JPH0632023B2 - 音声分析装置 - Google Patents
音声分析装置Info
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- JPH0632023B2 JPH0632023B2 JP60291143A JP29114385A JPH0632023B2 JP H0632023 B2 JPH0632023 B2 JP H0632023B2 JP 60291143 A JP60291143 A JP 60291143A JP 29114385 A JP29114385 A JP 29114385A JP H0632023 B2 JPH0632023 B2 JP H0632023B2
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- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 claims 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 24
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 2
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 2
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 1
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は音声分析装置の構成に関し、特に音声認識装置
において、帯域フィルタ群によって音声スペクトル成分
を抽出する方式の音声分析装置に関する。
において、帯域フィルタ群によって音声スペクトル成分
を抽出する方式の音声分析装置に関する。
従来、音声認識装置等に用いる音声分析装置としては第
５図に示すような帯域フィルタ群によって音声スペクト
ル成分の時間変化を分析する方法が広く用いられてい
る。すなわち、入力された音声信号を利得可変増幅器１
によって適当な振幅に増幅し、次に６ｄＢ／Ｏｃｔの周
波数特性を持つ等化器２で高周波数成分を強調する。こ
れは音声信号の周波数スペクトルが一定でなく、高周波
数成分ほど減衰し、その傾きが−６ｄＢ／Ｏｃｔとなっ
ているからである。次に、分析する周波数帯域の分割数
Ｎに対応するＮ次の時分割多重スイッチトキャパシタで
構成される帯域フィルタ群３によって入力信号をＮチャ
ンネルの周波数成分に分解し、整流器４によって整流
し、周波数成分毎に置かれた低域フィルタ群５によって
直流化してアナログ・ディジタル変換器６によってディ
ジタル信号に変換する。帯域フィルタ群３は、例えば第
６図に示すように構成することができる。各スイッチは
第４図に示すようにオンオフする。すなわち一定のクロ
ックで相補的にオン、オフするスイッチφｏ、φｅとｉ
番目の帯域フィルタの選択時にスイッチφｉがオンする
ようなＮ個のスイッチφ１……，φｉ，……φＮと、こ
れらスイッチによって入力端子と演算増幅器Ａ１の入力
間、または演算増幅器Ａ１の出力と演算増幅器Ａ２の入
力間、または、演算増幅器Ａ１の入出力間、または、演
算増幅器Ａ２の入出力間に接続され、または接地される
コンデンサ群（Ｃａ１，Ｃａ２，……，ＣａＮ，
Ｃｂ１，Ｃｂ２，……，ＣｂＮ，Ｃｃ１，Ｃｃ２，…
…，ＣｃＮ，Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４）を備えたスイッ
チトキャパシタフィルタで、Ｎ次の時分割多重帯域フィ
ルタが構成される。低域フィルタ群５も同様に時分割多
重スイッチトキャパシタフィルタで構成される。これに
