JPH0685632B2 - Ｄｃ／ｄｃ変換装置 - Google Patents
Ｄｃ／ｄｃ変換装置Info
- Publication number
- JPH0685632B2 JPH0685632B2 JP89288A JP89288A JPH0685632B2 JP H0685632 B2 JPH0685632 B2 JP H0685632B2 JP 89288 A JP89288 A JP 89288A JP 89288 A JP89288 A JP 89288A JP H0685632 B2 JPH0685632 B2 JP H0685632B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- circuit
- converter
- capacitor
- diode
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、高周波スイッチング回路を用いて直流電源か
ら絶縁された直流出力を得るDC/DC変換装置、特に変換
効率の低下を招くことなく小形化を達成することができ
る変換装置に関する。
ら絶縁された直流出力を得るDC/DC変換装置、特に変換
効率の低下を招くことなく小形化を達成することができ
る変換装置に関する。
第３図は従来のDC/DC変換器装置の構成図である。図に
おいて、２は高周波スイッチング回路、３は変圧器、４
は高周波スイッチング回路２と変圧器３とからなるDC/A
C変換部、L1は変圧器３の洩れインダクタンス、５は、
抵抗ＲとコンデンサＣとを直列接続してなるRCスナバ回
路10〜13がそれぞれ並列に接続された整流用ダイオード
６〜９をブリッジ接続して構成した単相ブリッジ整流回
路、14は平滑リアクトル15と平滑コンデンサ16からなる
平滑回路、18は平滑回路14の出力端子17a,17b間に接続
される負荷である。
おいて、２は高周波スイッチング回路、３は変圧器、４
は高周波スイッチング回路２と変圧器３とからなるDC/A
C変換部、L1は変圧器３の洩れインダクタンス、５は、
抵抗ＲとコンデンサＣとを直列接続してなるRCスナバ回
路10〜13がそれぞれ並列に接続された整流用ダイオード
６〜９をブリッジ接続して構成した単相ブリッジ整流回
路、14は平滑リアクトル15と平滑コンデンサ16からなる
平滑回路、18は平滑回路14の出力端子17a,17b間に接続
される負荷である。
高周波スイッチング回路２は、直流電源１の直流電圧を
スイッチングによって、方形状波形を正側，負側とに所
定の休止期間τをおいて交互にかつ周期的に変化する複
極性パルス状の高周波交流電圧2aを変圧器３の１次側に
出力する。また、単相ブリッジ整流回路５は、変圧器３
の２次側に接続されていて変圧器３の出力である高周波
交流電圧E2を全波整流する。さらに、平滑回路14は、単
相ブリッジ整流回路５に接続されていて、単相ブリッジ
整流回路５の出力電圧を平滑化し、平滑化された直流電
圧Ｖを出力端子17a,17bに出力する。
スイッチングによって、方形状波形を正側，負側とに所
定の休止期間τをおいて交互にかつ周期的に変化する複
極性パルス状の高周波交流電圧2aを変圧器３の１次側に
出力する。また、単相ブリッジ整流回路５は、変圧器３
の２次側に接続されていて変圧器３の出力である高周波
交流電圧E2を全波整流する。さらに、平滑回路14は、単
相ブリッジ整流回路５に接続されていて、単相ブリッジ
整流回路５の出力電圧を平滑化し、平滑化された直流電
圧Ｖを出力端子17a,17bに出力する。
ここで、DC/DC変換装置19（以下においては単に変換装
置19と称する）は、DC/AC変換部４、単相ブリッジ整流
回路５、平滑回路14から構成される。
置19と称する）は、DC/AC変換部４、単相ブリッジ整流
回路５、平滑回路14から構成される。
次に、変換装置19の動作を第４図の波形説明図を用いて
説明する。なお、以下の説明においてダイオード６〜９
の各えん層電圧は無視するものとする。
説明する。なお、以下の説明においてダイオード６〜９
の各えん層電圧は無視するものとする。
スイッチング回路２が上述の交流電圧2aを出力すると変
圧器３の２次側出力電圧E2は第４図（イ）に示す波形と
なる。そこで、時刻t1において電圧E2が正になったとす
ると、一点鎖線で示した経路20（ダイオード６→平滑リ
アクトル15→負荷18→ダイオード９）を矢印の方向に電
流I1が流れる。次に、時刻t2において電圧E2が零になる
と、平滑回路14の緩衝作用のために変圧器３の２次巻線
に流れていた電流I1がダイオード６〜９のすべてに転流
するため、ダイオード６〜９には時刻t2の直前に経路20
電流I1の大きさ|I1|の1/2の電流が流れ、以後、時刻t3
までの期間、即ち休止時間τの間、各ダイオードの通伝
電流は時間とともに減少する。
圧器３の２次側出力電圧E2は第４図（イ）に示す波形と
なる。そこで、時刻t1において電圧E2が正になったとす
