８０゜の位相差で交互にオンする。

【００１０】以上の動作では、（ａ）及び（ｂ）に示す
第１のスイッチング素子２ａ及び第４のスイッチング素
子２ｄが同時にオンしている期間（Ｔb3〜Ｔb4）、並び
に（ｃ）及び（ｄ）に示す第２のスイッチング素子２ｂ
及び第３のスイッチング素子２ｃが同時にオンしている
期間（Ｔb6〜Ｔb7）だけ図６に示す直流電源１から電力
が供給されるので、インバータ４の出力電力波形Ｖt は
図７（ｊ）に示すように、上記の期間だけ電圧を正負の
波高値とする方形波となる。

【００１１】したがって、第１のスイッチング素子２ａ
と第４のスイッチング素子２ｄとの位相差αあるいは第
２のスイッチング素子２ｂと第３のスイッチング素子２
ｃとの位相差αを変化させると、それぞれのスイッチン
グ素子２ａ〜２ｄが同時にオンする期間を変化させるこ
とができ、図６に示す負荷９に供給する電力を制御する
ことができる。

【００１２】この場合の該当するスイッチング素子間の
位相差αと、出力電圧Ｖt との関係を示すと図８のよう
になる。この図８は、横軸を位相差αとし、縦軸を負荷
９への出力電圧Ｖt として、この位相差αと出力電圧Ｖ
t との関係を上記負荷９の抵抗値Ｒ1,Ｒ2,Ｒ3（Ｒ1 ＞
Ｒ2 ＞Ｒ3）をパラメータとして所定のカーブで表わし
たグラフである。

【００１３】なお、Ｘ線管を負荷９とするＸ線高電圧装
置では、Ｘ線管に印加する電圧（管電圧）の立上がりは
高速性を要求される。このため、図３の直流電源１（通
常は商用電源を整流して得られる）の電圧をある一定の
値に設定した状態でＸ線曝射を開始する方法をとってい
る。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】上記のように構成され
た従来の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおける課題を以
下に説明する。まず、ターンオンが遅れない第１のスイ
ッチング素子２ａとこれに逆並列接続された第１のダイ
オード３ａとからなる第１のアーム１０ａ、及び第２の
スイッチング素子２ｂとこれに逆並列接続された第２の
ダイオード３ｂとからなる第２のアーム１０ｂの動作を
検討する。

【００１５】図７（ｅ）に示すように、第１のアーム１
０ａに流れる電流Ｉ1 は、第１のスイッチング素子２ａ
へのオン信号が入力される時点Ｔb1では負である。した
がって、この時には、上記第１のスイッチング素子２ａ
に印加する電圧は、第１のダイオード３ａのオン電圧だ
けであり、ほぼゼロである。そして、電流が負から正に
変化して第１のスイッチング素子２ａに電流が流れ始め
る時のそのスイッチング素子２ａの損失は、その時の電
圧と電流の積となるのでゼロである。しかし、上記第１
のスイッチング素子２ａがターンオフする時点Ｔb4で
は、上記第１のアーム１０ａに流れる電流Ｉ1 は、図７
（ｅ）に示すように正である。

【００１６】上記第１のスイッチング素子２ａがターン
オフを開始して電流がゼロになるまでの動作を図９に示
すが、この図に示すように電流がゼロになる前にそのス
イッチング素子２ａの電圧が増加し始めるので、この電
流と電圧とによって第１のスイッチング素子２ａは、斜
線を付して示す領域分の損失を生じることとなる。この
ような動作は、第２のアーム１０ｂについても同様であ
る。

【００１７】上記のような損失を低減するためには、例
えば図１０（ａ）に示すようにキャパシタンス１４と抵
抗１５を直列接続した構成や、同図（ｂ）に示すように
キャパシタンス１４、抵抗１５及びダイオード１６を組
み合わせた構成の、ロスレススナバ回路と呼ばれる回路
を、トランジスタなどのスイッチング素子１３に対して
並列接続して用いていた。

【００１８】このようなロスレススナバ回路を、上記第
１及び第２のスイッチング素子２ａ，２ｂに並列に設け
ると、各スイッチング素子２ａ，２ｂがターンオフする
ときの電圧の立ち上がりが抑制されて、ターンオフ時の
スイッチング損失が低減できるものであった。

【００１９】しかし、上記のようなロスレススナバ回路
では、図１０に示すスイッチング素子１３がオフしてい
るときに、キャパシタンス１４に蓄積された電荷は、上
記スイッチング素子１３がターンオンすると、そのスイ
ッチング素子１３と抵抗１５を介して放電されるので、
抵抗１５によって損失が生じる。そして、この抵抗１５
はこの時の電流の最大値を制御するものなので、上記抵
抗１５がないと過大な電流が流れ、スイッチング素子１
３を破壊することとなる。

【００２０】上記抵抗１５による損失は、スイッチング
素子１３がターンオンとターンオフとを繰り返す毎に生
じるので、図６に示すインバータ４においては、各スイ
ッチング素子２ａ，２ｂの損失がそのインバータ４の動
作周波数に比例して増加する。特に、このような共振型
ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、装置の小型軽量化の
ために動作周波数を高くすることが一般的であり、スイ
ッチング損失が非常に大きくなるものであった。

【００２１】次に、図６及び図７に示す構成及び動作に
おいて、ターンオンが遅れる第３のスイッチング素子２
ｃとこれに逆並列接続された第３のダイオード３ｃとか
らなる第３のアーム１０ｃ、及び第４のスイッチング素
子２ｄとこれに逆並列接続された第４のダイオード３ｄ
とからなる第４のアーム１０ｄの動作を検討する。図７
に示す例では、同図（ｂ）に示す第４のスイッチング素
子２ｄのオン信号が出力されている期間Ｔb3〜Ｔb6内の
時点Ｔb5に第４のアーム１０ｄの電流Ｉ4はゼロとなり
（図７（ｆ）参照）、その時点Ｔb5以後は負の電流が流
れる。すなわち、第４のアーム１０ｄにおいて逆並列接
続された第４のダイオード３ｄに電流が流れる。その
後、時点Ｔb6において、図７（ｂ）に示すように第４の
スイッチング素子２ｄへのオン信号がなくなり、同図
（ｄ）に示すように第３のスイッチング素子２ｃがター
ンオンを開始する。これにより、それまで上記第４のダ
イオード３ｄを流れていた電流は、第３のスイッチング
素子２ｃに転流し、第４のダイオード３ｄは逆バイアス
されてターンオフする。