よって第４図に示す音声分析装置はモノリシックＩＣで
実現される。
５図に示すような帯域フィルタ群によって音声スペクト
ル成分の時間変化を分析する方法が広く用いられてい
る。すなわち、入力された音声信号を利得可変増幅器１
によって適当な振幅に増幅し、次に６ｄＢ／Ｏｃｔの周
波数特性を持つ等化器２で高周波数成分を強調する。こ
れは音声信号の周波数スペクトルが一定でなく、高周波
数成分ほど減衰し、その傾きが−６ｄＢ／Ｏｃｔとなっ
ているからである。次に、分析する周波数帯域の分割数
Ｎに対応するＮ次の時分割多重スイッチトキャパシタで
構成される帯域フィルタ群３によって入力信号をＮチャ
ンネルの周波数成分に分解し、整流器４によって整流
し、周波数成分毎に置かれた低域フィルタ群５によって
直流化してアナログ・ディジタル変換器６によってディ
ジタル信号に変換する。帯域フィルタ群３は、例えば第
６図に示すように構成することができる。各スイッチは
第４図に示すようにオンオフする。すなわち一定のクロ
ックで相補的にオン、オフするスイッチφｏ、φｅとｉ
番目の帯域フィルタの選択時にスイッチφｉがオンする
ようなＮ個のスイッチφ１……，φｉ，……φＮと、こ
れらスイッチによって入力端子と演算増幅器Ａ１の入力
間、または演算増幅器Ａ１の出力と演算増幅器Ａ２の入
力間、または、演算増幅器Ａ１の入出力間、または、演
算増幅器Ａ２の入出力間に接続され、または接地される
コンデンサ群（Ｃａ１，Ｃａ２，……，ＣａＮ，
Ｃｂ１，Ｃｂ２，……，ＣｂＮ，Ｃｃ１，Ｃｃ２，…
…，ＣｃＮ，Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４）を備えたスイッ
チトキャパシタフィルタで、Ｎ次の時分割多重帯域フィ
ルタが構成される。低域フィルタ群５も同様に時分割多
重スイッチトキャパシタフィルタで構成される。これに
よって第４図に示す音声分析装置はモノリシックＩＣで
実現される。
上述した従来の音声分析装置において、帯域フィルタ群
を構成する演算増幅器で生じる直流オフセット等により
フィルタ内部で発生する入力直流オフセットは、そのフ
ィルタ特性によって決まる係数倍されて出力直流オフセ
ットとして現れる。帯域フィルタ群は、互いに周波数特
性が異なるため入力直流オフセットに掛る係数の値が異
なり、出力直流オフセットが各域フィルタ毎に異なる。
したがって音声分析装置の出力端には、入力音声のスペ
クトル成分に各帯域フィルタで発生した直流オフセット
が重畳されて出力される。帯域フィルタ群がＮ個の帯域
フィルタによって構成される場合、各帯域フィルタの出
力と整流器の入力の間にコンデンサーを接続することに
より直流オフセットを消去することができるが、帯域フ
ィルタ群と同数のコンデンサが必要なため、モノリシッ
クＩＣ化する場合、チップ面積が極めて大きくなるとい
う欠点がある。特に、帯域フィルタ群をスイッチトキャ
パシタを用いた時分割多重方式によって実現する場合、
各フィルタ特性によって直流オフセットの大きさが異な
るため、コンデンサによって直流オフセットをしゃ断す
ることは不可能であるという欠点がある。
を構成する演算増幅器で生じる直流オフセット等により
フィルタ内部で発生する入力直流オフセットは、そのフ
ィルタ特性によって決まる係数倍されて出力直流オフセ
ットとして現れる。帯域フィルタ群は、互いに周波数特
性が異なるため入力直流オフセットに掛る係数の値が異
なり、出力直流オフセットが各域フィルタ毎に異なる。
したがって音声分析装置の出力端には、入力音声のスペ
クトル成分に各帯域フィルタで発生した直流オフセット
が重畳されて出力される。帯域フィルタ群がＮ個の帯域
フィルタによって構成される場合、各帯域フィルタの出
力と整流器の入力の間にコンデンサーを接続することに
より直流オフセットを消去することができるが、帯域フ
