JPH0630072A - 直交振幅変調波の搬送波再生回路 - Google Patents
直交振幅変調波の搬送波再生回路Info
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- JPH0630072A JPH0630072A JP4182413A JP18241392A JPH0630072A JP H0630072 A JPH0630072 A JP H0630072A JP 4182413 A JP4182413 A JP 4182413A JP 18241392 A JP18241392 A JP 18241392A JP H0630072 A JPH0630072 A JP H0630072A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】すべての入力シンボルに応じて搬送波再生制御
を行うことができ、位相引き込み特性や位相ジッタ特性
を向上する。 【構成】複素乗算器２７は、直交振幅変調波入力に直交
位相関係を有する再生キャリアを乗算し直交検波出力を
得、位相及び振幅検波器２８は、直交検波出力に位相及
び振幅検波を施して位相情報と振幅情報を得、シンボル
推定回路３１は位相情報と振幅情報とから入力変調波の
シンボルを推定し、位相誤差検出回路１０３は推定した
シンボルの理想位相と実際の位相情報との位相誤差を検
出し、この位相誤差により再生キャリアの発振周波数を
制御する。判定回路４４は、位相及び振幅情報からＱＰ
ＳＫのシンボルを判定し、この時の前記位相誤差信号を
ホールド回路４１にホールドさせて、シンボル推定回路
３１の位相基準軸を補正するための信号をＬＰＦ４２、
スイッチ４３を通して生成している。
を行うことができ、位相引き込み特性や位相ジッタ特性
を向上する。 【構成】複素乗算器２７は、直交振幅変調波入力に直交
位相関係を有する再生キャリアを乗算し直交検波出力を
得、位相及び振幅検波器２８は、直交検波出力に位相及
び振幅検波を施して位相情報と振幅情報を得、シンボル
推定回路３１は位相情報と振幅情報とから入力変調波の
シンボルを推定し、位相誤差検出回路１０３は推定した
シンボルの理想位相と実際の位相情報との位相誤差を検
出し、この位相誤差により再生キャリアの発振周波数を
制御する。判定回路４４は、位相及び振幅情報からＱＰ
ＳＫのシンボルを判定し、この時の前記位相誤差信号を
ホールド回路４１にホールドさせて、シンボル推定回路
３１の位相基準軸を補正するための信号をＬＰＦ４２、
スイッチ４３を通して生成している。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、例えば１６ＱＡＭ
（１６値直交振幅変調）や３２ＱＡＭ（３２値直交振幅
変調）のような直交振幅変調波を復調するシステムに用
いられる直交振幅変調波の搬送波再生回路に関する。
（１６値直交振幅変調）や３２ＱＡＭ（３２値直交振幅
変調）のような直交振幅変調波を復調するシステムに用
いられる直交振幅変調波の搬送波再生回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図４は、従来の直交振幅変調波の搬送波
再生回路を示し、選択制御型の回路である。入力端子１
からの変調波は、直交検波部２に入力される。直交検波
部２においては、入力変調波は、固定周波数の局部発信
器の０度位相及び９０度位相の局部発振信号により検波
され、各検波出力は、それぞれアナログデジタル（Ａ／
Ｄ）変換器３、４へ入力され、デジタル値に変換され
る。さらにデジタル化された検波出力は、同一の周波数
特性を有するデジタル低域通過フィルタ（デジタルＬＰ
Ｆ）５、６に入力されスペクトル整形される。デジタル
低域通過フィルタ５、６は、デジタルデータ伝送におけ
る符号間干渉防止に要求される伝達特性を形成するフィ
ルタであり、一般に送信側のフィルタ特性と組み合わせ
られたとき、いわゆるロールオフ特性が得られるように
設計されている。故に、デジタル低域通過フィルタ５、
６の出力において、各検波出力はアイ開口率が充分大き
くなるようにスペクトル整形される。
再生回路を示し、選択制御型の回路である。入力端子１
からの変調波は、直交検波部２に入力される。直交検波
部２においては、入力変調波は、固定周波数の局部発信
器の０度位相及び９０度位相の局部発振信号により検波
され、各検波出力は、それぞれアナログデジタル（Ａ／
Ｄ）変換器３、４へ入力され、デジタル値に変換され
る。さらにデジタル化された検波出力は、同一の周波数