【００２２】しかし、このとき上記第４のダイオード３
ｄは瞬時にはターンオフすることができず、そのＰＮ接
合の接合容量を充電するまでダイオード３ｄにリカバリ
電流と呼ばれる電流が流れる。したがって、このリカバ
リ電流が流れている間は、図６に示す第３のアーム１０
ｃと第４のアーム１０ｄとは短絡されている状態と等し
く、過大な電流が流れてスイッチング損失が増大するば
かりでなく、第３及び第４のスイッチング素子２ｃ，２
ｄを破壊することもあった。このような動作は、第３の
スイッチング素子２ｃがターンオフするときにも同様と
なる。

【００２３】以上のように、従来の共振型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータにおける位相差制御においては、図６に示すイ
ンバータ４の第１及び第２のアーム１０ａ，１０ｂの動
作と、第３及び第４のアーム１０ｃ，１０ｄの動作とは
異なっており、第１及び第２のアーム１０ａ，１０ｂで
はロスレススナバ回路（図１０参照）によるスイッチン
グ損失が増大したり、第３及び第４のアーム１０ｃ，１
０ｄでは各スイッチング素子２ｃ，２ｄに逆並列接続さ
れたダイオード３ｃ，３ｄのリカバリ電流によるアーム
短絡によって上記各スイッチング素子２ｃ，２ｄが破壊
されるという問題があった。

【００２４】その他にも、各スイッチング素子２ａ〜２
ｄにかかる電圧が大きく、各スイッチング素子２ａ〜２
ｄに流れる電流の時間変化率が大きいことから、発生す
る電磁波障害ノイズが大きくなり、制御系に悪影響を及
ぼすことがあった。特に、このような共振型ＤＣ−ＤＣ
コンバータをＸ線装置としてのＸ線ＣＴ装置（Ｘ線コン
ピュータ断層装置）などの電源装置に用いた場合、数百
ボルト、数百アンペアをスイッチングするようなインバ
ータ４のすぐ近くで診断画像を構成するための微小信号
（数マイクロボルト）を検出しなければならないことに
なり、その電磁波障害ノイズの影響は非常に大きくな
り、強く改善が求められていた。

【００２５】本発明は、このような問題点に対処し、イ
ンバータの各スイッチング素子にかかる電圧の変化率が
小さく電磁波障害ノイズを低減できると共に、スイッチ
ング素子での損失を低減して高効率化を図ることがで
き、更に、ダイオードのリカバリ電流やインバータ動作
開始時のロスレススナバ回路の短絡に起因するスイッチ
ング素子の破壊を防止することのできる共振型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータを提供することを目的とする。

【００２６】

【課題を解決するための手段】上記課題は、（１）イン
バータの各スイッチング素子に流れる電流が、ターンオ
ン時に負（スイッチング素子に逆並列接続されたダイオ
ードに電流が流れている状態）となり、また、ターンオ
ン時に正の方向に流れるような位相差と周波数の動作モ
ードを維持すること、（２）スイッチング素子のオフ時
にスイッチング素子にかかる電圧の急激な上昇を抑える
ために、各スイッチング素子と並列にキャパシタンスの
みによるロスレス（無損失）スナバ回路を接続するこ
と、（３）インバータ入力電圧がゼロの時点から位相差
を１８０゜にして、インバータ周期の前半の半周期間は
第１のスイッチング素子と第３のスイッチング素子を同
時に、後半の半周期間は第２のスイッチング素子と第４
のスイッチング素子を同時にオンさせ、この動作を負荷
への直流出力供給が開始されるまで繰り返すことなどに
よってインバータ動作開始時のロスレススナバキャパシ
タンスに充電される電圧をほぼゼロにしてスイッチング
素子に流れる過電流を抑制すること、によって、解決さ
れる。

【００２７】本発明の目的は、上記（１）、（２）、
（３）の条件を満足するスイッチング（ソフトスイッチ
ングという）制御を行うことで達成される。すなわち、
中性点を有する直流電源と、この直流電源の正極に接続
された第１のスイッチング素子及び負極に接続された第
２のスイッチング素子からなる第１の直列接続体を有す
ると共に上記正極に接続された第３のスイッチング素子
及び負極に接続された第４のスイッチング素子からなり
上記第１の直列接続体に並列接続された第２の直列接続
体を有しかつ上記第１〜第４のスイッチング素子にそれ
ぞれ逆並列接続された第１〜第４のダイオードを有し上
記直流電源からの直流を交流に変換するインバータと、
このインバータの出力側に接続された少なくとも変圧器
を含んだインバータ出力回路と、上記変圧器に接続され
その出力を直流に変換する整流器とを有してなり、上記
整流器の出力側に接続される負荷に所望の電圧，電流に
て直流出力を供給する共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにお
いて、上記第１〜第４のスイッチング素子にそれぞれ並
列接続された第１〜第４のロスレススナバキャパシタン
スと、上記第１及び第２のスイッチング素子の接続点と
上記直流電源の中性点との間、並びに上記第３及び第４
のスイッチング素子の接続点と上記直流電源の中性点と
の間のいずれか一方又は両方に接続されたインダクタン
スを備えてなる補助回路と、上記第１及び第２のスイッ
チング素子は１８０゜の位相差で交互にオンさせ、上記
第３及び第４のスイッチング素子も同様に１８０゜の位
相差でオンさせると共に、上記スイッチング素子のオン
時間は、上記インバータの動作周期の１／２よりも僅か
に小さく設定して上記第１及び第２のスイッチング素子
のオン時点相互間と上記第３及び第４のスイッチング素
子のオン時点相互間の各々にデッドタイムを設け、かつ
第１のスイッチング素子がターンオンしてから第４のス
イッチング素子がターンオンする位相差及び第２のスイ
ッチング素子がターンオンしてから第３のスイッチング
素子がターンオンする位相差を各々変化させることによ
って上記負荷に供給する電力を制御すると共に、上記第
１〜第４のスイッチング素子へオン信号が入力される時
点では、上記第１〜第４のダイオードが通電中となる周
波数及び位相差で上記第１〜第４のスイッチング素子を
駆動させ、上記直流電源の電圧の立ち上げ時から上記整
流器の出力直流電圧が所定の電圧に達するまでの動作開
始期間において上記位相差を最大の状態で上記各スイッ
チング素子を駆動させる制御手段とを設けることで達成
される。