ると、一点鎖線で示した経路20（ダイオード６→平滑リ
アクトル15→負荷18→ダイオード９）を矢印の方向に電
流I1が流れる。次に、時刻t2において電圧E2が零になる
と、平滑回路14の緩衝作用のために変圧器３の２次巻線
に流れていた電流I1がダイオード６〜９のすべてに転流
するため、ダイオード６〜９には時刻t2の直前に経路20
電流I1の大きさ|I1|の1/2の電流が流れ、以後、時刻t3
までの期間、即ち休止時間τの間、各ダイオードの通伝
電流は時間とともに減少する。
時刻t3において電圧E2が負になると、点線で示した経路
21（ダイオード８→平滑リアクトル15→負荷18→ダイオ
ード７）を矢印の方向に電流I2が流れる。以下におい
て、電流I1は経路20を矢印の方向を正とし、電流I2は経
路21を矢印の方向を正として流れるものとし、特に断ら
ない場合を除き、ダイオード6,9およびダイオード7,8を
流れる電流として単に電流I1,電流I2と称する。
21（ダイオード８→平滑リアクトル15→負荷18→ダイオ
ード７）を矢印の方向に電流I2が流れる。以下におい
て、電流I1は経路20を矢印の方向を正とし、電流I2は経
路21を矢印の方向を正として流れるものとし、特に断ら
ない場合を除き、ダイオード6,9およびダイオード7,8を
流れる電流として単に電流I1,電流I2と称する。
この時、変圧器３の洩れインダクタンスL1の影響を受け
て、電流I1は、E2/L1の掲示的変化率で減少し、同時に
電流I2は同じ変化率で上昇する。電流I1は減少を続けて
やがて零になり、さらに減少を続け（逆方向に増加
し）、時刻t4において、ダイオード6,9の逆回復尖頭値I
rrpに達する。逆回復尖頭値Irrpに達した電流I1は、短
時間のうちに野の電流量を減少させて、時刻t5において
I1＝０となり、ダイオード6,9は逆回復する。
て、電流I1は、E2/L1の掲示的変化率で減少し、同時に
電流I2は同じ変化率で上昇する。電流I1は減少を続けて
やがて零になり、さらに減少を続け（逆方向に増加
し）、時刻t4において、ダイオード6,9の逆回復尖頭値I
rrpに達する。逆回復尖頭値Irrpに達した電流I1は、短
時間のうちに野の電流量を減少させて、時刻t5において
I1＝０となり、ダイオード6,9は逆回復する。
時刻t3以降、電流I1が上述の如く変化するため、この経
時変化を補償すべく電流I2は第４（ロ）の如く変化す
る。以後、時刻t6においてE2が零になるまで電流I1は零
を継続し、電流I2は時刻t1〜t2間の電流I1と同様な変化
をする。
時変化を補償すべく電流I2は第４（ロ）の如く変化す
る。以後、時刻t6においてE2が零になるまで電流I1は零
を継続し、電流I2は時刻t1〜t2間の電流I1と同様な変化
をする。
第４図（ロ）に示す単相ブリッジ整流回路５の出力は、
平滑回路14を介して第４図（ニ）に示す電流となって負
荷18に供給される。
平滑回路14を介して第４図（ニ）に示す電流となって負
荷18に供給される。
次に、第４図（ハ）を参照して端子17a,17bに発生する
直流電圧について説明する。
直流電圧について説明する。
第４図（ハ）は、ダイオード６〜９における各アノード
を基準電位とした電圧Ｅを示したものであり、ダイオー
ド6,9の各々の両端電圧の経時変化を実線23で示し、ダ
イオード7,8の各々の両端電圧の経時変化を一点鎖線24
で示したものである。
を基準電位とした電圧Ｅを示したものであり、ダイオー
ド6,9の各々の両端電圧の経時変化を実線23で示し、ダ
イオード7,8の各々の両端電圧の経時変化を一点鎖線24
で示したものである。
例えば、時刻t4で電流I1の経時的変化率が急激に逆転す
ると電流I1は、平滑リアクトル15,平滑コンデンサ16お
よび負荷18を通る経路へは流れることはできないので、
ダイオード6,9の各々第４図（ハ）22に示すパルス状の
高い電圧（E2＋ΔＥ）が逆方向に印加されてこれらのダ
イオードが破壊される恐れがある。このパルス状電圧22
は、時刻t4の直後に現れるが、ダイオード6,9が逆回復
してI1＝０となるとパルス状電圧22のうちはね上がり電
圧ΔＥが消滅して波形23のＥはE2に等しくなる。
ると電流I1は、平滑リアクトル15,平滑コンデンサ16お
よび負荷18を通る経路へは流れることはできないので、
ダイオード6,9の各々第４図（ハ）22に示すパルス状の
高い電圧（E2＋ΔＥ）が逆方向に印加されてこれらのダ
イオードが破壊される恐れがある。このパルス状電圧22
は、時刻t4の直後に現れるが、ダイオード6,9が逆回復
してI1＝０となるとパルス状電圧22のうちはね上がり電
圧ΔＥが消滅して波形23のＥはE2に等しくなる。
波形24が波形23と同様な形状になることは説明するまで
もなく明らかで、25はパルス状電圧22に対応した波形24
におけるパルス状電圧である。
もなく明らかで、25はパルス状電圧22に対応した波形24
におけるパルス状電圧である。