特性を有するデジタル低域通過フィルタ（デジタルＬＰ
Ｆ）５、６に入力されスペクトル整形される。デジタル
低域通過フィルタ５、６は、デジタルデータ伝送におけ
る符号間干渉防止に要求される伝達特性を形成するフィ
ルタであり、一般に送信側のフィルタ特性と組み合わせ
られたとき、いわゆるロールオフ特性が得られるように
設計されている。故に、デジタル低域通過フィルタ５、
６の出力において、各検波出力はアイ開口率が充分大き
くなるようにスペクトル整形される。
【０００３】デジタル低域通過フィルタ５、６の出力
は、複素乗算器７に入力される。複素乗算器７には、後
述のサイン変換器１４、コサイン変換器１５からｓｉｎ
及びｃｏｓ特性のデータ変換信号が入力され、複素乗算
された結果が位相及び振幅検波器８に入力される。そし
て、位相及び振幅検波器８において得られた位相情報と
振幅情報は、シンボル推定回路９に入力される。シンボ
ル推定回路９では位相情報と振幅情報を用いて受信信号
のシンボルが推定され、そのシンボルが例えば１６ＱＡ
Ｍの場合、図５の黒丸のようにＱＰＳＫのシンボルと同
位相のシンボルかどうか判定され、制御信号をホールド
回路１１に出力する。つまり、位相及び振幅情報から、
図５の黒丸の位置のシンボルが到来しているかどうかを
判定し、到来していると判定した場合には、ホールド回
路１１がスルーとなるような制御信号を出力する。ま
た、位相及び振幅検波回路８からの位相情報は分岐さ
れ、位相誤差検出回路１０に入力される。位相誤差検出
回路１０では、入力された位相情報と、ＱＰＳＫに同位
相の理想的なシンボル（図５の黒丸のシンボルの位相）
との位相誤差を検出し、ホールド回路１１に供給する。
ホールド回路１１では前述のシンボル推定回路９からの
制御信号により、ＱＰＳＫのシンボル（図５における黒
丸）と同位相の信号が到来していると推定した場合、位
相誤差検出回路１０からの位相誤差信号をスルーしてル
ープフィルタ１２に与え、到来している信号がＱＰＳＫ
のシンボルと違う位相（図５における白丸）であると推
定した場合、ホールド回路１１が以前から保持している
位相誤差をそのままループフィルタ１２に与える。
は、複素乗算器７に入力される。複素乗算器７には、後
述のサイン変換器１４、コサイン変換器１５からｓｉｎ
及びｃｏｓ特性のデータ変換信号が入力され、複素乗算
された結果が位相及び振幅検波器８に入力される。そし
て、位相及び振幅検波器８において得られた位相情報と
振幅情報は、シンボル推定回路９に入力される。シンボ
ル推定回路９では位相情報と振幅情報を用いて受信信号
のシンボルが推定され、そのシンボルが例えば１６ＱＡ
Ｍの場合、図５の黒丸のようにＱＰＳＫのシンボルと同
位相のシンボルかどうか判定され、制御信号をホールド
回路１１に出力する。つまり、位相及び振幅情報から、
図５の黒丸の位置のシンボルが到来しているかどうかを
判定し、到来していると判定した場合には、ホールド回
路１１がスルーとなるような制御信号を出力する。ま
た、位相及び振幅検波回路８からの位相情報は分岐さ
れ、位相誤差検出回路１０に入力される。位相誤差検出
回路１０では、入力された位相情報と、ＱＰＳＫに同位
相の理想的なシンボル（図５の黒丸のシンボルの位相）
との位相誤差を検出し、ホールド回路１１に供給する。
ホールド回路１１では前述のシンボル推定回路９からの
制御信号により、ＱＰＳＫのシンボル（図５における黒
丸）と同位相の信号が到来していると推定した場合、位
相誤差検出回路１０からの位相誤差信号をスルーしてル
ープフィルタ１２に与え、到来している信号がＱＰＳＫ
のシンボルと違う位相（図５における白丸）であると推
定した場合、ホールド回路１１が以前から保持している
位相誤差をそのままループフィルタ１２に与える。
【０００４】従って、ループフィルタ１２には、到来し
ている信号が、ＱＰＳＫシンボルと同位相のシンボルと
推定されたときの位相誤差信号のみが入力される。ルー
プフィルタ１２で平滑された位相誤差信号は、数値制御
発振器（ＮＣＯ）１３の周波数制御端子に入力される。
数値制御発振器１３は、オーバーフローを禁止しない累
積加算回路であり、周波数制御端子に入力される信号に
応じてそのダイナミックレンジまで加算動作を行うた
め、発振状態となりその発振周波数は制御信号の値で変
化される。この数値制御発振器１３の出力は、２つに分
配されてそれぞれサイン及びコサイン特性を有するサイ
ン変換回路１４及びコサイン変換回路１５に供給され
る。そしてデータ変換された各サイン回路１４及びコサ