【００２８】また、上記動作開始期間中、上記変圧器一
次側又は上記インバータ出力端相互間を短絡させる制御
手段とを設けることで達成される。

【００２９】なお、ロスレススナバに用いるキャパシタ
ンスの値は、デッドタイム中に充放電が完了可能な範囲
内で、設定しなければならない。

【００３０】

【作用】上述構成によれば、インバータの第１及び第２
のスイッチング素子の接続点と直流電源の中性点との
間、並びに第３及び第４のスイッチング素子の接続点と
直流電源の中性点との間のいずれか一方又は両方にイン
ダクタンスを補助回路として接続したことにより、上記
インバータの各アームに流れる電流がターンオン時に負
となり、ターンオフ時には正となる位相差の動作モード
を常に維持でき、ダイオードのリカバリ電流に起因する
スイッチング素子の破壊が防止される。

【００３１】また、上記インバータの第１〜第４のスイ
ッチング素子にはキャパシタンスをロスレススナバ回路
としてそれぞれ並列に接続したことにより、デッドタイ
ム期間中の上記ロスレススナバキャパシタンスの充放電
によって各スイッチング素子にかかる電圧の時間変化率
の小さいソフトスイッチング素子が実現できる。したが
って、上記スイッチング素子にかかる電圧の変化率が小
さく、ノイズが低減されると共に、そのスイッチング素
子での損失が低減して高効率化される。

【００３２】更に、直流電源の電圧の立ち上げ時から整
流器の出力直流電圧が所定の電圧に達するまで、及びそ
の後の期間共に、スイッチング素子がターンオンする際
には、常にそれと逆並列接続されたダイオードに電流が
流れ、ロスレススナバキャパシタンスに無用な充電がな
されないので、ロスレススナバキャパシタンスの短絡を
防いでインバータの各スイッチング素子の過電流がなく
なり、それらスイッチング素子の破壊が防止される。

【００３３】

【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例を説明
する。図１は、本発明による共振型ＤＣ−ＤＣコンバー
タの一実施例を示す回路図である。この共振型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータは、直流電源からインバータを介して交流
電圧を変圧器に送り、その出力を整流して直流電圧を負
荷に供給する電力変換器となるもので、図１に示すよう
に、直流電源１と、インバータ４と、インダクタンス５
及びキャパシタンス６と、高電圧変圧器７と、高電圧整
流器８と、負荷としてのＸ線管１７と、インバータ制御
手段である周波数位相制御回路７１と、この周波数位相
制御回路７１に周波数，位相などの設定値を与える周波
数決定回路７６，位相決定回路７０と、周波数位相制御
回路７１からの信号を受けてインバータ４を駆動する駆
動回路７２〜７４とを有してなり、インバータ式Ｘ線高
電圧装置と呼ばれるものである。

【００３４】上記直流電源１は、例えば二次電池などで
あり、図１においては便宜上左右対称に２つずつの電源
Ｅ／２を図示している。インバータ４は、上記直流電源
１から直流を受電して交流に変換するもので、直流電源
１の正極＋に接続された第１のスイッチング素子として
のトランジスタ２０ａ及び直流電源１の負極−に接続さ
れた第２のスイッチング素子としてのトランジスタ２０
ｂからなる第１の直列接続体と、上記正極＋に接続され
た第３のスイッチング素子としてのトランジスタ２０ｃ
及び負極−に接続された第４のスイッチング素子として
のトランジスタ２０ｄからなり上記第１の直列接続体に
並列接続された第２の直列接続体と、上記各トランジス
タ２０ａ〜２０ｄにそれぞれ逆並列接続された第１〜第
４のダイオード３ａ〜３ｄとからなる。

【００３５】なお、上記各トランジスタ２０ａ〜２０ｄ
は、それぞれベース電流を流すことによってターンオン
するようになっている。そして、第１のトランジスタ２
０ａと第１のダイオード３ａとで第１のアーム１０ａ
を、第２のトランジスタ２０ｂと第２のダイオード３ｂ
とで第２のアーム１０ｂを、第３のトランジスタ２０ｃ
と第３のダイオード３ｃとで第３のアーム１０ｃを、第
４のトランジスタ２０ｄと第４のダイオード３ｄとで第
４のアーム１０ｄを、それぞれ構成している。

【００３６】上記インバータ４の出力側には、インダク
タンス５が接続されると共に、このインダクタンス５に
はキャパシタンス６が直列接続されている。そして、こ
のインダクタンス５とキャパシタンス６とで共振回路を
構成している。上記インダクタンス５及びキャパシタン
ス６には高電圧変圧器７の一次巻線が直列接続されてお
り、この高電圧変圧器７で前記インバータ４からの出力
電圧を昇圧すると共に、出力と絶縁している。

【００３７】高電圧整流器８は、上記高電圧変圧器７か
らの出力電圧を全波整流して直流に変換するもので、図
６に示すと同様に４つのダイオード１１ａ〜１１ｄから
なる。更に、上記高電圧整流器８の出力側には、Ｘ線管
１７が負荷として接続されている。なお、１２は、上記
高電圧整流器８の出力電圧を平滑化するキャパシタンス
である。