ィルタ群と同数のコンデンサが必要なため、モノリシッ
クＩＣ化する場合、チップ面積が極めて大きくなるとい
う欠点がある。特に、帯域フィルタ群をスイッチトキャ
パシタを用いた時分割多重方式によって実現する場合、
各フィルタ特性によって直流オフセットの大きさが異な
るため、コンデンサによって直流オフセットをしゃ断す
ることは不可能であるという欠点がある。
帯域フィルタ群によつて音声スペクトルを分析すること
を特徴とする音声認識装置においては音声分析装置から
出力される音声スペクトルパターンを基準となる複数の
音声スペクトルパターンと比較し、最も類似しているパ
ターンを入力した音声のパターンと等しいと判断する。
したがって音声分析装置から出力される音声スペクトル
に直流オフセットが含まれる場合、本来の音声スペクト
ルパターンに誤差を含むため、認識率が低下するという
欠点がある。
を特徴とする音声認識装置においては音声分析装置から
出力される音声スペクトルパターンを基準となる複数の
音声スペクトルパターンと比較し、最も類似しているパ
ターンを入力した音声のパターンと等しいと判断する。
したがって音声分析装置から出力される音声スペクトル
に直流オフセットが含まれる場合、本来の音声スペクト
ルパターンに誤差を含むため、認識率が低下するという
欠点がある。
本発明の音声分析装置は、音声入力信号を所望の振幅に
増幅する利得可変増幅器と前記利得可変増幅器の出力信
号の周波数特性を補正する等化器と前記等化器の出力信
号をＮ個の周波数帯域に分割する時分割多重方式の帯域
フィルタ群と、前記帯域フィルタ群の出力信号を整流す
る整流器と、前記整流器の出力信号を直流信号に変換す
る時分割多重方式の低域フィルタ群と、前記低域フィル
タ群の出力信号をディジタル信号に変換するアナログ・
ディジタル変換器によって構成される音声分析装置にお
いて、前記帯域フィルタ群と前記整流器との間に直流信
号をしゃ断する時分割多重方式の高域フィルタ群を接続
したことを特徴とする。
増幅する利得可変増幅器と前記利得可変増幅器の出力信
号の周波数特性を補正する等化器と前記等化器の出力信
号をＮ個の周波数帯域に分割する時分割多重方式の帯域
フィルタ群と、前記帯域フィルタ群の出力信号を整流す
る整流器と、前記整流器の出力信号を直流信号に変換す
る時分割多重方式の低域フィルタ群と、前記低域フィル
タ群の出力信号をディジタル信号に変換するアナログ・
ディジタル変換器によって構成される音声分析装置にお
いて、前記帯域フィルタ群と前記整流器との間に直流信
号をしゃ断する時分割多重方式の高域フィルタ群を接続
したことを特徴とする。
次に、本発明について図面を参照して説明する。第１図
は本発明の一実施例を示すブロック図である。音声信号
は利得可変増幅器１に入力され、最大振幅がダイナミッ
クレンジ内になるように調節される。次に等化器２によ
って＋６ｄＢ／Ｏｃｔの利得を持ち、時分割多重スイッ
チトキャパシタフィルタで構成される帯域フィルタ群３
でＮ個の周波数成分が分解される。帯域フィルタ群３の
出力は、高域フィルタ群７に入力し、帯域フィルタ群３
の各帯域で発生しした直流オフセットがしゃ断される。
高域フィルタ群７の出力は整流器４で整流され、時分割
多重スイッチトキャパシタフィルタで構成される低域フ
ィルタ群５で直流信号に変換された後、アナログ・ディ
ジタル変換器６でディジタル信号に変換される。
は本発明の一実施例を示すブロック図である。音声信号
は利得可変増幅器１に入力され、最大振幅がダイナミッ
クレンジ内になるように調節される。次に等化器２によ
って＋６ｄＢ／Ｏｃｔの利得を持ち、時分割多重スイッ
チトキャパシタフィルタで構成される帯域フィルタ群３
でＮ個の周波数成分が分解される。帯域フィルタ群３の
出力は、高域フィルタ群７に入力し、帯域フィルタ群３
