JPH0632033B2

JPH0632033B2 - 音声符号化方法

Info

Publication number: JPH0632033B2
Application number: JP59091252A
Authority: JP
Inventors: 茂小野
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1984-05-08
Filing date: 1984-05-08
Publication date: 1994-04-27
Anticipated expiration: 2009-04-27
Also published as: JPS60235200A

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は音声信号の低ビットレイト波形符号化方式、特
に伝送情報量を10kビット／秒以下となるような符号化
方式に関する。

（従来技術）音声信号を10kビット／秒程度以下の伝送情報量で符号
化するための効果的な方法として、音声信号の駆動音源
信号系列をそれを用いて再生した信号と入力信号との誤
差最小を条件として短時間毎に探索する方法が知られて
いる。米国ベル電話研究所のビー・エス・アタール(B.
S.ATAL)氏らによる、駆動音源信号系列を複数個のパル
スで表わし、その振幅と位相を短時間毎に符号器側でア
ナシリスバイシンセシス法(Analysis-by-Synthesi
s；A-b-S法)により求める方式は有効である。これに対
する説明は1982年度のアイ・シー・エー・エス・ピー
（ICASSP）の予稿集614〜617貢、「アニューモデル
オブエルピーシーイクサイテイションフォー
プロデュースィングナチュラルサウンディングス
ピーチアットロービットレイツ（A new model
of LPC excitation for producing natural sounding s
peech at low bit rates）」（文献１）に掲載されてい
るので、ここでは詳細な説明は省く。文献１の従来方式
はパルス系列を求める手段としてＡ−ｂ−Ｓ法を用いて
いるため、演算量が非常に多いという欠点がある。それ
に対し特許出願番号昭57−231603号明細書「音声符号化
方式」（文献２）においては、上記パルス系列を求める
ために演算量を大幅に縮少する方式が提案されている。
これらの方式により、伝送レイトを10kビット／秒以下
とした領域で良好な再生音質が得られると報告されてい
る。

ここで前記文献２の従来方式を簡単に説明する。１フレ
ーム内Ｋ個のパルス系列からなる駆動音源系列を次のよ
うに表わす。

ここでδ(・)はクロネッカー（KRONECKER）のδである。
Ｎはフレーム長、g_kは位置l_kに立つパルスの振幅を表わ
す。d(n)を合成フィルタに入力して得られる再生信号は、合成フィルタの予測係数をα_ｉ（ｉ＝１，…，Ｍ，
Ｍは合成フィルタの次数）とすると、次のように書け
る。

入力音声信号x(n)と再出信号との１フレーム内の重み付き二乗誤差Ｊはとなる。ここで＊はたたみ込み積分の記号でありw(n)は
重み関数を表わす。重み関数は入力音声信号と再生信号
との聴覚上での誤差を最も小さくするために導入され
る。聴覚のマスキング効果によれば、音声エネルギーの
大きい帯域では雑音は抑圧される。重み関数は、誤差に
このような聴覚の特性を考慮した重み付けを行うもので
ある。重み関数としては、そのＺ変換W(Z)を合成フィル
タの予測パラメータα_ｉと０≦ｒ≦１を満足する実定数
ｒより、と表わされるものが提案されている（文献１）。さらにのＺ変換をそれぞれとすると(3)式は次のように表わされる。

また、(2)式の関係からは次のようになる。

ここで H(Z)は合成フィルタのＺ変換、D(Z)は駆動音源のＺ変換
である。(5)を(4)に代入するとＪ＝|X(Z)W(Z)-H(Z)W(Z)D(Z)|² −(66) である。

従って、X(Z)W(Z)とH(Z)W(Z)の逆Ｚ変換の信号をそれぞ
れx_w(n)＝x(n)＊w(n)とh_w(n)＝h(n)＊w(n)と記すと、
(6)は次のようになる。

(7)式を最小にするような音源パルス系列の振幅g_k，位
置l_kを求めるのに、(7)式をg_kで偏微分して０とおいた
式、つまりの関係を利用する。

ここで、_xh(・)はx_w(n)とh_w(n)から計算した相互相関
関数列を、_hh(・)はh_w(n)の自己相関々数列をそれぞれ
表わし、次のように表わされる。尚_hh(・)は共分散関
数とも呼ばれる。