【００３８】ここで、本発明においては、上記インバー
タ４の第１〜第４のトランジスタ２０ａ〜２０ｄには、
ロスレス（無損失）スナバ回路として用いる第１〜第４
のロスレススナバキャパシタンス２２ａ〜２２ｄがそれ
ぞれ並列に接続されると共に、第１及び第２のトランジ
スタ２０ａ，２０ｂの接続点と直流電源１の中性点（電
位Ｅ／２）との間、並びに第３及び第４のトランジスタ
２０ｃ，２０ｄの接続点と上記直流電源１の中性点との
間には、補助回路としてそれぞれインダクタンス２３
ａ，２３ｂが接続されている。

【００３９】位相決定回路７０はＸ線管１７に印加する
電圧（以下、管電圧という）及びＸ線管１７に流す電流
（以下、管電流という）に対応した信号によって第１〜
第４のトランジスタ２０ａ〜２０ｄの動作位相を決める
ものである。周波数決定回路７６は管電圧に対応した信
号によって第１〜第４のトランジスタ２０ａ〜２０ｄの
動作周波数を決めるものである。周波数位相制御回路７
１は位相決定回路７０及び周波数決定回路７６の信号に
応じて第１〜第４のトランジスタ２０ａ〜２０ｄの動作
する位相及び周波数に対する信号をＸ線曝射信号によっ
て出力するものである。駆動回路７２〜７５はそれぞれ
周波数位相制御回路７１からの信号に従って第１〜第４
のトランジスタ２０ａ〜２０ｄを駆動するものである。

【００４０】次に、このように構成された共振型ＤＣ−
ＤＣコンバータの動作について説明する。まず、図１に
示す共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおける主回路構成部
（直流電源１，インバータ４，インダクタンス５，キャ
パシタンス６，高電圧変圧器７，高電圧整流器８，Ｘ線
管１７）は、図２に示すような等価回路となる。すなわ
ち、インバータ４の各トランジスタ２０ａ〜２０ｄは、
図６に示すと同様にそれぞれ第１のスイッチング素子２
ａ，第２のスイッチング素子２ｂ，第３のスイッチング
素子２ｃ，第４のスイッチング素子２ｄと表され、Ｘ線
管１７は負荷９と表される。そこで、この図２に示す等
価回路を用いて、上記の主回路構成部の動作原理を図３
及び図４を参照して説明する。

【００４１】図２の等価回路において、インバータ４の
第１のアーム１０ａ及び第２のアーム１０ｂ側に着目す
る。そして、インダクタンス２３ａを、直流電源１側へ
流れる電流をＩａとし、上記第１及び第２のアーム１０
ａ，１０ｂから高電圧変圧器７側へ出力される電流をＩ
ｒとする。この状態で、第１のスイッチング素子２ａが
オンのときにその第１のスイッチング素子２ａを流れる
電流Ｉ1 は、 Ｉ1 ＝Ｉａ＋Ｉｒ …（１） で表される。

【００４２】ここで、第１のスイッチング素子２ａ及び
第２のスイッチング素子２ｂは約５０％のデューティサ
イクルでオン，オフするので、定常状態における電流Ｉ
ａの波形は図３（ｅ）に示すような三角波となり、第１
のスイッチング素子２ａをオフしたときに（図３（ａ）
参照）電流Ｉａは最大値Ｉａ(max)となる。すなわち、
ターンオフ時の電流Ｉ1 (0) は上記の式（１）から、 Ｉ1 (0) ＝Ｉａ(max) ＋Ｉｒ(0) …（２） となる。ただし、Ｉｒ(0) はターンオフ時の電流Ｉｒを
意味する。

【００４３】このとき、電流Ｉａの傾きはインダクタン
ス２３ａの値Ｌａ及び直流電源１の中性点の電位Ｅ／２
によって決まるので、上記の最大値Ｉａ(max) も上記Ｌ
ａ及びＥ／２によって決まる。したがって、ターンオフ
時の電流Ｉ1 (0) の大きさを常に一定値以上に設定する
ことが可能となる。すなわち、 Ｉ1 (0) ＝Ｉａ(max) ＋Ｉｒ(0) ＞（一定値） …（３） となるようにＩａ(max) を設定することができる。

【００４４】そして、このように設定すれば、各スイッ
チング素子２ａ，２ｂにおいてターンオン時にそれぞれ
のアーム１０ａ，１０ｂに流れる電流は、以下に述べる
ように負（各スイッチング素子２ａ，２ｂに逆並列接続
されたそれぞれのダイオード３ａ，３ｂに電流が流れて
いる状態）となる。このとき、図３（ａ），（ｂ）に示
すように、第１のスイッチング素子２ａがオフしてから
第２のスイッチング素子２ｂがオンするまでの間には、
いずれのスイッチング素子２ａ，２ｂもオフした状態で
あるデッドタイム期間Ｔd が設定されている。

【００４５】以上のことから、上記デッドタイム期間Ｔ
d 中に図２に示すロスレススナバ回路としてのキャパシ
タンス２２ａ，２２ｂを効果的に利用したソフトスイッ
チングが実現可能となる。これについて、図４（ａ）〜
（ｄ）は、第１のスイッチング素子２ａがオンの状態
（ａ）からそのスイッチング素子２ａをオフし（ｂ）、
所定のデッドタイム（ｂ）〜（ｃ）の後に、第２のスイ
ッチング素子２ｂをオンする（ｄ）までのモードを示し
ている。

【００４６】まず、図４（ａ）では、第１のスイッチン
グ素子２ａのみがオンしており、図３（ｅ）に示すよう
に、電流Ｉａは電流Ｉｒの極性に拘わらずほぼ直線的に
増加する。また、その傾きはインダクタンス２３ａの値
Ｌａ及び電源電位Ｅ／２に依存している。このとき、第
１のキャパシタンス２２ａの電圧Ｖc1＝０ボルト、第２
のキャパシタンス２２ｂの電圧Ｖc2＝Ｅボルトである。