イン変換回路１５の出力が、先の複素乗算器７に振幅情
報と位相情報を得るための搬送波として供給される。
ている信号が、ＱＰＳＫシンボルと同位相のシンボルと
推定されたときの位相誤差信号のみが入力される。ルー
プフィルタ１２で平滑された位相誤差信号は、数値制御
発振器（ＮＣＯ）１３の周波数制御端子に入力される。
数値制御発振器１３は、オーバーフローを禁止しない累
積加算回路であり、周波数制御端子に入力される信号に
応じてそのダイナミックレンジまで加算動作を行うた
め、発振状態となりその発振周波数は制御信号の値で変
化される。この数値制御発振器１３の出力は、２つに分
配されてそれぞれサイン及びコサイン特性を有するサイ
ン変換回路１４及びコサイン変換回路１５に供給され
る。そしてデータ変換された各サイン回路１４及びコサ
イン変換回路１５の出力が、先の複素乗算器７に振幅情
報と位相情報を得るための搬送波として供給される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上記の選択制
御型の搬送波再生回路ではＱＰＳＫのシンボルと同位相
のシンボルを受信したときのみ制御信号の更新が行われ
るため、ＱＰＳＫと違う位相のシンボル（図５の白丸）
が連続した場合、制御を誤り、位相引き込み特性や位相
ジッタ特性を悪くするというパターン効果による誤動作
を生じるという問題があった。
御型の搬送波再生回路ではＱＰＳＫのシンボルと同位相
のシンボルを受信したときのみ制御信号の更新が行われ
るため、ＱＰＳＫと違う位相のシンボル（図５の白丸）
が連続した場合、制御を誤り、位相引き込み特性や位相
ジッタ特性を悪くするというパターン効果による誤動作
を生じるという問題があった。
【０００６】そこでこの発明では、すべての入力シンボ
ルに応じて搬送波再生制御を行うことができ、位相引き
込み特性や位相ジッタ特性の良い搬送波再生回路を提供
することを目的とする。
ルに応じて搬送波再生制御を行うことができ、位相引き
込み特性や位相ジッタ特性の良い搬送波再生回路を提供
することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この発明は、直交振幅変
調波入力に対して、直交位相関係を有する再生キャリア
を乗算することにより直交検波出力を得る手段と、前記
直交検波出力に位相及び振幅検波を施して位相情報と振
幅情報を得る位相及び振幅情報取得手段と、前記位相情
報と振幅情報とから前記変調波入力のシンボルを推定す
るシンボル推定手段と、前記推定したシンボルの位相と
前記位相情報との位相誤差を検出する位相誤差検出手段
と、前記位相誤差により前記再生キャリアの発振周波数
を制御する手段とを備え、前記シンボル推定手段と位相
誤差検出手段により、すべての入力シンボルに応じて位
相誤差を検出し搬送波再生制御を行うものである。
調波入力に対して、直交位相関係を有する再生キャリア
を乗算することにより直交検波出力を得る手段と、前記
直交検波出力に位相及び振幅検波を施して位相情報と振
幅情報を得る位相及び振幅情報取得手段と、前記位相情
報と振幅情報とから前記変調波入力のシンボルを推定す
るシンボル推定手段と、前記推定したシンボルの位相と
前記位相情報との位相誤差を検出する位相誤差検出手段
と、前記位相誤差により前記再生キャリアの発振周波数
を制御する手段とを備え、前記シンボル推定手段と位相
誤差検出手段により、すべての入力シンボルに応じて位
相誤差を検出し搬送波再生制御を行うものである。
【０００８】
【作用】上記の手段により、すべての入力シンボルに応
じて搬送波再生制御が行われる。これにより、搬送波再
生に入力シンボルのパターンが影響しなくなり、この結
果、搬送波の引き込み特性や位相ジッタ特性を改善する
ことができる。この改善効果は、多値の直交振幅変調波
になるほど有効である。
じて搬送波再生制御が行われる。これにより、搬送波再
生に入力シンボルのパターンが影響しなくなり、この結
果、搬送波の引き込み特性や位相ジッタ特性を改善する
ことができる。この改善効果は、多値の直交振幅変調波
になるほど有効である。
【０００９】
【実施例】以下、この発明の実施例を図面を参照して説
明する。
明する。
【００１０】図１はこの発明の一実施例である。入力端
子２１に導入された直交振幅変調波は、直交検波部２２
へ供給される。直交検波部２２では、直交振幅変調波
は、固定周波数の局部発振器の０度位相及び９０度位相
の局部発振信号で検波され、各検波出力（ＩＦ）はＡ／
Ｄ変換器２３、２４に入力される。Ａ／Ｄ変換器２３、
２４でそれぞれデジタル化された信号は、同一の周波数
特性を有するデジタル低域通過フィルタ２５及び２６に
それぞれ入力され、スペクトル整形される。これらのデ
ジタル低域通過フィルタ２５、２６は、デジタルデータ
伝送における符号間干渉防止に要求される伝送特性を形
成するフィルタであり、一般に送信側のフィルタ特性と
組み合わせられたとき、いわゆるロールオフ特性が得ら
れるように設計されている。故に、デジタル低域通過フ
ィルタ２５、２６の出力において、各検波出力は、アイ
開口率が充分大きくなるようにスペクトル整形される。
デジタル低域通過フィルタ２５、２６の出力は、複素乗
算器２７に入力され、後述のデータ変換回路３４、３５
からの信号と複素乗算される。複素乗算器２７の出力
は、位相及び振幅検波器２８に入力され、位相情報と振
幅情報となる。位相情報と振幅情報とは、シンボル判定
部１００に入力される。
子２１に導入された直交振幅変調波は、直交検波部２２
へ供給される。直交検波部２２では、直交振幅変調波
は、固定周波数の局部発振器の０度位相及び９０度位相
の局部発振信号で検波され、各検波出力（ＩＦ）はＡ／
Ｄ変換器２３、２４に入力される。Ａ／Ｄ変換器２３、
２４でそれぞれデジタル化された信号は、同一の周波数
特性を有するデジタル低域通過フィルタ２５及び２６に
それぞれ入力され、スペクトル整形される。これらのデ
ジタル低域通過フィルタ２５、２６は、デジタルデータ
伝送における符号間干渉防止に要求される伝送特性を形
成するフィルタであり、一般に送信側のフィルタ特性と
組み合わせられたとき、いわゆるロールオフ特性が得ら
れるように設計されている。故に、デジタル低域通過フ
ィルタ２５、２６の出力において、各検波出力は、アイ
開口率が充分大きくなるようにスペクトル整形される。
デジタル低域通過フィルタ２５、２６の出力は、複素乗
算器２７に入力され、後述のデータ変換回路３４、３５
からの信号と複素乗算される。複素乗算器２７の出力
は、位相及び振幅検波器２８に入力され、位相情報と振
幅情報となる。位相情報と振幅情報とは、シンボル判定
部１００に入力される。
【００１１】シンボル判定部１００は、判定回路４４と
シンボル推定回路３１とスイッチ４３とローパスフィル
タ４２とホールド回路４１からなる。位相情報と振幅情
報とは、判定回路４４とシンボル推定回路３１とにそれ
ぞれ分配されている。判定回路４４では、入力された位
相情報と振幅情報とにより受信シンボルがＱＰＳＫと同
位相のシンボルであると判定した場合は、スイッチ４３
をオンに、またホールド回路４１には信号をスルーにす
るように制御信号を出力し、受信シンボルがＱＰＳＫと
違う位相のシンボルであると判定したときは、スイッチ
４３をオフに、またホールド回路４１には信号を保持す
るように制御信号を出力する。
シンボル推定回路３１とスイッチ４３とローパスフィル
タ４２とホールド回路４１からなる。位相情報と振幅情
報とは、判定回路４４とシンボル推定回路３１とにそれ
ぞれ分配されている。判定回路４４では、入力された位
相情報と振幅情報とにより受信シンボルがＱＰＳＫと同
位相のシンボルであると判定した場合は、スイッチ４３
をオンに、またホールド回路４１には信号をスルーにす
るように制御信号を出力し、受信シンボルがＱＰＳＫと
違う位相のシンボルであると判定したときは、スイッチ
４３をオフに、またホールド回路４１には信号を保持す
るように制御信号を出力する。
【００１２】ホールド回路４１には、位相誤差信号が入
力されている。シンボル推定回路３１には、位相及び振
幅検波器２８からの位相情報と振幅情報と、先のスイッ
チ４３からのシンボル補正信号とが入力され、受信信号
のシンボルを推定する。
力されている。シンボル推定回路３１には、位相及び振
幅検波器２８からの位相情報と振幅情報と、先のスイッ
チ４３からのシンボル補正信号とが入力され、受信信号
のシンボルを推定する。
【００１３】図３は、動作を説明するためのシンボル配
置図である。従来のシンボル推定では、図３に示すよう
にある時点で再生キャリアの位相がθだけずれている場
合、本来の直交軸Ｉ−Ｑに対して、θだけずれた直交軸
Ｉ´−Ｑ´で受信していることになる。このとき、変調
器から実際のシンボルＡ（第２象限）を送信してそれを
受信したときに、直交軸Ｉ´−Ｑ´でみるとシンボルＢ
が最も近いので、送信シンボルを第１象限のシンボルＢ
と推定してしまう。しかし本来ならば、受信側では、直
交軸Ｉ´−Ｑ´で受信しているのでＣ（第２象限）と推
定すべきである。
置図である。従来のシンボル推定では、図３に示すよう