従来方式は、(8)のg_kをl_kだけの関数とみることによ
り、ｋ番目のパルスの振幅と位置を決めるものである。
つまり、(8)の｜g_k｜を最大にするl_kをｋ番目のパルス
の位置とし、そのときのg_kをｋ番目のパルスの振幅とす
るものである。この方式はg_kが正確にl_kだけの関数であ
れば、(7)式を最も小さくする音源パルス系列が計算さ
れるが、実際の音声信号はその限りでなく、一般にg
_kは、l₁,l₂,…,l_Kなどの関数である。

第１図は、前記文献２の音声符号化方式を説明するため
のブロック図である。第２図は、音源パルス系列計算回
路140で文献２の従来方式に従い行われる音源パルス系
列の振幅g_k，位置l_kを求める処理手順を表わす流れ図で
ある。以後第１図に示す音声符号化方式の実施例の構成
要素と第２図に示す文献２従来方式による音源パルス系
列探索アルゴリズムについて詳述する。第１図において
各構成要素は１フレーム毎に処理を行う。100は符号器
入力端子を示し、Ａ／Ｄ変換された音声信号系列x(n)が
入力される。110はバッファメモリ回路で、音声信号系
列を１フレーム分蓄積する。Ｋパラメータ計算回路180
は、バッファメモリ回路110に蓄積された音声信号x(n)
を入力し、あらかじめ定められた数だけＫパラメータK_i
（１≦ｉ≦Ｍ）を計算する。この値はＫパラメータ符号
化回路190に出力される。Ｋパラメータ符号化回路190
は、例えばあらかじめ定められた量子化ビット数に基づ
いてK_iを符号化し、その符号I_kiをマルチプレクサ160へ
出力する。またＫパラメータ符号化回路190は、I_kiを復
号化し、復号値K′_i（１≦ｉ≦Ｍ）をインパルス応答計
算回路120と重み付け回路200へ出力する。重み付け回路
200は、入力音声信号x(n)とＫパラメータ復号値K′_iを
入力し、合成フィルタの周波数特性に依存した重み関数
w(n)を用い、前述のx_w(n)を計算し、得られたx_w(n)を相
互相関々数計算回路135へ出力する。インパルス応答計
算回路120は、K′_iを入力し、前述のh_w(n)（インパルス
応答と前述の重み関数のたたみ込み積分）を定められた
サンプル数だけ計算し、求まったh_w(n)を共分散関数計
算回路130と相互相関関数計算回路135とへ出力する。共
分散関数計算回路130は、あらかじめ定められたサンプ
ル数のh_w(n)を入力し、前述の(10)式に従って_hh(l_i,l
_j)（０≦ｌ_ｉ，ｌ_ｊ≦Ｎ−１）を計算し、これを音源パ
ルス系列計算回路140へ出力する。相互相関関数計算回
路135は、入力されたx_w(n)とh_w(n)との相互相関関数列
を計算し音源パルス系列計算回路140へ出力する。次に
音源パルス系列計算回路の説明をする。音源パルス系列
計算回路140は、相互相関々数計算回路135から_xh(l_k)
（０≦ｌ_ｋ≦Ｎ−１）を、共分散関数計算回路130から
_hh(l_i,l_j)（０≦ｌ_ｉ，ｌ_ｊ≦Ｎ−１）をそれぞれ入
力し、前述のパルス計算アルゴリズム(8)式を用いて音
源パルス系列の振幅ｇ_ｋ及び位置l_kを計算する。第２図
は、文献２の従来方式における音源パルス系列計算回路
140で行なわれる処理手順を表わす流れ図である。１つ
目のパルスは(8)式において、Ｋ＝１とおき振幅g₁を位
置l₁の関数、g₁＝_xh(l₁)／_hh(l₁,l₁)として表わ
す。次に、|g₁|を最大にするl₁を選び、その際のl₁,g₁
を１番目のパルス位置及び振幅とする。２番目のパルス
は、(8)式においてＫ＝２とおき、|g₂|を最大にすl₂を
選び、その際のl₂,g₂を２番目のパルスの位置及び振幅
とする。３番目以後のパルスも同様にして計算し、あら
かじめ定まったパルス数に達するまで続ける。第２図に
おいて、１はパルスの個数を計算する計算カウンターを
１に初期化する。２は比較であり、パルスの個数があら
かじめ定められた個数より大きいか小さいかを判断し、
定められた個数より大きければ、パルス系列計算の処理
を終える。３は(8)式の計算を行うもので、(8)式におい
て、l₁,…,l_k-1及びg₁,…,g_k-1を既知とし、|g_k|を最大
にするl_kを求め、そのときのg_k,l_kをｋ番目のパルスの
振幅と位置として出力する。４は加算で、パルスの個数
を計算する計算カウンターの内容を１つふやす。以上で
音源パルス系列計算回路140の説明を終える。