上述したように、変換装置19の動作によりダイオード６
〜９にはパルス状の電圧が印加され、この電圧がダイオ
ードの許容値を越えるとダイオードは破壊されてしまう
ため、パルス状の電圧を許容値以下に抑制するため抵抗
とコンデンサとの直列回路からなるスナバ回路10〜13
が、ダイオードに並列接続されている。
〜９にはパルス状の電圧が印加され、この電圧がダイオ
ードの許容値を越えるとダイオードは破壊されてしまう
ため、パルス状の電圧を許容値以下に抑制するため抵抗
とコンデンサとの直列回路からなるスナバ回路10〜13
が、ダイオードに並列接続されている。
第３図のスナバ回路10〜13は、上述の目的を達成するた
めに、ダイオード６〜９を流れる逆回復電流によつて洩
れインダクタンLlに生じた電磁エネルギー（1/2）・Ll
・（Irrp）２をコンデンサＣに吸収させて、その結果ダ
イオード６〜９に加えられるはね上がり電圧ΔＥが該電
圧の許容値（ΔＥ）ａ以下になるようにしているので、
この場合Ｃの値は（１）式を満たすように決定されてい
る。
めに、ダイオード６〜９を流れる逆回復電流によつて洩
れインダクタンLlに生じた電磁エネルギー（1/2）・Ll
・（Irrp）２をコンデンサＣに吸収させて、その結果ダ
イオード６〜９に加えられるはね上がり電圧ΔＥが該電
圧の許容値（ΔＥ）ａ以下になるようにしているので、
この場合Ｃの値は（１）式を満たすように決定されてい
る。
（1/2）・Ll・（Irrp）２＝（1/2）・Ｃ・｛（ΔＥ）
ａ｝２×２ ……（１） したがって、変換装置19では第４図に示した周期Ｔごと
にＣ・｛ΔＥ）ａ｝２のエネルギー損失が抵抗Ｒに生じ
ることはやむを得ないが、実際にはスナバ回路10〜13の
各々には前述した電圧｛E2＋（ΔＥ）ａ｝が加えられる
ので、第３図においては、周期Ｔごとに（２）で示する
エネルギー損失Prが抵抗Ｒの各々に生じることになる。
ａ｝２×２ ……（１） したがって、変換装置19では第４図に示した周期Ｔごと
にＣ・｛ΔＥ）ａ｝２のエネルギー損失が抵抗Ｒに生じ
ることはやむを得ないが、実際にはスナバ回路10〜13の
各々には前述した電圧｛E2＋（ΔＥ）ａ｝が加えられる
ので、第３図においては、周期Ｔごとに（２）で示する
エネルギー損失Prが抵抗Ｒの各々に生じることになる。
Pr＝Ｃ・｛E2＋（ΔＥ）ａ｝２ ……（２） そうして、この場合、一般に（ΔＥ）ａ≪E2であるか
ら、第３図のようにDC/DC変換装置を構成すると大きい
電力損失Prが生じることになる。故に、変換装置19では
この電力損失を小さくする必要があるが、そのためには
抵抗Ｒの値を大きくしてコンデンサＣへの充放電電流を
小さくしなければならないので、結局、DC/DC変換装置1
9には、電力変換効率を向上させようとするとスナバ回
路、したがって変換装置が大形になるという問題点があ
ることになる。
ら、第３図のようにDC/DC変換装置を構成すると大きい
電力損失Prが生じることになる。故に、変換装置19では
この電力損失を小さくする必要があるが、そのためには
抵抗Ｒの値を大きくしてコンデンサＣへの充放電電流を
小さくしなければならないので、結局、DC/DC変換装置1
9には、電力変換効率を向上させようとするとスナバ回
路、したがって変換装置が大形になるという問題点があ
ることになる。
本発明の目的は、上述の洩れインダクタンスに生じるエ
ネルギーを上述の抵抗Ｒを介することなくDC/DC変換装
置の負荷に導くようにして、変換効率の低下を招くこと
なく変換装置の小形化を達成することにある。
ネルギーを上述の抵抗Ｒを介することなくDC/DC変換装
置の負荷に導くようにして、変換効率の低下を招くこと
なく変換装置の小形化を達成することにある。
上記問題点を解決するために、本発明によれば、直流電
源の出力電圧を開閉して周期的な複極性のパルス状の交
流電圧を変圧器を用いて前記電源に対して絶縁して出力
するDC/AC変換部と、前記交流電圧を全波整流する単相
ブリッジ整流回路と、前記単相ブリッジ整流回路の出力
電圧を平滑化してこの平滑化された直流電圧を両出力端
子間に出力する平滑回路と、ダイオードと該ダイオード
のカソードに直列接続されたコンデンサとからなり両端
に前記単相ブリッジ整流回路の出力電圧が印加される直
流CDスナバ回路とからなるDC/DC変換装置において、前
記直列CDスナバ回路のダイオードとコンデンサとの接続
転と、直流電圧出力端子との間に接続され、前記交流電
圧に同期して開閉することにより、前記コンデンサの両
端電圧を平滑な直流電圧として前記両出力端子間に印加
する直流チョッパ回路を備えてDC/DC変換装置を構成す
るものとする。
源の出力電圧を開閉して周期的な複極性のパルス状の交
流電圧を変圧器を用いて前記電源に対して絶縁して出力
するDC/AC変換部と、前記交流電圧を全波整流する単相
ブリッジ整流回路と、前記単相ブリッジ整流回路の出力
電圧を平滑化してこの平滑化された直流電圧を両出力端
子間に出力する平滑回路と、ダイオードと該ダイオード
のカソードに直列接続されたコンデンサとからなり両端
に前記単相ブリッジ整流回路の出力電圧が印加される直
流CDスナバ回路とからなるDC/DC変換装置において、前
記直列CDスナバ回路のダイオードとコンデンサとの接続
転と、直流電圧出力端子との間に接続され、前記交流電
圧に同期して開閉することにより、前記コンデンサの両
端電圧を平滑な直流電圧として前記両出力端子間に印加
する直流チョッパ回路を備えてDC/DC変換装置を構成す
るものとする。
上述のように達成すると、変圧器の洩れインダクタンス
のために単相ブリッジ整流回路を構成する整流用ダイオ
ードの各々の逆回復時に発生するこれらダイオードのそ
れぞれにおける逆向きのはね上がり電圧を、抵抗を介さ
ないで直列CDスナバ回路のコンデンサに吸収させ、しか
る後このコンデンサが吸収したエネルギーを直列チヨッ
パ回路を介して微小電流値で出力端子へ放電して該出力
端子に接続された負荷に供給することになるので、前述
したスナバ抵抗に生じる電力損失が無くなって変換効率
の低下を招くことのないDC/DC変換装置が得られること
になる。また、この場合、スナバ抵抗が無いので変換装
置を小形にすることができる。
のために単相ブリッジ整流回路を構成する整流用ダイオ
ードの各々の逆回復時に発生するこれらダイオードのそ
れぞれにおける逆向きのはね上がり電圧を、抵抗を介さ
ないで直列CDスナバ回路のコンデンサに吸収させ、しか
る後このコンデンサが吸収したエネルギーを直列チヨッ
パ回路を介して微小電流値で出力端子へ放電して該出力
端子に接続された負荷に供給することになるので、前述
したスナバ抵抗に生じる電力損失が無くなって変換効率
の低下を招くことのないDC/DC変換装置が得られること
になる。また、この場合、スナバ抵抗が無いので変換装
置を小形にすることができる。
第１図は本発明の一実施例の構成図である。図において
26は２次巻線26aと３次巻線26bとを備えた変圧器であっ
て、変圧器26と第３図に示した高周波スイッチング回路
２とからDC/AC変換部27を構成している。28はダイオー
ド６〜９をブリッジ接続して構成した単相ブリッジ整流
回路、31はダイオード29と該ダイオード29のカソードに
直列接続したコンデンサ30とからなる直列CDスナバ回路
であり、両端に単相ブリッジ整流回路28の出力電圧が印
加されかつダイオード29がダイオード６〜９とは逆向き
に接続されている。
26は２次巻線26aと３次巻線26bとを備えた変圧器であっ
て、変圧器26と第３図に示した高周波スイッチング回路
２とからDC/AC変換部27を構成している。28はダイオー
ド６〜９をブリッジ接続して構成した単相ブリッジ整流
回路、31はダイオード29と該ダイオード29のカソードに
直列接続したコンデンサ30とからなる直列CDスナバ回路
であり、両端に単相ブリッジ整流回路28の出力電圧が印
加されかつダイオード29がダイオード６〜９とは逆向き
に接続されている。
さらに、直列CDスナバ回路31のダイオード29とコンデン
サ30との接続点と出力端子17aとの間にMOSFET32と平滑
リアクトル33との直列回路が接続されている。MOSFET32
と平滑リアクトル33との接続点と出力端子17bとの間に
還流ダイオード35が接続され、MOSFET32,平滑リアクト
ル33,還流ダイオード35およびMOSFET32の駆動回路34に
よってチョッパ回路36が構成されている。
サ30との接続点と出力端子17aとの間にMOSFET32と平滑
リアクトル33との直列回路が接続されている。MOSFET32
と平滑リアクトル33との接続点と出力端子17bとの間に
還流ダイオード35が接続され、MOSFET32,平滑リアクト
ル33,還流ダイオード35およびMOSFET32の駆動回路34に
よってチョッパ回路36が構成されている。
MOSFET32の駆動回路34は、変圧器26の３次巻線26bに発
生する電圧によって動作するものであって、MOSFET32を
交流電圧E2に同期して開閉動作させる駆動信号をMOSFET
32に出力する。MOSFET32が、直列CDスナバ回路31のコン
デンサ30の両端電圧を交流電圧E2に同期して開閉動作す
るため、チョッパ回路36は平滑な直流出力電圧を出力端
子17a,17bに印加することになる。
生する電圧によって動作するものであって、MOSFET32を
交流電圧E2に同期して開閉動作させる駆動信号をMOSFET
32に出力する。MOSFET32が、直列CDスナバ回路31のコン
デンサ30の両端電圧を交流電圧E2に同期して開閉動作す
るため、チョッパ回路36は平滑な直流出力電圧を出力端
子17a,17bに印加することになる。
ここで、DC/DC変換装置37（以下においては単に変換装
置37と称する）は、DC/AC変換部27、単相ブリッジ整流
回路28、平滑回路14、チョッパ回路36から構成される。
置37と称する）は、DC/AC変換部27、単相ブリッジ整流