の各帯域で発生しした直流オフセットがしゃ断される。
高域フィルタ群７の出力は整流器４で整流され、時分割
多重スイッチトキャパシタフィルタで構成される低域フ
ィルタ群５で直流信号に変換された後、アナログ・ディ
ジタル変換器６でディジタル信号に変換される。
高域フィルタ群７は時分割多重スイッチトキャパシタフ
ィルタで実現され、例えば第２図のように構成すること
ができる。各スイッチは第４図に示すようにオンオフす
る。すなわち、一定のクロックで相補的にオン、オフす
るスイッチφｏ，φｅとｉ番目の高域フィルタの選択時
にスイッチφｉがオンするようなＮ個のスイッチφ１，
……，φｉ，……，φＮとこれらのスイッチによつて入
力端子と演算増幅器Ａの入力間、または演算増幅器Ａの
入出力間に接続され、または接地されるコンデンサ群Ｃ
ａ１，Ｃａ２，……，ＣａＮ，Ｃｂ１，Ｃｂ２，……，
ＣｂＮ，Ｃ１）を備えたスイッチトキャパシタフィルタ
でＮ次の時分割多重高域フィルタが構成される。各高域
フィルタの周波数特性を等しくするためコンデンサＣ
ａ１，Ｃａ２，……，ＣａＮは各々等しく、またコンデ
ンサＣｂ１，Ｃｂ２，……，ＣｂＮも各々等しい。スイ
ッチφ１，φ２，……，φＮの各々がオンオフする周期
をＴとすれば、入力電圧Ｖ１Ｎと出力電圧ＶＯＵＴ間の
伝達関数Ｈ（ｚ）は、 となる。ここでｉ＝１，２，……，Ｎ，ｚ＝ｅｘｐ（ｊ
ωＴ）でありωは入力信号の角周波数である。各高域
フィルタの通過帯域における損失を０ｄＢとすれば、し
ゃ断周波数ｆｃは となる。高域フィルタ群７のしゃ断周波数ｆｃは帯域フ
ィルタ群３の出力信号の損失を伴わなくするため、帯域
フィルタ群３の中心周波数の最小値よりも小さくなる必
要がある。しゃ断周波数ｆｃは積分容量Ｃａｉとサンプ
リンゲ容量Ｃ１の比に反比例するため、しゃ断周波数ｆ
ｃが小さいとき、積分容量Ｃａｉとサンプリング容量Ｃ
１の比が大きくなる。サンプリング容量Ｃ１の大きさは
容量の比精度で決まるため、積分容量Ｃａｉの値が大き
くなる。積分容量Ｃａｉの総数は２Ｎ個であるから容量
の占める面積が大きくなり、チップ面積が増大する。第
３図は、上記の欠点を含まない高域フィルタ群である。
すなわち、第２図の高域フィルタ群においてスイッチφ
０と演算増幅器Ａの出力端子間に演算増幅器Ａの出力電
圧ＶＯＵＴを分圧する抵抗ｒ１，ｒ２を接続する。この
とき、入力電圧ＶＩＮと出力電圧ＶＯＵＴ間の伝達関数
Ｈ（ｚ）は、 となる。しゃ断周波数ｆｃは、 となる。したがってしゃ断周波数ｆｃは抵抗ｒ１＋ｒ２
と抵抗ｒ１の比に反比例するため、抵抗ｒ１＋ｒ２と抵
抗ｒ１の比を大きくすることによって、積分容量の小さ
な、モノリシックＩＣに好適な高域フィルタ群を構成す
ることができる。
ィルタで実現され、例えば第２図のように構成すること
ができる。各スイッチは第４図に示すようにオンオフす
る。すなわち、一定のクロックで相補的にオン、オフす
るスイッチφｏ，φｅとｉ番目の高域フィルタの選択時
にスイッチφｉがオンするようなＮ個のスイッチφ１，
……，φｉ，……，φＮとこれらのスイッチによつて入
力端子と演算増幅器Ａの入力間、または演算増幅器Ａの
入出力間に接続され、または接地されるコンデンサ群Ｃ
ａ１，Ｃａ２，……，ＣａＮ，Ｃｂ１，Ｃｂ２，……，
ＣｂＮ，Ｃ１）を備えたスイッチトキャパシタフィルタ
でＮ次の時分割多重高域フィルタが構成される。各高域
フィルタの周波数特性を等しくするためコンデンサＣ
ａ１，Ｃａ２，……，ＣａＮは各々等しく、またコンデ
ンサＣｂ１，Ｃｂ２，……，ＣｂＮも各々等しい。スイ
ッチφ１，φ２，……，φＮの各々がオンオフする周期
をＴとすれば、入力電圧Ｖ１Ｎと出力電圧ＶＯＵＴ間の
伝達関数Ｈ（ｚ）は、 となる。ここでｉ＝１，２，……，Ｎ，ｚ＝ｅｘｐ（ｊ
ωＴ）でありωは入力信号の角周波数である。各高域