第１図に戻って、符号化回路150は、音源パルス系列計
算回路140の出力であるパルス系列の振幅g_k及び位置l_k
を入力し、それらを符号化する。振幅g_kや位置l_kの符号
化については従来よく知られている方法を用いることが
できる。振幅g_kについては、例えば１フレーム内のパル
ス系列の振幅の最大値を正規化係数として、この値で各
パルスの振幅を正規化し、その後量子化、符号化する方
法が考えられる。位置l_kについては、例えばファクシミ
リ信号符号化の分野でよく知られているランレングス符
号化を用いることが考えられる。これは符号“０”の続
く長さをあらかじめ定められた符号系列を用いて表わす
ものである。マルチプレクサ160は、Ｋパラメータ符号
化回路190の出力符号と符号化回路150の出力符号を入力
し、これらを組み合わせて、送信側出力端子170から通
信路へ出力する。

（従来技術の問題点）以上、文献２従来方式において提案された駆動音源パル
ス系列探索法について述べた。文献２従来方式は、音源
パルス系列の振幅と位置とを求めるアルゴリズムにおい
て、パルス振幅はそのパルスが立つ位置だけの関数とい
う仮定をおいている。しかし、実際の音声信号に対して
は前述の仮定は成り立たず、文献２従来方式において音
源パルス系列を求めるために使用した前記(8)式にあるg
_kは一般にl₁,…,l_kなどの関数となる。したがって、文
献２従来方式により決定された音源パルス系列は、前記
(7)式のＪを真に小くするものではなく、更に適した音
源パルス系列が存在する。駆動音源信号系列を複数のパ
ルスで表わす方式において、伝送レイトが10kビット／
秒以下の領域で更に良い音声品質を得るためには、より
適した音源パルス系列の振幅と位置とを求める必要があ
る。

（発明の目的）本発明の目的は、以上述べた音源パルス系列を探索する
方法を改良し比較的少ない演算量で高品質な再生音声を
与える音声符号化方式を提供することにある。

（発明の構成）本発明によれば、離散的音声信号系列を入力し、前記音
声信号系列を短時間毎に分割した短時間音声信号系列を
求め、前記短時間音声信号系列からスペクトル包絡を表
すパラメータを抽出して符号化し、前記スペクトル包絡
に対応するインパルス応答系列の自己相関関数列を計算
し、前記スペクトル包絡に対応するインパルス応答系列
と前記短時間音声信号系列との相互相関関数列を計算
し、前記自己相関関数列と前記相互相関関数列とを用い
て前記短時間音声信号系列の駆動音源信号系列として適
した音源パルス系列の振幅と位置を逐次的に求める際
に、新たに定める音源パルスの振幅と過去に求めた音源
パルスのうち前記新たに定める音源パルスの近傍の音源
パルス系列の振幅とを調整しながら新たに定める音源パ
ルスの位置を求め、前記駆動音源パルス系列を符号化
し、前記スペクトル包絡を表すパラメータの符号と前記
駆動音源信号系列を表す符号とを組み合わせることによ
り前記離散的音声信号系列を符号化することを特徴とす
る音声符号化方法が得られる。

また本発明によれば、離散的音声信号系列を入力し、前
記音声信号系列を短時間毎に分割した短時間音声信号系
列を求め、前記短時間音声信号系列からスペクトル包絡
を表すパラメータを抽出して符号化し、前記スペクトル
包絡にあらかじめ定められた補正を加えたスペクトルを
もつインパルス応答系列の自己相関関数列を計算し、前
記短時間音声信号系列と前記あらかじめ定められた補正
を加えたスペクトルをもつインパルス応答系列との相互
相関関数列を計算し、前記自己相関関数列と前記短時間
音声信号系列とを用いて前記短時間音声信号系列の駆動
音源信号として適した音源パルスの位置と振幅を逐次的
に求める際に、新たに定める音源パルスの振幅と、過去
に求めた音源パルスのうち、前記新たに定める音源パル
スの近傍の音源パルス系列の振幅とを調整しながら、新
たに定める音源パルスの位置を求め、前記駆動音源パル
ス系列を符号化し、前記スペクトル包絡を表すパラメー
タの符号と前記駆動音源信号系列を表す符号とを組み合
わせて音声を符号化することを特徴とする音声符号化方
法が得られる。

（発明の原理）本発明による音声符号化方式は、上記音源パルス系列を
求めるアルゴリズムに特徴がある。以後、前記(7)式が
与えられたとき(7)式のＪを最小にする音源パルス系列
の振幅g_k，ｋ＝１，…，Ｋと位置l_k，ｋ＝１，…，Ｋを
求める本発明のアルゴリズムについて説明する。

Ｋ個のパルスが加わったときの二乗誤差は次のようにな
る。

文献２従来方式はパルス系列を１個ずつ計算する際に、
g₁，…，g_K-1とl₁，…，l_K-1とが確定したものとし、(1
1)式をｌ_Ｋだけの関数とみて|g_k|が最大となるように逐
次的にg_Kとl_Kとを求めるものである。本発明でも逐次的
な方法をとるが、音源パルス系列を計算する際に、l₁，
…，l_k-1が確定したものとし、ｌ_ｋの近傍にある{l_k}に
立つ{g_k}とg_Kとを調整しながらl_Kを変化させ(11)式を最
も小さくする位置l_Kと振幅g_Kおよび前記近傍にある{g_k}
とを求めるものである。すなわち、(11)式をl_kとその近
傍にある{l_k}に立つパルスだけの関数と見てl_kを定める
ものである。このような構成がとれる理由は、インパル
ス応答h(n)がｎに関し指数関数的に減衰するという性質
にある。参考として第４図にh_w(n)とＫ＝８としたとき
のの例を示す。ある程度離れたh_w(n-l_i)とh_w(n-l_j)とを互
いに無相関であると考えると、(11)式はh_w(n-l_k)と無相
関な項と相関をもつ項との分解でき、次のようになる。

上式において、第一項はh_w(n-l_k)と無相関なインパルス
応答系列によるものであり、l_kを求める問題においては
定数と考えられる項である。第二項と第三項はh_w(n-l_k)
と相関をもつインパルス応答系列による項である。(12)
式における(g₁，…，g_k-1)と（l₁，…，l_k-1）とは(11)
式のそれらと直接対応していない。また、ｓはh_w(n-l_k)
と相関をもっと考えるインパルス応答系列の個数を意味
している。したがって、(12)式により、ｋ個のパルス間
の最小化問題であった(11)式が、Ｓ＋１（＜ｋ）個のパ
ルス間の最小化問題に変形されたことになった。このよ
うに考慮すべきパラメータ数を減少させる構成は、実用
上極めて重要である。以下、本発明を詳細に説明してい
く。

今、位置（l₁，…，l_k-1）及び振幅（g₁，…，g_k-1）が
確定しているｋ−１個のパルス系列に１個のパルスを加
えたときの二乗誤差をＪ_ｋとおき次式で定義する。

本発明において上記J_kは、新たに定めるパルス位置l_kと
l_kの近傍に位置するパルスの振幅{g_k}との関数である。
即ち、(13)式は次のように書くことができる。

ここで、{g_k}_nearはl_kの近傍にあるパルスの振幅を表し
ている。本発明では(14)式のJ_k(l_k；{g_k}_near）の最小
値を基準に音源パルス系列を逐次定めていく。