にある時点で再生キャリアの位相がθだけずれている場
合、本来の直交軸Ｉ−Ｑに対して、θだけずれた直交軸
Ｉ´−Ｑ´で受信していることになる。このとき、変調
器から実際のシンボルＡ（第２象限）を送信してそれを
受信したときに、直交軸Ｉ´−Ｑ´でみるとシンボルＢ
が最も近いので、送信シンボルを第１象限のシンボルＢ
と推定してしまう。しかし本来ならば、受信側では、直
交軸Ｉ´−Ｑ´で受信しているのでＣ（第２象限）と推
定すべきである。
【００１４】この実施例では、このような問題をなくす
ように、スイッチ４３からシンボル補正信号を取り込む
ようになっている。即ち、シンボル推定回路３１では、
ＱＰＳＫと同位相のシンボルのときの位相誤差信号をロ
ーパスフィルタ４２で平滑した後、シンボル推定補正信
号としてシンボル推定回路３１に帰還して、補正された
直交軸でシンボル推定を行うようにしている。このため
に送信側とマッチした正確なシンボルを推定することが
できる。
ように、スイッチ４３からシンボル補正信号を取り込む
ようになっている。即ち、シンボル推定回路３１では、
ＱＰＳＫと同位相のシンボルのときの位相誤差信号をロ
ーパスフィルタ４２で平滑した後、シンボル推定補正信
号としてシンボル推定回路３１に帰還して、補正された
直交軸でシンボル推定を行うようにしている。このため
に送信側とマッチした正確なシンボルを推定することが
できる。
【００１５】なお、シンボル推定補正信号は、前述の判
定回路４４で受信シンボルがＱＰＳＫと同じシンボルと
判定された場合のみスイッチ４３がオンになり、シンボ
ル推定回路３１に入力される。
定回路４４で受信シンボルがＱＰＳＫと同じシンボルと
判定された場合のみスイッチ４３がオンになり、シンボ
ル推定回路３１に入力される。
【００１６】シンボル判定部１００でシンボル判定が行
われた後、位相誤差検出部１０１で再生キャリアのため
の位相誤差信号が検出される。位相誤差検出部１０１
は、シンボル位相発生器３２と位相比較器３３から構成
されている。シンボル推定回路３１から出力されるシン
ボル推定信号は、シンボル位相発生器３２に入力され、
受信シンボルのシンボル位相信号（理想的なシンボル位
相信号）が位相比較器３３に入力される。位相比較器３
３には位相及び振幅検波器２８からの実際受信した受信
シンボル位相信号も入力され、この位相比較器２２では
理想的なシンボル位相信号と実際に受信した受信シンボ
ル位相信号との位相誤差が検出され、そして位相誤差信
号が出力される。
われた後、位相誤差検出部１０１で再生キャリアのため
の位相誤差信号が検出される。位相誤差検出部１０１
は、シンボル位相発生器３２と位相比較器３３から構成
されている。シンボル推定回路３１から出力されるシン
ボル推定信号は、シンボル位相発生器３２に入力され、
受信シンボルのシンボル位相信号（理想的なシンボル位
相信号）が位相比較器３３に入力される。位相比較器３
３には位相及び振幅検波器２８からの実際受信した受信
シンボル位相信号も入力され、この位相比較器２２では
理想的なシンボル位相信号と実際に受信した受信シンボ
ル位相信号との位相誤差が検出され、そして位相誤差信
号が出力される。
【００１７】位相誤差信号は、２つに分配され、一方は
先のホールド回路４１に、他方はループフィルタ３４に
入力される。ループフィルタ３４に入力された位相誤差
信号は、平滑化された後、数値制御発振器（ＮＣＯ）３
５の周波数制御端子に入力される。数値制御発振器３５
は、周波数制御端子に入力される数値によって発振周波
数を制御する発振器であり、広い周波数可変範囲と高い
安定性を有する特徴がある。
先のホールド回路４１に、他方はループフィルタ３４に
入力される。ループフィルタ３４に入力された位相誤差
信号は、平滑化された後、数値制御発振器（ＮＣＯ）３
５の周波数制御端子に入力される。数値制御発振器３５
は、周波数制御端子に入力される数値によって発振周波
数を制御する発振器であり、広い周波数可変範囲と高い
安定性を有する特徴がある。
【００１８】数値制御発振器３５の出力は、２つに分配
されてそれぞれサイン及びコサイン特性を有するサイン
変換回路３６及びコサイン変換回路３７に入力される。
そして、変換回路３６、３７の出力が、先の複素乗算器
２７に入力される。この一巡のループにより搬送波の位
相制御が行われる。上記の実施例では、ＱＰＳＫと違う
位相のシンボルを入力しても正確なシンボル推定を行う
ことができるために、すべて入力信号に応じて搬送波再
生を行えるので、従来の選択制御型の搬送波再生回路に