【００４７】次に、図４（ｂ）では、各スイッチング素
子２ａ，２ｂが共にオフとなる。このときは、図３
（ｅ）に示すように電流Ｉａ＝Ｉａ(max) であり、この
最大値Ｉａ(max) の設定及び上掲（３）式により、ター
ンオフ時のスイッチング素子２ａの電流Ｉ1 (0) は十分
大きな正の電流とすることができる。このため、図２に
示す補助回路としてのインダクタンス２３ａ及び他のイ
ンダクタンス５並びにロスレススナバ回路としてのキャ
パシタンス２２ａ，２２ｂの共振現象により、上記キャ
パシタンス２２ａは充電を行い、同２２ｂは放電を行
う。

【００４８】次に、図４（ｃ）では、上記キャパシタン
ス２２ａ，２２ｂの充放電が完了し、第１のキャパシタ
ンス２２ａの電圧Ｖc1は０→Ｅボルトへ、第１のキャパ
シタンス２２ｂの電圧Ｖc2はＥ→０ボルトへと変化し、
第２のダイオード３ｂが導通する。このとき、インダク
タンス２３ａを流れる電流Ｉａは、−Ｅ／２の電圧によ
り減少し始める。

【００４９】その後、図４（ｄ）では、第２のスイッチ
ング素子２ｂにオン信号が与えられ、電流（Ｉａ＋Ｉ
ｒ）の極性が正から負に反転すると、上記第２のスイッ
チング素子２ｂとを入れ換えた形で図４（ａ）〜（ｄ）
と同様に進む。なお、図４（ａ）〜（ｄ）の動作の間に
おける第１及び第２のキャパシタンス２２ａ，２２ｂの
電圧Ｖc1，Ｖc2の変化を示すと、図４（ｅ）のグラフの
ようになる。上述動作は、図２に示すインバータ４の第
３のアーム１０ｃ及び第４のアーム１０ｄ側についても
同様である。

【００５０】以上のことから、ターンオフ時の電流Ｉ1
(0) が第１及び第２のキャパシタンス２２ａ，２２ｂの
充放電に必要な値以上となるように補助回路としてのイ
ンダクタンス２３ａの値Ｌａを定め、図４（ｅ）に示す
デッドタイム中に充放電が完了するようなキャパシタン
ス２２ａ，２２ｂの値を適宜選定することによって図２
に示す全てのスイッチング素子２ａ〜２ｄに対しロスレ
ススナバ回路としてのキャパシタンス２２ａ〜２２ｄを
効果的に利用したソフトスイッチングが実現可能とな
る。

【００５１】ここで、Ｘ線高電圧装置では、管電圧の立
上がりの高速性が要求されるので、通常、整流回路（図
示せず。直流電源１に相当する。）の出力電圧、すなわ
ちインバータ４の入力電圧をある一定の値に設定した状
態でインバータ４のスイッチング素子２ａ〜２ｄを動作
させて曝射を開始する。しかし、このような動作方法で
は、ロスレススナバ回路を用いた場合、起動時（インバ
ータ４の動作開始時）において、そのキャパシタンス２
２ａ〜２２ｄを必ず短絡し、スイッチング素子２ａ〜２
ｄの破壊が起こる可能性がある。

【００５２】このため本発明においては、上記整流回路
（直流電源１）の出力電圧がゼロから位相差最大の状態
でインバータ４の動作を開始し、その後の上記整流回路
の出力電圧が設定電圧に達するまでその動作を続ける。
その後、曝射開始信号と同期してインバータ４の位相差
を小さくして負荷９に電力を供給し、Ｘ線を出力させ
る。

【００５３】先述したような動作原理により、各スイッ
チング素子２ａ〜２ｄには、補助回路であるインダクタ
ンス２３ａ，２３ｂを通じてそのスイッチング素子２ａ
〜２ｄに逆並列接続されたダイオード３ａ〜３ｄに電流
が流れ、各スイッチング素子２ａ〜２ｄにはゼロボルト
ターンオンを実現し、ロスレススナバキャパシタンス２
２ａ〜２２ｄの短絡を防止することができる。

【００５４】この方法によれば、曝射開始以前において
は位相差が最大であるため、負荷９には電流が流れず
（電力が供給されず）、補助回路であるインダクタンス
２３ａ，２３ｂだけに電流が流れ、スイッチング素子２
ａ〜２ｄを破壊する危険性なく動作させることができ
る。

【００５５】次に、図１に示す実施例に戻り、この実施
例の動作について図５、図８、図１１及び図１２を併用
して説明する。なお、図１１中のスイッチング素子２ａ
〜２ｄは図１中のトランジスタ２０ａ〜２０ｄに対応す
る。

【００５６】まず、図１１のタイムチャートから分かる
ように、Ｘ線曝射準備信号により直流電源の電圧（イン
バータ入力電圧）の立上げと共にインバータ周期の前半
の半周期は第１のトランジスタ２０ａと第３のトランジ
スタ２０ｃを同時にオン、後半の半周期は第２のトラン
ジスタ２０ｂと第４のトランジスタ２０を同時にオンさ
せてインバータ入力電圧が定常に達してもＸ線曝射開始
までは上記動作を繰り返して第１〜第４のロスレススナ
バキャパシタンス２０ａ〜２０ｄに電圧を充電させない
ようにする。

【００５７】負荷としてのＸ線管１７に印加する管電圧
及び管電流が決まると、その管電圧に対応した管電圧設
定信号Ｇ1 、及び管電流に対応した管電流設定信号Ｇ2
を位相決定回路７０及び周波数決定回路７６に入力す
る。

【００５８】位相決定回路７０では、上記管電圧設定信
号Ｇ1 及び管電流設定信号Ｇ2 から負荷抵抗値を求め、
この負荷抵抗値と管電圧とから前述の図８に示すグラフ
の関係を用いて、インバータ４の各トランジスタ２０ａ
〜２０ｄの動作位相差αを決定する。また、周波数決定
回路７６では、上記管電圧設定信号Ｇ1 から図１２に示
すグラフの関係を用いて、インバータ４の動作周波数を
決定する。

【００５９】以上の動作位相差及び動作周波数に応じた
信号が周波数位相制御回路７１に入力され、周波数位相
制御回路７１ではこの信号から各トランジスタ２０ａ〜
２０ｄがターンオン及びターンオフする駆動信号を作成
する。