１番目のパルスは、(14)式においてｋ＝１とした式を最小にするl₁とg₁とから定める。第５図はl₁を与えた
ときg₁を変化させることによって得られる。J₁(l₁；g₁)
の最小値をl₁の関数として描いたものである。この図の
場合、求める位置はl₁＝l_optであり、g₁はJ_1minを与え
るものである。２番目のパルスは(14)式においてｋ＝２
とした式J₂(l₂；{g₂}_near)の最小化を基準に定める。こ
のとき{g₂}_nearは、T_thをあらかじめ定められた閾値と
すると、｜l₁−l₂｜T_thの領域域で(g₁,g₂)を、それ以
外の領域で(g₂)を意味する。

第６図(a)に、｜l₁-l₂｜T_thの領域ではg₁とg₂とを変
化させることによって、｜l₁−l₂｜T_thの領域ではg₁
とg₂とを変化させることによって、｜l₁−l₂｜＞T_thの
領域ではg₂だけを変化させることによって得られるJ₂(l
₂；{g₂}_nearの最小値をｌ_２の関数として描いたものを
示す。。この図の場合、求める位置はl₂＝l_optとなる。
第６図(b)は１番目に定まった音源パルス系列を表して
いる。(g₁,g₂)はもし｜l_opt−l₁｜T_thであればJ_2min
を与えるものある。もし｜l_opt−l₁｜＞T_thであれば、g
₂はJ_2minを与えるものであるが、g₁はｋ＝１で定まった
値を保持する。

ｋ＝３以上の場合も同様で、(14)式におけるJ_k(l_k；
{g_k}_near)を計算する際の{g_k}_nearは、｜l_k-l_j｜
T_th，ｊ＝１，…，ｋ−１を満たすl_jに立つパルスの振
幅g_jと新たに定めるパルスの振幅g_kを意味する。第７図
(a)にl_kを与えたとき{g_k}_nearを変化させることによっ
て得られたJ_k（l_k；{g_k}_near）の最小値をl_kの関数とし
て描いたものである。この図の場合、求める位置l_kはl
_optであり、{g_k}_nearの値はJ_kminを与えるものとなる。
但し、｜l_opt−l_j｜＞T_thなるl_jに立つパルスの振幅は
変形しない。第７図(b)はｋ−１の段階までに定った音
源パルス系列を示している。l_kが与えられたときJ
_k(l_k；{g_k}_near)を最小にする{g_k}_nearは(14)式の両辺
を{g_k}_nearの各要素で偏微分して０とおいた式から定ま
る。すなわちここで、ｓは{g_k}_nearを構成する要素の数である。ま
た、（l_k-s，…，l_k-1）および（g_k-s，…，g_k-1）は、
l_kの近傍にあると判定されたパルスの位置と振幅とを、
（l₁，…，l_k-s-1）および（g₁，…，g_k-s-1）はそれ以
外のパルスの位置と振幅とを表しており、(14)式にある
{l_i}と{g_i}とは直接対応しない。また(16)式が満足され
るとき、J_k(l_k；{g_k}_near)は次式で表される。

尚、以上の本発明の説明においては{g_k}_nearをパルス間
の距離に閾値を設けることにより決定していたが、{g_k}
_nearをそれを構成するパルス数に閾値を設けることによ
っても定めることができる。すなわち、パルスを逐次求
めていく過程で、新たに定めるべきパルスの位置l_kに最
も近いＳ個のパルスで{g_k}_near構成していく方法であ
る。

以上で本発明のアルゴリズムに関する説明を終える。

（実施例）本発明は音源パルス系列を求めるアルゴリズムに特徴が
ある。そこで、ここでは本発明による音源パルス系列計
算回路140で実現される実施例について説明する。

第３図は、第１の実施例を示す流れ図である。５は初期
値設定である。前記(16)式でｋ＝１，ｓ＝０とおいた式
g₁＝φ_sh(l₁)／_hh(l₁,l₂)を前記(17)式でｋ＝１，ｓ
＝０とおいた式に代入したとき、Ｊを最小にする、つまりφ▲² _sh▼(l₁
/_hh(l₁,l₁)を最大にするl₁とg₁とを計算する。６は加
算でパルス数を一つふやす。７は比較で、計算されるパ
ルス数があらかじめ定められた数より大きいか小さいか
を判断し、定められた数に達したらパルスを求める処理
をやめる。８はこれらから定めようとする位置l_kの初期
化で、l_k＝０とする。９は比較で、定めようとするl_kが
Ｎ−１より大きいか小さいかを判断し、Ｎ−１より大き
くなったら13へ処理をうつす。10は、l_kと過去に定まっ
たl₁，…，l_k-1のうちl_kとの距離があらかじめ定められ
た値より小さいものに立つｓ個のパルスの振幅を(16)式
を用いて計算するものである。ただし、l₁，…，l_k-1の
うちl_kとの距離があらかじめ定められた値より大きい位
置に対応するパルスの振幅の値は変化しない。11は、位
置l₁，…，l_kと10で計算された振幅g₁，…，g_kとを(14)
式に代入し、このときのＪを計算する。12は加算でl_k＝
l_k＋１を計算する。13は11で計算された、l_k＝０からl_k
＝Ｎ−１それぞれに対応するＪのうち、最も小さいＪを
与えるl_kとg₁，…，g_kとを求めるものである。

前記実施例の説明においては、新たにパルス位置l_kを求
める際、振幅を調整するｓ個のパルスをパルス間の距離
に閾値を設けることにより決定していた。しかし、振幅
を調整するパルス数をあらかじめ定めておき、l_kとそれ
に最も近いs₀個のパルス振幅を調整しながらl_kを求める
構成もとれる。このときは、第３図の10.における処理
が異なる。また、前記(16)式に示した連立方程式は、行
列表現をすると、とかける。行列Ｈは正値対称行列であり、次のようにチ
ョレスキー分解できる。

ここで、は対角行列、Ｖは下三角行列である。(19)式をさらにとおくと一方、位置を決定する際に用いる(17)式の最小化はの最大化に等しい。(16)式が成立するとき(22)式はとなり、(21)式の結果を(23)式に代入すると、位置を定
めるための評価は、とパルス振幅を介さず表わせることになる。尚、チョレ
スキー分解において、は一次の漸化式で求められる。

前述の本発明の音源パルス系列の計算はフレーム単位で
行なったが、フレームをいくつかのサブフレームに分割
しそのサブフレーム毎にパルス系列を計算するような構
成にしてもよい。この構成によれば、フレーム分割数を
ｍとすると、パルスを探索する区間が第３図に示した構
成に比べ１／ｍとなり、パルス位置探索に要する演算量
を大略１／ｍ倍にできる。また、パルス振幅を決定する
ための演算は高速演算を用いても扱うパルス数の３乗の
オーダーに依存する。したがって、フレーム分割して、
サブフレーム当りのパルス数を減らす効果は大きい。

また、以上説明した構成例においてはフレーム長を一定
にしたが、これは可変にしてもよい。可変にした方が特
性は向上する。また、短時間音声信号系列のスペクトル
包絡を表わすパラメータとしてはＫパラメータを用いた
が、これはよく知られている他のパラメータ（例えばＬ
ＳＰパラメータ等）を用いてもよい。更に、前述の重み
関数w(n)はなくてもよい。

また、本発明による音源パルス計算式(13)式において、
_hh(・)としては(10)式に従って共分後関数を計算した
が、これは下式のような自己相関々数列を計算するよう
な構成にしてもよい。

このような構成をとることによって_hh(・)の計算に要
する全体の演算量を大幅に減少されることが可能とな
り、全体の演算量も低減できるという効果がある。

更に、本発明において合成フィルタの自己相関関数列を
計算するに際し、一旦合成フィルタのインパルス応答を
求めてから(10)式に従い計算したが、自己相関々数列は
合成フィルタのパワースペクトラムを逆フーリエ変換す
ることにより求めることができる。また、本発明におい
て合成フィルタのインパルス応答と入力音声信号の相互
相関々数列の計算は(9)式に従い計算したが、合成フィ
ルタのパワースペクトラムと入力音声信号のパワースペ
クトラムの積を逆フーリエ変換することにより求めるこ
とができる。

（発明の効果）本発明の構成によれば、音源パルス系列の計算において
(24)式によりl₁，…，l_k-1が与えられたときの最適な位
置l_kを逐次求めていき、(21)式により位置が与えられた
ときの最適な振幅を決定していくので、文献２の従来方
式に見るようなパルスの振幅をそのパルスが立つ位置だ
けの関数とみる仮定がなく二乗誤差を小さくするという
意味でより適した音源パルス系列を得ることができる。
したがって、従来方式により良好な音質が得られるとい
う効果がある。また、本発明のように近傍のパルス間け
で音源パルス系列を計算していく方法は、演算量を大幅
に低減できるという効果がある。すなわち、実施例で述
べた行列演算によるパルス探索法では、近傍のパルス間
で音源パルス系列を計算することは(16)式左辺の行列の
次数を低くすることに相当し、全パルス間で音源パルス
系列の計算するのに比べ要する演算量は大幅に減少す
る。例えば実施例であるチョレスキー分解を用いる方法
においては、チョレスキー分解に要する演算量はＫ^３の
オーダーであるので近傍にあるＫ／ｔ個のパルス間で音
源パルス系列を計算していくとすると演算量は約(1/t)³
倍に減少することになる。さらに実施例では、音源パル
ス系列の探索アルゴリズムがすべて一次の漸化式で与え
られているので、文献１の従来方式に比較して演算量が
少ないという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の音声符号化方式を実現する一実施例を
示すブロック図、第２図は従来方式による音源パルス系
列計算回路で行う処理手順を示す流れ図、第３図は本発
明による音源パルス系列計算回路で実現される一実施例
の処理手順を示す流れ図である。第４図，第５図，第６
図，第７図は本発明の原理を説明するための図である。図において、110……バッファメモリ回路、120……イン
パルス応答計算回路、130……共分散関数計算回路、135
……相互相関々数列計算回路、140……音源パルス系列
計算回路、150……符号化回路、160……マルチプレク
サ、180……Ｋパラメータ計算回路、190……Ｋパラメー
タ符号化回路、200……重み付け回路、１，５……初期
値設定、２，７，９……比較、３……パルス計算、４，
６，１２……加算、８……位置初期化、10……パルス振
幅計算、11……誤差計算、13……パルス計算、をそれぞ
れ示す。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】離散的音声信号系列を入力し、前記音声信
号系列を短時間毎に分割した短時間音声信号系列を求
め、前記短時間音声信号系列からスペクトル包絡を表す
パラメータを抽出して符号化し、前記スペクトル包絡に
対応するインパルス応答系列の自己相関関数列を計算
し、前記スペクトル包絡に対応するインパルス応答系列
と前記短時間音声信号系列との相互相関関数列を計算
し、前記自己相関関数列と前記相互相関関数列とを用い
て前記短時間音声信号系列の駆動音源信号系列として適
した音源パルス系列の振幅と位置を逐次的に求める際
に、新たに定める音源パルスの振幅と過去に求めた音源
パルスのうち前記新たに定める音源パルスの近傍の音源
パルス系列の振幅とを調整しながら新たに定める音源パ
ルスの位置を求め、前記駆動音源パルス系列を符号化
し、前記スペクトル包絡を表すパラメータの符号と前記
駆動音源信号系列を表す符号とを組み合わせることによ
り前記離散的音声信号系列を符号化することを特徴とす
る音声符号化方法。
【請求項２】離散的音声信号系列を入力し、前記音声信
号系列を短時間毎に分割した短時間音声信号系列を求
め、前記短時間音声信号系列からスペクトル包絡を表す
パラメータを抽出して符号化し、前記スペクトル包絡に
あらかじめ定められた補正を加えたスペクトルをもつイ
ンパルス応答系列の自己相関関数列を計算し、前記短時
間音声信号系列と前記あらかじめ定められた補正を加え
たスペクトルをもつインパルス応答系列との相互相関関
数列を計算し、前記自己相関関数列と前記短時間音声信
号系列とを用いて前記短時間音声信号系列の駆動音源信
号として適した音源パルスの位置と振幅を逐次的に求め
る際に、新たに定める音源パルスの振幅と、過去に求め
た音源パルスのうち、前記新たに定める音源パルスの近
傍の音源パルス系列の振幅とを調整しながら、新たに定
める音源パルスの位置を求め、前記駆動音源パルス系列
を符号化し、前記スペクトル包絡を表すパラメータの符
号と前記駆動音源信号系列を表す符号とを組み合わせて
音声を符号化することを特徴とする音声符号化方法。