フィルタの通過帯域における損失を０ｄＢとすれば、し
ゃ断周波数ｆｃは となる。高域フィルタ群７のしゃ断周波数ｆｃは帯域フ
ィルタ群３の出力信号の損失を伴わなくするため、帯域
フィルタ群３の中心周波数の最小値よりも小さくなる必
要がある。しゃ断周波数ｆｃは積分容量Ｃａｉとサンプ
リンゲ容量Ｃ１の比に反比例するため、しゃ断周波数ｆ
ｃが小さいとき、積分容量Ｃａｉとサンプリング容量Ｃ
１の比が大きくなる。サンプリング容量Ｃ１の大きさは
容量の比精度で決まるため、積分容量Ｃａｉの値が大き
くなる。積分容量Ｃａｉの総数は２Ｎ個であるから容量
の占める面積が大きくなり、チップ面積が増大する。第
３図は、上記の欠点を含まない高域フィルタ群である。
すなわち、第２図の高域フィルタ群においてスイッチφ
０と演算増幅器Ａの出力端子間に演算増幅器Ａの出力電
圧ＶＯＵＴを分圧する抵抗ｒ１，ｒ２を接続する。この
とき、入力電圧ＶＩＮと出力電圧ＶＯＵＴ間の伝達関数
Ｈ（ｚ）は、 となる。しゃ断周波数ｆｃは、 となる。したがってしゃ断周波数ｆｃは抵抗ｒ１＋ｒ２
と抵抗ｒ１の比に反比例するため、抵抗ｒ１＋ｒ２と抵
抗ｒ１の比を大きくすることによって、積分容量の小さ
な、モノリシックＩＣに好適な高域フィルタ群を構成す
ることができる。
以上説明したように本発明は、帯域フィルタ群を用いた
音声分析装置において、帯域フィルタ群の出力と整流器
の間に直流オフセットをしゃ断する高域フィルタ群を接
続し、各フィルタ群を時分割多重スイッチトキャパシタ
フィルタによって構成することによって帯域フィルタ群
で発生し各帯域フィルタで大きさの異なる直流オフセッ
トをしゃ断し、より高精度且つモノリシックＩＣに好適
な音声認識装置を実現する効果がある。
音声分析装置において、帯域フィルタ群の出力と整流器
の間に直流オフセットをしゃ断する高域フィルタ群を接
続し、各フィルタ群を時分割多重スイッチトキャパシタ
フィルタによって構成することによって帯域フィルタ群
で発生し各帯域フィルタで大きさの異なる直流オフセッ
トをしゃ断し、より高精度且つモノリシックＩＣに好適
な音声認識装置を実現する効果がある。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
第１図の高域フィルタ群７の一例を示す第１の回路図、
第３図は第１図の高域フィルタ群７の一例を示す第２の
回路図、第４図は第２図、第３図および第６図のスイッ
チの動作を示すタイムチャート、第５図は従来の音声分
析装置を示すブロック図、第６図は第５図の帯域フィル
タ群の一例を示す回路図。 １……利得可変増幅器、２……等化器、３……帯域フィ
ルタ群、４……整流器、５……低域フィルタ群、６……
アナログ・ディジタル変換器、７……帯域フィルタ群 （φ１，φ２，……，φＮ）……時分割多重用スイッチ φｏ，φｅ……スイッチトキャパシタ用スイッチ （Ｃａ１，Ｃａ２，……，ＣａＮ，Ｃｂ１，Ｃｂ２，…
…，ＣｂＮ，Ｃｃ１，Ｃｃ２，……，ＣｃＮ，Ｃ１，Ｃ
２，Ｃ３，Ｃ４）……コンデンサー Ａ，Ａ１，Ａ２……演算増幅器 ｒ１，ｒ２……抵抗
第１図の高域フィルタ群７の一例を示す第１の回路図、
第３図は第１図の高域フィルタ群７の一例を示す第２の
回路図、第４図は第２図、第３図および第６図のスイッ
チの動作を示すタイムチャート、第５図は従来の音声分
析装置を示すブロック図、第６図は第５図の帯域フィル
タ群の一例を示す回路図。 １……利得可変増幅器、２……等化器、３……帯域フィ
ルタ群、４……整流器、５……低域フィルタ群、６……
アナログ・ディジタル変換器、７……帯域フィルタ群 （φ１，φ２，……，φＮ）……時分割多重用スイッチ φｏ，φｅ……スイッチトキャパシタ用スイッチ （Ｃａ１，Ｃａ２，……，ＣａＮ，Ｃｂ１，Ｃｂ２，…
…，ＣｂＮ，Ｃｃ１，Ｃｃ２，……，ＣｃＮ，Ｃ１，Ｃ
２，Ｃ３，Ｃ４）……コンデンサー Ａ，Ａ１，Ａ２……演算増幅器 ｒ１，ｒ２……抵抗
Claims (1)
- 【請求項１】音声入力信号を所望の振幅に増幅する利得
可変増幅器と、前記利得可変増幅器の出力信号の周波数
特性を補正する等化器と、前記等化器の出力信号をＮチ
ャンネルの周波数帯域に分割する時分割多重方式の帯域
フィルタ群と、前記帯域フィルタ群の出力信号を整流す
る整流器と、前記整流器の出力信号を直流信号に変換す
る時分割多重方式の低域フィルタ群と、前記低域フィル
タ群の出力信号をディジタル信号に変換するアナログ・
ディジタル変換器によって構成される音声分析装置にお
いて、前記帯域フィルタ群と、前記整流器との間に直流
信号をしゃ断する時分割多重方式の高域フィルタ群を接
続したことを特徴とする音声分析装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60291143A JPH0632023B2 (ja) | 1985-12-23 | 1985-12-23 | 音声分析装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60291143A JPH0632023B2 (ja) | 1985-12-23 | 1985-12-23 | 音声分析装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62149000A JPS62149000A (ja) | 1987-07-02 |
| JPH0632023B2 true JPH0632023B2 (ja) | 1994-04-27 |
Family
ID=17764993
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60291143A Expired - Lifetime JPH0632023B2 (ja) | 1985-12-23 | 1985-12-23 | 音声分析装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0632023B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02273799A (ja) * | 1989-04-14 | 1990-11-08 | Sekisui Chem Co Ltd | 話者認識方式 |
| JPH02304500A (ja) * | 1989-05-18 | 1990-12-18 | Sekisui Chem Co Ltd | 単語認識方式 |
| JPH03111899A (ja) * | 1989-09-26 | 1991-05-13 | Sekisui Chem Co Ltd | 音声錠装置 |
| JP2543603B2 (ja) * | 1989-11-16 | 1996-10-16 | 積水化学工業株式会社 | 単語認識システム |
| US8103504B2 (en) * | 2006-08-28 | 2012-01-24 | Victor Company Of Japan, Limited | Electronic appliance and voice signal processing method for use in the same |
-
1985
- 1985-12-23 JP JP60291143A patent/JPH0632023B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62149000A (ja) | 1987-07-02 |
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