回路28、平滑回路14、チョッパ回路36から構成される。
次に変換装置37における要部の動作を第２図の波形説明
図を併用して説明する。
図を併用して説明する。
変換装置37においても、周期的な複極性のパルス状に変
化する交流電圧E2が単相ブリッジ整流回路28に印加され
るため、E2が正になるとダイオード6,9がオンになり、E
2が負になるとダイオード7,8がオンになる。
化する交流電圧E2が単相ブリッジ整流回路28に印加され
るため、E2が正になるとダイオード6,9がオンになり、E
2が負になるとダイオード7,8がオンになる。
ここで、時刻t1においてダイオード6,9がオンになる
と、ダイオード7,8には急激に変化する逆方向電流が変
圧26の洩れインダクタンスL1を介して流れる。この時平
滑リアクトル15,平滑コンデンサ16及び負荷18を通る経
路はインダクタンスが大きいため、急激に変化する電流
は流れることはできず、ダイオード７及び８が逆回復す
ると同時に、この電流は直流スナバ回路31を通る経路へ
と転流する。この結果、ダイオード7,8の各々には第４
図22,25に示した逆方向の大きいパルス状電圧が印加さ
れる。このような電圧が平滑回路14に供給されるが、平
滑リアクトル15のインダクタンスは大きいので電流増加
ができずコンデンサ30がダイオード29を介して充電され
るので、整流回路28の出力電圧Erの波形は第２図に示し
たようになり、時刻t3においてダイオード6,9がオフに
なったときも電圧Erは上記と同様な経時変化を示す。
と、ダイオード7,8には急激に変化する逆方向電流が変
圧26の洩れインダクタンスL1を介して流れる。この時平
滑リアクトル15,平滑コンデンサ16及び負荷18を通る経
路はインダクタンスが大きいため、急激に変化する電流
は流れることはできず、ダイオード７及び８が逆回復す
ると同時に、この電流は直流スナバ回路31を通る経路へ
と転流する。この結果、ダイオード7,8の各々には第４
図22,25に示した逆方向の大きいパルス状電圧が印加さ
れる。このような電圧が平滑回路14に供給されるが、平
滑リアクトル15のインダクタンスは大きいので電流増加
ができずコンデンサ30がダイオード29を介して充電され
るので、整流回路28の出力電圧Erの波形は第２図に示し
たようになり、時刻t3においてダイオード6,9がオフに
なったときも電圧Erは上記と同様な経時変化を示す。
時刻t1でダイオード7,8がオフになると電圧Erは第２図
に示すように上昇するため、コンデンサ30が充電されて
コンデンサ30の電圧Ecが上昇する。この電圧はダイオー
ド６から９に印加されるため、この値がダイオードの許
容値を越えるとダイオードは破壊に至る。
に示すように上昇するため、コンデンサ30が充電されて
コンデンサ30の電圧Ecが上昇する。この電圧はダイオー
ド６から９に印加されるため、この値がダイオードの許
容値を越えるとダイオードは破壊に至る。
ところが、変換装置37は、ダイオード29とコンデンサ30
との接続転と、出力端子17aとの間にチョッパ回路36が
設けられており、駆動回路34は３次巻線26bの出力電圧
に同期してMOSFET32に対して第２図に示すチョッパ用信
号Esが出力される。即ち、MOSFET32は信号Esがハイにな
ると導通状態になり信号Esがローになると遮断状態にな
るよう構成されている。
との接続転と、出力端子17aとの間にチョッパ回路36が
設けられており、駆動回路34は３次巻線26bの出力電圧
に同期してMOSFET32に対して第２図に示すチョッパ用信
号Esが出力される。即ち、MOSFET32は信号Esがハイにな
ると導通状態になり信号Esがローになると遮断状態にな
るよう構成されている。
時刻t1以降ダイオード29を介してコンデンサ30が充電さ
れコンデンサ電圧Ecの上昇と同時に制御回路34から「ハ
イ」のチョッパ用信号Esが出力され、MOSFET32,リアク
トル33を逐次通って電流がながれ、コンデンサ30に蓄え
られた電荷が負荷18に放電される。
れコンデンサ電圧Ecの上昇と同時に制御回路34から「ハ
イ」のチョッパ用信号Esが出力され、MOSFET32,リアク
トル33を逐次通って電流がながれ、コンデンサ30に蓄え
られた電荷が負荷18に放電される。
そして、時刻t10の時点で電圧ErがE2に落ち着き、コン
デンサ30の両端電圧Ecの時刻t1〜時刻t10までの経時変
化は、第２図のようになって、時刻t10でEc＝E2とな
る。また、時刻t2で電圧Erが零になるとともにチョッパ
用信号EsがローとなるのでMOSFET32が遮断状態となり、
この結果リアクトル33を流れていた電流は該リアクト
ル，負荷18,ダイオード35からなる閉回路を還流して減
少する。このため、コンデンサ30の電圧Ecは時刻t2以降
E2の値を継続することになる。電圧Ecの時刻t3以降にお
ける波形が時刻t1以降における波形と同様であることは
自明である。
デンサ30の両端電圧Ecの時刻t1〜時刻t10までの経時変
化は、第２図のようになって、時刻t10でEc＝E2とな
る。また、時刻t2で電圧Erが零になるとともにチョッパ
用信号EsがローとなるのでMOSFET32が遮断状態となり、
この結果リアクトル33を流れていた電流は該リアクト
ル，負荷18,ダイオード35からなる閉回路を還流して減
少する。このため、コンデンサ30の電圧Ecは時刻t2以降
E2の値を継続することになる。電圧Ecの時刻t3以降にお
ける波形が時刻t1以降における波形と同様であることは
自明である。
変換装置37においては、インダクタンスLlによって誘起
された電圧が上述のようにしてコンデンサ30に吸収され
るので、この場合も変換装置19におけると同様に、ダイ
オード６〜９の各々に加えられる逆方向電圧を（E2＋Δ
Ｅ）に抑制しうることが明らかで、変換装置37において
もコンデンサ30の容量C1を（３）式が成立するように設
定しているので、DC/DC変換装置を37のように構成する
とダイオード６〜９の破壊が防止されることになる。
された電圧が上述のようにしてコンデンサ30に吸収され
るので、この場合も変換装置19におけると同様に、ダイ
オード６〜９の各々に加えられる逆方向電圧を（E2＋Δ
Ｅ）に抑制しうることが明らかで、変換装置37において
もコンデンサ30の容量C1を（３）式が成立するように設
定しているので、DC/DC変換装置を37のように構成する
とダイオード６〜９の破壊が防止されることになる。
C1｛Irrp/（ΔＥ）ａ｝２・Ll ……（３） そうして、第１図の場合に発生する電力損失Ｐは、二次
巻線26aに電圧が生じている期間にダイオード29、FET3
2、リアクトル33を通って流れる電流にもとづく損失
と、巻線26aに電圧が生じていない時にリアクトル33、
負荷18、ダイオード35を還流する電流にもとづく損失と
の和で、この場合、後者の電流は微小電流に抑制するこ
とができるうえ、前者の電流が流れる経路には変換装置
19におけるような抵抗Ｒが存在しないので、変換装置37
における損失Ｐは変換装置19における損失2Prに比べて
非常に小さい値になる。したがって、変換装置を37のよ
うに構成すると、抵抗Ｒを必要としないので、電力変換
効率の低下を招くことなく変換装置の小形化を達成しう
ることになる。
巻線26aに電圧が生じている期間にダイオード29、FET3
2、リアクトル33を通って流れる電流にもとづく損失
と、巻線26aに電圧が生じていない時にリアクトル33、
負荷18、ダイオード35を還流する電流にもとづく損失と
の和で、この場合、後者の電流は微小電流に抑制するこ
とができるうえ、前者の電流が流れる経路には変換装置
19におけるような抵抗Ｒが存在しないので、変換装置37
における損失Ｐは変換装置19における損失2Prに比べて
非常に小さい値になる。したがって、変換装置を37のよ
うに構成すると、抵抗Ｒを必要としないので、電力変換
効率の低下を招くことなく変換装置の小形化を達成しう
ることになる。
上述したように、本発明においては、直流電源の出力電
圧を開閉して周期的な複極性パルス状の交流電圧を変圧
器を用いて前記直流電源に対して絶縁して出力するDC/A
C変換部と、前記交流電圧を全波整流する単相ブリッジ
整流回路と、単相ブリッジ整流回路の出力電圧を平滑化
してこの平滑化された直流電圧を両出力端子間に出力す
る平滑回路と、ダイオードと該ダイオードのカソードに
直列接続されたコンデンサとからなり両端に単相ブリッ
ジ整流回路の出力電圧が印加される直列CDスナバ回路
と、前記コンデンサの両端電圧を前記交流電圧に同期し
て開閉して平滑な直流出力電圧を両出力端子間に印加す
る直流チヨッパ回路とを備えるようにしてDC/DC変換装
置を構成した。
圧を開閉して周期的な複極性パルス状の交流電圧を変圧
器を用いて前記直流電源に対して絶縁して出力するDC/A
C変換部と、前記交流電圧を全波整流する単相ブリッジ
整流回路と、単相ブリッジ整流回路の出力電圧を平滑化
してこの平滑化された直流電圧を両出力端子間に出力す
る平滑回路と、ダイオードと該ダイオードのカソードに
直列接続されたコンデンサとからなり両端に単相ブリッ
ジ整流回路の出力電圧が印加される直列CDスナバ回路
と、前記コンデンサの両端電圧を前記交流電圧に同期し
て開閉して平滑な直流出力電圧を両出力端子間に印加す
る直流チヨッパ回路とを備えるようにしてDC/DC変換装
置を構成した。
このため、上述のように構成すると、変圧器の洩れイン
ダクタンスのために単相ブリッジ整流回路を構成する整
流用ダイオードの各々の逆回復時に発生するこれらダイ
オードのそれぞれにおける逆向きのはね上がり電圧を、
抵抗を介さないで直列CDスナバ回路のコンデンサに吸収
させ、しかる後このコンデンサが吸収したエネルギーを
直列チヨッパ回路を介して微小電流値で出力端子へ放電
して該出力端子に接続され負荷に供給することになるの
で、前述したスナバ抵抗に生じる電力損失が無くなって