【００６０】次に、図１において図示しないコントロー
ラからＸ線曝射信号Ｇ3 が上記周波数位相制御回路７１
へ入力されると、インバータ４のトランジスタ２０ａを
ターンオンする信号が駆動回路７２へ出力され、図１１
に示すようにトランジスタ２０ａをオンする。これによ
り、＋側（図中上側）の直流電源１とインダクタンス２
３ａの回路により補助電流が流れる。位相差がαとなる
時間経過後にトランジスタ２０ｄをターンオンする信号
が駆動回路７５へ出力され、図１１に示すようにトラン
ジスタ２０ｄがオンし、−側（図中下側）の直流電源１
とインダクタンス２３ｂの回路により補助電流が流れる
と同時に共振回路には＋側（図中上側）の直流電源１と
−側（図中下側）の直流電源１の和の電圧が印加され、
共振電流が流れ始める。半周期経過し、周波数位相制御
回路７１からトランジスタ２０ａをオフし、トランジス
タ２０ｂをオンする信号が出力されると、駆動回路７２
によりトランジスタ２０ａはオフし、その両端電圧はロ
スレススナバキャパシタンス２２ａにより抑制されて上
昇すると共に、インダクタンス２３ａの電流はトランジ
スタ２０ｂと逆並列に接続されたダイオード３ｂに転流
し、トランジスタ２０ｂの両端電圧はほぼゼロにクラン
プされ、負荷１７に流れている共振電流の反転によりト
ランジスタ２０ｂはゼロ電圧ターンオンとなる。

【００６１】トランジスタ２０ｄが１８０゜オンして、
これをオフする信号が周波数位相制御回路７１から出力
されると、駆動回路７５によりトランジスタ２０ｄはオ
フし、その両端電圧はロスレススナバキャパシタンス２
２ｄにより抑制されて上昇すると共に、インダクタンス
２３ｂの電流はトランジスタ２０ｃと逆並列に接続され
たダイオード３ｃに転流し、トランジスタ２０ｃの両端
電圧はほぼゼロにクランプされ、負荷１７に流れている
共振電流の反転によりトランジスタ２０ｃはゼロ電圧タ
ーンオンとなる。

【００６２】これによって、トランジスタ２０ｃと２０
ｂがオン状態となり、共振回路にはこれまでと逆方向の
電流が流れ、以後は順次、周波数位相制御回路７１から
の信号に従って各トランジスタ２０ａ〜２０ｄを駆動す
る。その結果、図５（ｉ）に示すような共振電流Ｉt が
図１に示す高電圧変圧器７に流れ、Ｘ線管１７には、設
定された管電圧が印加されると共に管電流が流れる。こ
のとき、第１のアーム１０ａ〜第４のアーム１０ｄに流
れる電流Ｉ1 〜Ｉ4 を見ると、図５（ｅ）〜（ｈ）に示
されるように、前述の図３及び図４で説明した動作原理
に従って、それぞれのトランジスタ２０ａ〜２０ｄの全
てにおいてターンオン時には負の値をとり、ターンオフ
時には正の値をとっていることが分かる。また、上記各
トランジスタ２０ａ〜２０ｄにかかる電圧の時間変化率
は図４を用いて説明したように小さくなっていることが
分かる。なお、図５に示したタイムチャートにおいて
は、各トランジスタ２０ａ〜２０ｄ間のデッドタイム
は、便宜上省略してある。

【００６３】上記位相決定回路７０及び周波数決定回路
７６は、図８，図１２に示すような関係をテーブル化し
たメモリ、関数発生器又はオペアンプなどを用いて容易
に構成できるので詳細な説明は省略する。

【００６４】図１３に本発明による共振型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの第２の実施例を示す。この例は、補助回路に
スイッチ（スイッチング素子）を設けたもので、この補
助回路以外は図１と同様であるのでその説明を省略す
る。

【００６５】上述第１の実施例では、インバータ４の動
作中、補助回路に常に交流電流が流れ続ける。補助回路
のインダクタンス２３ａ，２２ｂの値は、位相差や負荷
条件が最悪のケースを想定して設計しなければならない
が、位相差やＸ線管１７（負荷９）の種類によっては、
不必要な電流を流すことになり、トランジスタ２０ａ〜
２０ｄの導通損失やインダクタンス２３ａ，２２ｂの損
失の点で無駄の多い状態が存在する。そこで、第２の実
施例では、補助回路にスイッチング素子１１０〜１１３
を設け、トランジスタ２０ａ〜２０ｄの電流状態に応じ
て、トランジスタ２０ａ〜２０ｄのスイッチング期間に
のみ、ソフトスイッチング実現に必要な分だけ電流を流
す回路構成としている。この構成によって、いかなる位
相差や負荷範囲においても、第１の実施例よりも一層効
率のよい状態での動作が可能となる。なお、この図１３
において、１００〜１０３はダイオードである。

【００６６】この補助回路の効果的な駆動方法は次の通
りである。すなわち、トランジスタ２０ａがターンオフ
する際の電流が、ロスレススナバキャパシタンス２２ａ
の充放電に必要以上な値となるようにすればよいから、
トランジスタ２０ａのターンオフ時にスイッチング素子
１１０を、また同様に、トランジスタ２０ｂをオフする
時点でスイッチング素子１１１を、トランジスタ２０ｃ
をオフする時点でスイッチング素子１１３を、そしてト
ランジスタ２０ｄをオフする時点でスイッチング素子１
１２を、それぞれ導通させればよい。このような方法に
よって、非常に広範囲のＸ線管１７（負荷範囲）をもつ
Ｘ線高電圧装置に対しても、常に効率のよい動作を実現
できる。

【００６７】図１４は本発明による共振型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの第３の実施例を示す回路図で、ここでは図１
と同様の構成にスイッチ２００を付加したものである。
この場合、スイッチ２００は、直流電源１の電圧の立ち
上げ時から上記整流器８の出力直流電圧が所定の電圧に
達するまでの動作開始期間（Ｘ線曝射開始前の、整流器
８の出力直流電圧がゼロボルトから所定の電圧に達する
までの期間）、上記変圧器７の一次側を短絡する（図１
５参照）。