比べて位相引き込み特性や位相ジッタ特性を改善するこ
とができる。図２はこの発明の他の実施例である。
されてそれぞれサイン及びコサイン特性を有するサイン
変換回路３６及びコサイン変換回路３７に入力される。
そして、変換回路３６、３７の出力が、先の複素乗算器
２７に入力される。この一巡のループにより搬送波の位
相制御が行われる。上記の実施例では、ＱＰＳＫと違う
位相のシンボルを入力しても正確なシンボル推定を行う
ことができるために、すべて入力信号に応じて搬送波再
生を行えるので、従来の選択制御型の搬送波再生回路に
比べて位相引き込み特性や位相ジッタ特性を改善するこ
とができる。図２はこの発明の他の実施例である。
【００１９】図１の実施例と同一部分には同一符号を付
している。この実施例は、シンボル判定回路１０２と位
相誤差検出回路１０３が先の実施例と異なる。シンボル
判定回路１０２は、判定回路４４とシンボル推定回路３
１により構成されており、それぞれに位相及び振幅検波
器２８から位相情報と振幅情報が入力される。判定回路
４４は、位相情報と振幅情報により受信シンボルがＱＰ
ＳＫと同位相のシンボルかどうかを判定し、その結果を
ホールド回路２４に供給する。シンボル推定回路３１で
は、位相情報と振幅情報より入力シンボルを推定し、そ
の結果をシンボル位相発生回路３２に出力する。
している。この実施例は、シンボル判定回路１０２と位
相誤差検出回路１０３が先の実施例と異なる。シンボル
判定回路１０２は、判定回路４４とシンボル推定回路３
１により構成されており、それぞれに位相及び振幅検波
器２８から位相情報と振幅情報が入力される。判定回路
４４は、位相情報と振幅情報により受信シンボルがＱＰ
ＳＫと同位相のシンボルかどうかを判定し、その結果を
ホールド回路２４に供給する。シンボル推定回路３１で
は、位相情報と振幅情報より入力シンボルを推定し、そ
の結果をシンボル位相発生回路３２に出力する。
【００２０】シンボル判定回路１０２の出力は、位相誤
差検出回路１０３に入力されて再生キャリアの位相誤差
検出情報となる。即ち、位相誤差検出回路１０３は、シ
ンボル位相発生器３２と位相比較器３３とホールド回路
４５と、選択／全選択切替え制御回路４６及びセレクタ
４７により構成される。シンボル推定回路２３から出力
されたシンボル推定信号は、シンボル位相発生器３３に
入力され、そのシンボルの理想的なシンボル位相信号に
変換され、位相比較器２２で受信シンボルの受信シンボ
ル位相信号と位相比較される。この位相誤差は、２つに
分配され、一方はホールド回路４５にもう一方はセレク
タ４６の一方の入力端子に供給される。ホールド回路４
５では、入力された位相誤差信号を判定回路４４からの
制御信号に従ってホールドまたはスルーしてセレクタ４
６と選択／全選択切替え制御回路４７に供給する。
差検出回路１０３に入力されて再生キャリアの位相誤差
検出情報となる。即ち、位相誤差検出回路１０３は、シ
ンボル位相発生器３２と位相比較器３３とホールド回路
４５と、選択／全選択切替え制御回路４６及びセレクタ
４７により構成される。シンボル推定回路２３から出力
されたシンボル推定信号は、シンボル位相発生器３３に
入力され、そのシンボルの理想的なシンボル位相信号に
変換され、位相比較器２２で受信シンボルの受信シンボ
ル位相信号と位相比較される。この位相誤差は、２つに
分配され、一方はホールド回路４５にもう一方はセレク
タ４６の一方の入力端子に供給される。ホールド回路４
５では、入力された位相誤差信号を判定回路４４からの
制御信号に従ってホールドまたはスルーしてセレクタ４
６と選択／全選択切替え制御回路４７に供給する。
【００２１】ここで、ホールド回路４４は入力受信シン
ボルがＱＰＳＫと同位相のときスルーに、ＱＰＳＫと違
う位相のときホールドするように動作する。選択／全選
択切替え制御回路４７では、ホールド回路４５からの入
力信号、つまりＱＰＳＫと同位相のシンボルのときの位
相誤差信号の大きさを検出し、位相誤差信号が大きい時
はセレクタ４６を選択制御モード（ホールド回路４５の
出力を選択）に、位相誤差信号が小さい時はセレクタ４
６を全選択制御モード（位相比較器３３の出力を選択）
に切り換えるように制御信号を出力する。
ボルがＱＰＳＫと同位相のときスルーに、ＱＰＳＫと違
う位相のときホールドするように動作する。選択／全選
択切替え制御回路４７では、ホールド回路４５からの入
力信号、つまりＱＰＳＫと同位相のシンボルのときの位
相誤差信号の大きさを検出し、位相誤差信号が大きい時
はセレクタ４６を選択制御モード（ホールド回路４５の
出力を選択）に、位相誤差信号が小さい時はセレクタ４
６を全選択制御モード（位相比較器３３の出力を選択）
に切り換えるように制御信号を出力する。
【００２２】従って、セレクタ４６からは位相誤差信号
が大きい時はＱＰＳＫと同位相のシンボルの位相誤差信
号が用いられ、位相誤差信号のが小さい時は、すべての
シンボルの位相誤差信号がループフィルタ３４に出力さ
れ、搬送波再生制御が行われる。この実施例において
は、従来の選択制御型の搬送波再生回路に比べ、位相誤
差信号が小さい場合はすべてのシンボルの位相誤差信号
に応じて再生搬送波再生制御行うので、位相引き込み特
性や位相ジッタ特性を改善することができる。
が大きい時はＱＰＳＫと同位相のシンボルの位相誤差信
号が用いられ、位相誤差信号のが小さい時は、すべての
シンボルの位相誤差信号がループフィルタ３４に出力さ
れ、搬送波再生制御が行われる。この実施例において
は、従来の選択制御型の搬送波再生回路に比べ、位相誤
差信号が小さい場合はすべてのシンボルの位相誤差信号
に応じて再生搬送波再生制御行うので、位相引き込み特
性や位相ジッタ特性を改善することができる。
【００２３】なお上記した２つの実施例では、複素乗算
器を用いて再生キャリアのロックループ構成していた
が、複素乗算器を用いなくても、位相誤差信号で直交検
波器の局部発振器の発信周波数を制御することでも同様
な搬送波再生が可能である。
器を用いて再生キャリアのロックループ構成していた
が、複素乗算器を用いなくても、位相誤差信号で直交検
波器の局部発振器の発信周波数を制御することでも同様
な搬送波再生が可能である。
【００２４】
【発明の効果】以上説明したようにこの発明によれば、
受信シンボル推定のための基本軸を補正できるようにし
ているため、あるいはシンボルの位相誤差の大きさを監
視し、位相誤差が大きい場合にはＱＰＳＫシンボルと受
信シンボルとの位相誤差を用い、小さい場合にはすべて
の受信シンボルと理想的なシンボルとの位相誤差を用い
ることができ機能を有するので、多値の直交振幅変調波
の再生搬送波再生を行うに際して、すべての受信シンボ
ルに応じて搬送波再生制御を行えるようになり、位相引
き込み特性や位相ジッタ特性を改善することができる。
受信シンボル推定のための基本軸を補正できるようにし
ているため、あるいはシンボルの位相誤差の大きさを監
視し、位相誤差が大きい場合にはＱＰＳＫシンボルと受
信シンボルとの位相誤差を用い、小さい場合にはすべて
の受信シンボルと理想的なシンボルとの位相誤差を用い
ることができ機能を有するので、多値の直交振幅変調波
の再生搬送波再生を行うに際して、すべての受信シンボ
ルに応じて搬送波再生制御を行えるようになり、位相引
き込み特性や位相ジッタ特性を改善することができる。
【図１】この発明の一実施例を示す回路図。
【図２】この発明の他の実施例を示す回路図。
【図３】この発明の回路の動作を説明するために示した
シンボル説明図。
シンボル説明図。
【図４】従来の搬送波再生回路を示す図。
【図５】１６ＱＡＭ方式のシンボル配置説明図。
２２…直交検波部、２３、２４…Ａ／Ｄ変換器、２５、
２６…デジタル低域通過フィルタ、２７…複素乗算器、
２８…位相及び振幅検波器、３１…シンボル推定回路、
３２…シンボル位相発生器、３３…位相比較器、３４…
ループフィルタ、３５…数値制御発振器、３６…サイン
変換回路、３７…コサイン変換回路、４１、４５…ホー
ルド回路、４２…低域通過フィルタ、４３…スイッチ。
２６…デジタル低域通過フィルタ、２７…複素乗算器、
２８…位相及び振幅検波器、３１…シンボル推定回路、
３２…シンボル位相発生器、３３…位相比較器、３４…
ループフィルタ、３５…数値制御発振器、３６…サイン
変換回路、３７…コサイン変換回路、４１、４５…ホー
ルド回路、４２…低域通過フィルタ、４３…スイッチ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 小松 進 東京都港区新橋３丁目３番９号 東芝エ ー・ブイ・イー株式会社内
Claims (2)
- 【請求項１】 直交振幅変調波入力に対して、直交位相
関係を有する再生キャリアを乗算することにより直交検
波出力を得る検波手段と、 前記直交検波出力に位相及び振幅検波を施して位相情報
と振幅情報を得る位相及び振幅情報取得手段と、 前記位相及び振幅情報取得手段で得られた前記位相情報
と振幅情報とから前記変調波入力の全シンボルを推定す
るシンボル推定手段と、 前記シンボル推定手段が推定したシンボルの理想の位相
情報と実際の受信シンボルの前記位相情報との位相誤差
を検出する位相誤差検出手段と、 前記位相誤差により前記再生キャリアの発振周波数を制
御する手段と、 前記位相及び振幅情報取得手段で得られた前記位相情報
と振幅情報とから特定の位相のシンボルの到来を判定す
る判定手段と、 前記判定手段が前記特定位相のシンボルの到来を判定し
たときに前記位相誤差検出手段から得られる前記位相誤
差をホールドして、前記シンボル推定手段の判定基準と
なる基準軸の位相を修正する手段とを備えたことを特徴
とする直交振幅変調波の搬送波再生回路。 - 【請求項２】 直交振幅変調波入力に対して、直交位相
関係を有する再生キャリアを乗算することにより直交検
波出力を得る検波手段と、 前記直交検波出力に位相及び振幅検波を施して位相情報
と振幅情報を得る位相及び振幅情報取得手段と、 前記位相及び振幅情報取得手段で得られた前記位相情報
と振幅情報とから前記変調波入力の全シンボルを推定す
るシンボル推定手段と、 前記シンボル推定手段が推定したシンボルの理想の位相
情報と実際の受信シンボルの前記位相情報との位相誤差
を検出する位相誤差検出手段と、 前記位相及び振幅情報取得手段で得られた前記位相情報
と振幅情報とから特定の位相のシンボルの到来を判定す
る判定手段と、 前記判定手段が前記特定位相のシンボルの到来を判定し
たときに前記位相誤差検出手段から得られる前記位相誤
差をホールドするホールド手段と、 前記ホールド手段にホールドされている前記位相誤差が
所定値より大きい場合には、前記ホールド手段の出力位
相誤差を選択し、前記ホールド手段にホールドされてい
る前記位相誤差が前記所定値より小さい場合には前記位
相誤差検出手段からの位相誤差信号を直接選択導出する
選択手段と、 前記選択手段から出力された前記位相誤差により前記再
生キャリアの発振周波数を制御する手段と、 を具備したことを特徴とする直交振幅変調波の搬送波再
生回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4182413A JPH0630072A (ja) | 1992-07-09 | 1992-07-09 | 直交振幅変調波の搬送波再生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4182413A JPH0630072A (ja) | 1992-07-09 | 1992-07-09 | 直交振幅変調波の搬送波再生回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0630072A true JPH0630072A (ja) | 1994-02-04 |
Family
ID=16117859
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4182413A Pending JPH0630072A (ja) | 1992-07-09 | 1992-07-09 | 直交振幅変調波の搬送波再生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0630072A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5832040A (en) * | 1996-09-12 | 1998-11-03 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Phase detector |
| JP2015154137A (ja) * | 2014-02-12 | 2015-08-24 | パナソニック株式会社 | 位相回転補正方法及び位相回転補正装置 |
-
1992
- 1992-07-09 JP JP4182413A patent/JPH0630072A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5832040A (en) * | 1996-09-12 | 1998-11-03 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Phase detector |
| JP2015154137A (ja) * | 2014-02-12 | 2015-08-24 | パナソニック株式会社 | 位相回転補正方法及び位相回転補正装置 |
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