変換効率の低下を招くことのないDC/DC変換装置が得ら
れることになる。また、この場合、スナバ抵抗が無いの
で変換装置を小形にすることができる。したがって、本
発明には、変換効率の低下を招くことなく変換装置を小
形化することができる効果がある。
ダクタンスのために単相ブリッジ整流回路を構成する整
流用ダイオードの各々の逆回復時に発生するこれらダイ
オードのそれぞれにおける逆向きのはね上がり電圧を、
抵抗を介さないで直列CDスナバ回路のコンデンサに吸収
させ、しかる後このコンデンサが吸収したエネルギーを
直列チヨッパ回路を介して微小電流値で出力端子へ放電
して該出力端子に接続され負荷に供給することになるの
で、前述したスナバ抵抗に生じる電力損失が無くなって
変換効率の低下を招くことのないDC/DC変換装置が得ら
れることになる。また、この場合、スナバ抵抗が無いの
で変換装置を小形にすることができる。したがって、本
発明には、変換効率の低下を招くことなく変換装置を小
形化することができる効果がある。
第１図は本発明の一実施例の構成図、第２図は第１図に
おける要部の波形説明図、第３図は従来のDC/DC変換装
置の構成図、第４図は第３図における要部の波形説明図
である。 １……直流電源、3,26……変圧器、4,27……DC/AC変換
部、5,28……単相ブリッジ整流回路、14……平滑回路、
15……平滑リアクトル、16……平滑コンデンサ、17a,17
b……出力端子、19,37……DC/DC変換装置、29……ダイ
オード、30……コンデンサ、31……直列CDスナバ回路、
36……直流チヨッパ回路、E2……交流電圧、Ｖ……直流
電圧、10,11,12,13……RCスナバ回路。
おける要部の波形説明図、第３図は従来のDC/DC変換装
置の構成図、第４図は第３図における要部の波形説明図
である。 １……直流電源、3,26……変圧器、4,27……DC/AC変換
部、5,28……単相ブリッジ整流回路、14……平滑回路、
15……平滑リアクトル、16……平滑コンデンサ、17a,17
b……出力端子、19,37……DC/DC変換装置、29……ダイ
オード、30……コンデンサ、31……直列CDスナバ回路、
36……直流チヨッパ回路、E2……交流電圧、Ｖ……直流
電圧、10,11,12,13……RCスナバ回路。
Claims (1)
- 【請求項１】直流電源の出力電圧を開閉して周期的な複
極性のパルス状の交流電圧を変圧器を用いて前記電源に
対して絶縁して出力するDC/AC変換部と、 前記交流電圧を全波整流する単相ブリッジ整流回路と、 前記単相ブリッジ整流回路の出力電圧を平滑化してこの
平滑化された直流電圧を両出力端子間に出力する平滑回
路と、 ダイオードと該ダイオードのカソードに直列接続された
コンデンサとからなり両端に前記単相ブリッジ整流回路
の出力電圧が印加される直列CDスナバ回路とからなるDC
/DC変換装置において、 前記直列CDスナバ回路のダイオードとコンデンサとの接
続点と、直流電圧出力端子との間に接続され、 前記交流電圧に同期して開閉することにより、前記コン
デンサの両端電圧を平滑な直流電圧として前記両出力端
子間に印加する直流チョッパ回路を備えたことを特徴と
するDC/DC変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP89288A JPH0685632B2 (ja) | 1988-01-06 | 1988-01-06 | Ｄｃ／ｄｃ変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP89288A JPH0685632B2 (ja) | 1988-01-06 | 1988-01-06 | Ｄｃ／ｄｃ変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01177870A JPH01177870A (ja) | 1989-07-14 |
| JPH0685632B2 true JPH0685632B2 (ja) | 1994-10-26 |
Family
ID=11486331
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP89288A Expired - Lifetime JPH0685632B2 (ja) | 1988-01-06 | 1988-01-06 | Ｄｃ／ｄｃ変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0685632B2 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2734764B2 (ja) * | 1990-09-19 | 1998-04-02 | 富士電機株式会社 | 直流電源装置 |
| JP2514885B2 (ja) * | 1992-08-24 | 1996-07-10 | 山洋電気株式会社 | 直流電源装置 |