【００６８】これによれば、周波数位相制御回路７１の
動作の正否に拘わらず、上記期間中、ロスレススナバキ
ャパシタンスに無用な充電がされる余地はなく、ロスレ
ススナバキャパシタンス２２ａ〜２２ｄの短絡を防いで
インバータ４の各スイッチング素子２０ａ〜２０ｄの過
電流がなくなり、それらスイッチング素子２０ａ〜２０
ｄの破壊が防止される。

【００６９】図１６は上記スイッチ２００の具体的構成
例を示す回路図である。ここでは、変圧器７の一次側を
短絡する主スイッチとしてサイリスタ２０１，２０４を
逆並列に接続したものを用いたもので、Ｘ線曝射開始以
前はスイッチ２０２，２０５をオンして上記サイリスタ
２０１，２０４のゲートに電流を流し、それらを導通さ
せて高電圧変圧器７の一次側を短絡状態にし、Ｘ線曝射
開始信号Ｇ３で上記スイッチ２０２，２０５をオフして
サイリスタ２０１，２０４を非導通にし、Ｘ線管１７
（負荷）にインバータ出力（整流器８の出力直流電圧）
を与えるものである。なお、図１６において、２０３，
２０６は各々保護抵抗を示す。

【００７０】図１７は本発明による共振型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの第４の実施例を示す回路図で、ここでは上記
スイッチ２００をインバータ４の出力端相互間に接続し
たもので、このような構成でも上述第３の実施例と同様
の効果が得られる。また、上述第３及び第４の実施例に
おいても、図１３に示したような補助回路、すなわちイ
ンダクタンス２３ａ，２３ｂに、ダイオード１００〜１
０３及びスイッチング素子１１０〜１１３を付加してな
る補助回路を適用することができる。

【００７１】なお上述各実施例では、インバータ４や補
助回路に用いたスイッチング素子としてトランジスタを
使用したが、これのみに限らず、ＧＴＯを使用してもよ
く、更に高周波化するにはＭＯＳ ＦＥＴ，ＩＧＢＴ，
ＳＩトランジスタ，ＳＩサイリスタなどのスイッチング
素子を用いてもよい。また、インバータ４の直流電源１
は、バッテリでもよく、商用電源を整流したものでもよ
い。更に、負荷はＸ線管１７に限られず、他の一般的な
負荷でもよい。また、補助回路は負荷範囲や制御する位
相差の範囲が狭い場合などには、いずれか一方、例えば
インダクタンス２３ａ側だけに設けるようにしてもよ
い。更に、周波数位相制御回路７１は、通常の比例−積
分制御が一般的であるが、一度ディジタル値に変換して
ソフトウェアによる制御を適用することも可能である。

【００７２】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、イ
ンバータの第１及び第２のスイッチング素子の接続点と
直流電源の中性点との間、並びに第３及び第４のスイッ
チング素子の接続点と直流電源の中性点との間のいずれ
か一方又は両方にインダクタンスを補助回路として接続
したことにより、上記インバータの各アームに流れる電
流がターンオン時に負となり、ターンオフ時には正とな
る位相差の動作モードを常に維持でき、ダイオードのリ
カバリ電流に起因するスイッチング素子の破壊を防止す
ることができるという効果がある。

【００７３】また、上記インバータの第１〜第４のスイ
ッチング素子にはキャパシタンスをロスレススナバ回路
としてそれぞれ並列に接続したことにより、デッドタイ
ム期間中の上記ロスレススナバキャパシタンスの充放電
によって各スイッチング素子にかかる電圧の時間変化率
の小さいソフトスイッチング素子が実現できる。したが
って、上記スイッチング素子にかかる電圧の変化率が小
さく、ノイズを低減することができると共に、そのスイ
ッチング素子での損失を低減して高効率化を図ることが
できるという効果がある。

【００７４】更に、インバータ動作開始時においてロス
レススナバキャパシタンスに無用な充電がなされないの
で、ロスレススナバキャパシタンスの短絡を防いでイン
バータの各スイッチング素子の過電流がなくなり、それ
らスイッチング素子の破壊を防止することができるとい
う効果もある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの一
実施例を示す回路図である。

【図２】同上共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおける主回
路構成部の等価回路図である。

【図３】同上主回路構成部の動作原理を説明するための
タイムチャートである。

【図４】同上主回路構成部における第１のスイッチング
素子及び第２のスイッチング素子の動作モードを説明す
るための図である。

【図５】図１に示す回路の動作を説明するためのタイム
チャートである。

【図６】従来の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図で
ある。

【図７】従来の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説
明するためのタイムチャートである。

【図８】従来の位相差制御方式の共振型ＤＣ−ＤＣコン
バータにおける位相差と出力電圧との関係を負荷抵抗を
パラメータとして示したグラフである。

【図９】ロスレススナバ回路を用いないときのターンオ
フ波形を示す図である。

【図１０】従来のロスレススナバ回路の例を示す図であ
る。

【図１１】図１中のＸ線管のＸ線曝射準備からＸ線曝射
を経て定常動作に至るまでのインバータの各スイッチン
グ素子の駆動制御を説明するためのタイムチャートであ
る。

【図１２】インバータ周波数と出力電圧の関係を位相差
αをパラメータとして表わした図である。

【図１３】本発明による共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの
第２の実施例を示す回路図である。

【図１４】本発明による共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの
第３の実施例を示す回路図である。

【図１５】図１４中のＸ線管のＸ線曝射準備からＸ線曝
射を経て定常動作に至るまでの各部の動作を示すタイム
チャートである。

【図１６】図１４中のスイッチの具体例を示す回路図で
ある。

【図１７】本発明による共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの
第４の実施例を示す回路図である。