| JP5387628B2 (ja) * | 2011-07-29 | 2014-01-15 | Ｔｄｋ株式会社 | 電流型絶縁コンバータ |
| JP5507017B2 (ja) * | 2011-11-21 | 2014-05-28 | 三菱電機株式会社 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| JP6201586B2 (ja) * | 2013-09-30 | 2017-09-27 | 三菱電機株式会社 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| JP6881258B2 (ja) * | 2017-11-28 | 2021-06-02 | 富士電機機器制御株式会社 | 電気機器の接続構造 |
-
1988
- 1988-01-06 JP JP89288A patent/JPH0685632B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01177870A (ja) | 1989-07-14 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5303138A (en) | Low loss synchronous rectifier for application to clamped-mode power converters | |
| US5625541A (en) | Low loss synchronous rectifier for application to clamped-mode power converters | |
| Fujiwara et al. | A novel lossless passive snubber for soft-switching boost-type converters | |
| JP4439979B2 (ja) | 電源装置 | |
| KR102482820B1 (ko) | 절연형 스위칭 전원 | |
| US6930896B2 (en) | Power regeneration circuit and power conversion system | |
| EP1014550A2 (en) | An AC/DC converter | |
| JPH0435994B2 (ja) | ||
| JPH0685632B2 (ja) | Ｄｃ／ｄｃ変換装置 | |
| JP6803993B2 (ja) | 直流電圧変換器、および直流電圧変換器の作動方法 | |
| US4855887A (en) | Current and frequency converter having means to reduce switching losses | |
| JPS5849112B2 (ja) | 転流回路 | |
| CN215733441U (zh) | 混合式直流断路器 | |
| US4455600A (en) | Single phase, double-ended thyristor inverter with choke-coupled impulse commutation | |
| US11063519B2 (en) | Efficient high voltage power supply for pulse capacitor discharge applications | |
| JPH06292361A (ja) | 共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP2000184710A (ja) | トランス絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPH06284723A (ja) | 電源装置 | |
| JP3993704B2 (ja) | アクティブフィルタ装置 | |
| RU2006139C1 (ru) | Электрическая машина постоянного тока | |
| JP2001197752A (ja) | インバータ装置 | |
| SU1432684A1 (ru) | Устройство дл коммутации вентилей трансформаторно-ключевого преобразовател | |
| JP2003348834A (ja) | 単相昇降圧コンバータ | |
| JPH0833313A (ja) | 電力変換装置のスナバ回路 | |
| Theron et al. | The partial series resonant converter: A new zero voltage switching converter with good light load efficiency |