【符号の説明】

１……直流電源 ３ａ〜３ｄ……第１〜第４のダイオード ４……インバータ ５……インダクタンス ６，１２……キャパシタンス ７……高電圧変圧器 ８……高電圧整流器 １０ａ〜１０ｄ……第１〜第４のアーム １７……Ｘ線管（負荷） ２０ａ〜２０ｄ……第１〜第４のトランジスタ（第１〜
第４のスイッチング素子） ２２ａ〜２２ｄ……ロスレススナバキャパシタンス ２３ａ，２３ｂ……インダクタンス（補助回路） ７０……位相決定回路 ７１……周波数位相制御回路 ７２〜７５……トランジスタの駆動回路 ７６……周波数決定回路 ２００……スイッチ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 畠山 敬信 東京都千代田区内神田一丁目１番14号 株 式会社日立メディコ内

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 中性点を有する直流電源と、 この直流電源の正極に接続された第１のスイッチング素
   子及び負極に接続された第２のスイッチング素子からな
   る第１の直列接続体を有すると共に上記正極に接続され
   た第３のスイッチング素子及び負極に接続された第４の
   スイッチング素子からなり上記第１の直列接続体に並列
   接続された第２の直列接続体を有しかつ上記第１〜第４
   のスイッチング素子にそれぞれ逆並列接続された第１〜
   第４のダイオードを有し上記直流電源からの直流を交流
   に変換するインバータと、 このインバータの出力側に接続された少なくとも変圧器
   を含んだインバータ出力回路と、 上記変圧器に接続されその出力を直流に変換する整流器
   とを有してなり、 上記整流器の出力側に接続される負荷に所望の電圧，電
   流にて直流出力を供給する共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ
   において、 上記第１〜第４のスイッチング素子にそれぞれ並列接続
   された第１〜第４のロスレススナバキャパシタンスと、 上記第１及び第２のスイッチング素子の接続点と上記直
   流電源の中性点との間、並びに上記第３及び第４のスイ
   ッチング素子の接続点と上記直流電源の中性点との間の
   いずれか一方又は両方に接続されたインダクタンスを備
   えてなる補助回路と、 上記第１及び第２のスイッチング素子は１８０゜の位相
   差で交互にオンさせ、上記第３及び第４のスイッチング
   素子も同様に１８０゜の位相差でオンさせると共に、上
   記スイッチング素子のオン時間は、上記インバータの動
   作周期の１／２よりも僅かに小さく設定して上記第１及
   び第２のスイッチング素子のオン時点相互間と上記第３
   及び第４のスイッチング素子のオン時点相互間の各々に
   デッドタイムを設け、かつ第１のスイッチング素子がタ
   ーンオンしてから第４のスイッチング素子がターンオン
   する位相差及び第２のスイッチング素子がターンオンし
   てから第３のスイッチング素子がターンオンする位相差
   を各々変化させることによって上記負荷に供給する電力
   を制御すると共に、上記第１〜第４のスイッチング素子
   へオン信号が入力される時点では、上記第１〜第４のダ
   イオードが通電中となる周波数及び位相差で上記第１〜
   第４のスイッチング素子を駆動させ、上記直流電源の電
   圧の立ち上げ時から上記整流器の出力直流電圧が所定の
   電圧に達するまでの動作開始期間において上記位相差を
   最大の状態で上記各スイッチング素子を駆動させる制御
   手段とを具備することを特徴とする共振型ＤＣ−ＤＣコ
   ンバータ。
2. 【請求項２】 中性点を有する直流電源と、 この直流電源の正極に接続された第１のスイッチング素
   子及び負極に接続された第２のスイッチング素子からな
   る第１の直列接続体を有すると共に上記正極に接続され
   た第３のスイッチング素子及び負極に接続された第４の
   スイッチング素子からなり上記第１の直列接続体に並列
   接続された第２の直列接続体を有しかつ上記第１〜第４
   のスイッチング素子にそれぞれ逆並列接続された第１〜
   第４のダイオードを有し上記直流電源からの直流を交流
   に変換するインバータと、 このインバータの出力側に接続された少なくとも変圧器
   を含んだインバータ出力回路と、 上記変圧器に接続されその出力を直流に変換する整流器
   とを有してなり、 上記整流器の出力側に接続される負荷に所望の電圧，電
   流にて直流出力を供給する共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ
   において、 上記第１〜第４のスイッチング素子にそれぞれ並列接続
   された第１〜第４のロスレススナバキャパシタンスと、 上記第１及び第２のスイッチング素子の接続点と上記直
   流電源の中性点との間、並びに上記第３及び第４のスイ
   ッチング素子の接続点と上記直流電源の中性点との間の
   いずれか一方又は両方に接続されたインダクタンスを備
   えてなる補助回路と、 上記第１及び第２のスイッチング素子は１８０゜の位相
   差で交互にオンさせ、上記第３及び第４のスイッチング
   素子も同様に１８０゜の位相差でオンさせると共に、上
   記スイッチング素子のオン時間は、上記インバータの動
   作周期の１／２よりも僅かに小さく設定して上記第１及
   び第２のスイッチング素子のオン時点相互間と上記第３
   及び第４のスイッチング素子のオン時点相互間の各々に
   デッドタイムを設け、かつ第１のスイッチング素子がタ
   ーンオンしてから第４のスイッチング素子がターンオン
   する位相差及び第２のスイッチング素子がターンオンし
   てから第３のスイッチング素子がターンオンする位相差
   を各々変化させることによって上記負荷に供給する電力
   を制御すると共に、上記第１〜第４のスイッチング素子
   へオン信号が入力される時点では、上記第１〜第４のダ
   イオードが通電中となる周波数及び位相差で上記第１〜
   第４のスイッチング素子を駆動させ、上記直流電源の電
   圧の立ち上げ時から上記整流器の出力直流電圧が所定の
   電圧に達するまでの動作開始期間において上記変圧器一
   次側又は上記インバータ出力端相互間を短絡させつつ上
   記位相差を最大の状態で上記各スイッチング素子を駆動
   させる制御手段とを具備することを特徴とする共振型Ｄ
   Ｃ−ＤＣコンバータ。
3. 【請求項３】 負荷はＸ線管であることを特徴とする請
   求項１又は２に記載の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ。