JPS60235200A - 音声符号化方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は音声信号の低ビ、トレイト波形符号化方式、特
に伝送情報量を１０　ｋビット／秒以下となるような符
号化方式に関する。

（従来技術） 音声信号を１０　ｋビット／秒程度以下の伝送情報量で
符号化するための効果的な方法として、音声信号の駆動
音源信号系列をそれを用いて再生した信号と入力信号と
の誤差最小を条件として短時間毎に探索する方法が知ら
れている。米国ベル電話研究所のビー・ニス・アタール
（Ｂ、Ｓ、ＡＴＡＬ）氏らによる、駆動音源信号系列を
複数個のパルスで表わし、その根幅と位相を短時間毎ｌ
こ符号器［１１１でアナリシス　バイ　シンセンス法（
Ａｎａｌｙｓｉｓ−ｂｙ−８ｙｎｔｈｅｓｉｓ　；　Ａ
　−ｂ　−８法）によりめる方式は有効である。これに
対する説明は１９８２年度のアイ・シー・ニー・ニスφ
ニス骨ビー（ＩＣＡＳＳＰ）　の予稿集６１４〜６１７
貢、「ア　ニュー　モデル　オブ　エルビーシー　イク
サイテイション　フォープロデユースイング　ナチュラ
ル　サウンディング　スピーチ　アット　ロー　ビット
レイツ（Ａ　ｎｅｗ　ｍｏｄｅｌ　ｏｆ　Ｌｌ：’Ｃｅ
ｘｃｉｔａｔｉｏｎ　ｆｏｒｐｒｏｄｕｃｉｎｇ　ｎａ
ｔｕｒａｌ　ｓｏｕｎｄｉｎｇ　５ｐｅｅｃｈ　ａｔ　
ｌｏｗ　ｂｉｔｒａｔｅｓ　）　Ｊ　（文献１）に掲載
されているので、ここでは詳細な説明は省く６文献ｌの
従来方式はパルス系列をめる手段としてＡ−ｂ−８法を
用いているため、演算量が非常に多いという欠点がある
。それに対し特許出願番号昭５７−２３１６０３号明細
書「音声符号化方式」（文献２）においては、上記パル
ス系列をめるための演算量を大幅に縮少する方式が提案
されている。これらの方式により、伝送レイトをｌＱｋ
ビット／秒以下とした領域で良好な再生音質が得られる
と報告されている。

ここで前記文献２の従来方式を簡単に説明する。

１フレーム内に個のパルス系列からなる駆動音源系列を
次のように表わす。

ここでδ（・）はクロネ、ツカ−（ＫＲＯＮＥＣＫＥＲ
）のδである。Ｎはフレーム長、ｇｋは位置ｌｋに立つ
パルスの振幅を表わす。ｄ　（ｎ）を合成フィルタに入
力して得られる再生信号Ｘ（川は、合成フィルタの予測
係数をαＩ（ｉ−１，・・・、Ｍ、Ｍは合成フィルタの
次数）（！：すると、次のように書ける。

入力音声信号ｘ　（ｎ）と再生信号Ｘ（川との１フレー
ム内の重み付き二乗誤差Ｊは （５） となる。ここで＊はたたみ込み積分の記号でありｗ　ｉ
ｎ）は重み関数を表わす。重み関数は入力音声信号と再
生信号との聴覚上での誤差を最も小さくするために導入
される。聴覚のマスキング効果によれは、音声エネルギ
ーの大きい帯域では雑音は抑圧される。重み関数は、誤
差にこのような聴覚の特性を考慮した重み付けを行うも
のである。重み関数としては、そのＺ変換Ｗ（Ｚ）を合
成フィルタの予測パラメータαｉとＯ≦ｒ≦１を満足す
る実定数と表わされるものが提案されている（文献１）
。

さらにｘ　ｉｎｌ　、　ｘ　（ｎｌのＺ変換をそれぞれ
ｘ（ｚ）　、　Ｘ（Ｚ）とすると（３）式は次のように
表わされる。

Ｊ　＝　ｌ　ＸｆＺ）９ＶｆＺ）　−ＸｔＺ）Ｗ［Ｚ）
　＋２−（４）また、（２）式の関係からＸ　［２１は
次のようになる。

ｘ　（Ｚ）　＝　ＨｆＺ）　Ｄ　ｔＺ）　＋５）（６） ここで ＨＩＺ）＝１　／　（１＋Σαｚ−１）Ｉ□１ ＨｆＺ）は合成フィルタのＺ変換、ＤｆＺ）は駆動音源
のＺ変整である。（５）を（４）４こ代入するとＪ　＝
　ｌ　ｘｆｚ１ｗｔｚ＋−ＨｔＺＩＷｔＺ）ＤＩＺ）　
１２−ｉ６）である。

従ッテ、Ｘ　ｆＺＩ　Ｗ　（Ｚ）とＨｆＺＩ　Ｗ　ｆＺ
）ノ逆Ｚ変換ノイＢ号をそれぞれｘｗ（ｎ）＝−ｘｉ川
用Ｗ（川とｈｗ（ｎ）＝ｈ（川＊　ｗ（ｎｌと記すと、
（６）は次のようになる。

（方式を最小にするような音源パルス系列の振幅ｇｈｏ
位Ｍ４ｔをめるの０こ、（７）式をｇｋで偏微分してＯ
とおいた式、つまり （７） −（８） の関係を利用する。

ここで、ψｘｈ（・）はｘＷ（ｎ）とｈＷ（ｎ）から計
算した相互相関関数列を、ψｈｈ（・）はり、ｉｎ）の
自己相関々数列をそれぞれ表わし、次のように表わされ
る。尚ψｈｈ（・）は共分散関数とも呼ばれる。

Ｎ−（ｌｉ−ｔｌ）＋１ ９’ｈｈ　（ｌｉ　、ＡＳＨ）　＝　Σ　ｈｗ（ｎ４）
ｈｗ（ｎ−１，）　ＱＱ）ｎ＝０ ０≦ｌ＋、１１．≦Ｎ’−１ 従来方式は、（８）のｇｋをｌｋだけの関数とみること
により、ｋ番目のパルスの振幅と位置を決めるものであ
る。つまり、（８）のＩｇｋｌを最大にする４をに番目
のパルスの位置とし、そのときのｇｈ　をに番目のパル
スの振幅とするものである。この方（８） 式はｇｋが正確にｌｋだけの関数であれば、（７）式を
最も小さくする音源パルス系列が計算されるが、実際の
音声信号はその限りでなく、一般にｇｋは、４　、１２
．・’　、７ＩＣなどの関数である。

第１図は、前記文献２の音声符号化方式を説明するため
のブロック図である。第２図は、音源パルス系列計算回
路１４０で文献２の従来方式に従い行わ７１１．るぴ源
パルス系列の保幅ｇｋ１位置ｌｋをめる処理手順を表わ
す流れ図である。以後第１図に示す音声符号化方式の実
施例の構成要素と第２図に示す文献２従来方式による音
源パルス系列探索アルゴリズムζこついで詳述する。第
１図において各構成要素は１フレーム毎に処理を行う。

１００は符号器入力端子を示し、Ａ／Ｄ変換された音声
信号系列ｘ　（ｎｌが入力される。１１０はバッファメ
モリ回路で、音声信号系列を１フレ一ム分蓄積する。

１（パラメータ計算回路１８０は、バッファメモリ回路
１１０に蓄積された音声信号Ｘ（川を入力し、あらかじ
め定められた数だけにパラメータＫｉ（１≦１≦Ｍ）を
計算する。この値はにパラメータ符−Ｉ化（９） 回路１９０に出力される。Ｋパラメータ符号化回路１９
０は、例えばあらかじめ定められた址子化ビット数に基
づいてＫｉを符号化し、その符号Ｉｋｉ　をマルチプレ
クサ１６０へ出力する。またにパラメータ符号化回路１
９０は、Ｉｋｉを復号化し、復号値に１（１≦１≦Ｍ）
をインパルス応答計算回路１２０と重み付は回路２００
へ出力する。重み付は回路２００は、入力音声信号ｘ　
ｉｎ）とにパラメータ復号値に１　を入力し、合成フィ
ルタの周波数特性に依存した重み関数ｗ（ｎ）を用い、
前述のｘ、、（ｎ）を計算し、得られたｘ、（ｎ）を相
互相関々数計算回路１３５へ出力する。インパルス応答
計算回路１２０は、に１を入力し、前述のｈｗ（ｎ）　
（インパルス応答と前述の重み関数のたたみ込み積分）
を定められたサンプル数だけ計算し請求まったｈｗ（川
を共分散関数計算回路１３０と相互相関関数計算回路１
３５とへ出力する。共分散関数計算回路１３０は、あら
かじめ定められたサンプル数のり、（ｎ）を入力し、前
述の００）式に従ってψｈｂ　（１，、ｚ、　）　（０
≦１．、ｌ、≦Ｎ−１）を計算し、これを音源パルス系
列計算回路１４０へ（１０） 出力する。相互相関関数計算回路１３５は、入力された
ｘ、（ｎ）とｈｗ（ｎ）との相互相関関数を計算し音源
パルス系列計算回路１４０へ出力する。次に音源パルス
系列計算回路の説明をする。音源パルス系列計算回路１
４０は、相互相関々数計算回路１３５からψｘｈ（ｌｂ
）（０≦ｌｋ≦Ｎ−１）を、共分散関数計算回路１３０
からψｈｈ（乙、ｌ、）（０≦ｌｌ、ｌ、≦Ｎ〜１）を
それぞれ入力し、前述のパルス計算アルゴリズム（８）
式を用いて音源パルス系列の振幅ｇｋ及び位置ｌｋを計
算する。第２図は、文献２の従来方式ｔこおける音源パ
ルス系列計算回路１４０で行なわれる処理手順を表わす
流れ図である。１つ目のパルスは（８）式において、Ｋ
＝１とおき振幅ｇ。

を位置１１の関数、ｇ、：ψｘｈ（Ａｉｌ）／ψｈｈ　
（ｌｌ＋　、　４　）として表わす。次に、１ｇ、１　
を最大にする４　を選び、その際の４．ｇ＋を１番目の
パルス位置及び振幅とする。２番目のパルスは、（８）
式においてＪ（二２（！：おき、１ｇ２１　を最大ｔこ
する１２　を選ひ。

その際の１２．　ｇ２を２番目のパルスの位置及び振幅
とする。３番目以後のパルスも同様にして計算し、（１
１） あらかじめ定まったパルス数に達するまで続ける。

第２図において、１はパルスの個数を計算する計算カウ
ンターを１に初期化する。２は比較であり、パルスの個
数があらかじめ定められた個数より大きいか小さいかを
判断し、定められた個数より太きければ、パルス系列計
算の処理を終える。３は（８）式の計算を行うもので、
（８）式において、４ｙ・・・ｅ　ｌｃ−＋及びｇｔｅ
・・・＋　ｇｋ−１を既知とし、１ｇｋ１を最大にする
ｌｋをめ、そのときのｇｋ、ｌｋをに番目のパルスの振
幅と位置として出力する。４は加算で、パルスの個数を
計算する計算カウンターの内容を１つふやす。以上で音
源パルス計算回路１４０の説明を終える。

第１図に戻って、符号化回路１５０は、音源パルス計算
回路１４０の出力であるパルス系列の振幅ｇ＋ｃ及び位
置ｌｋを入力し、それらを符号化する。

振幅ｇｋや位置ｌｋの符号化については従来よく知られ
ている方法を用いることができる。振幅ｇｋについては
１例えば１フレーム内のパルス系列の振幅の最大値を正
規化係数きして、この値で各パ（１２） ルスの振幅を正規化し７、その後量子化、符号化する方
法が考えられる。位置４　については、例えばファクシ
ミリ信号符号化の分野でよく知られているランレングス
符号化を用いることが考えられる。これは符号′０“の
続く長さをあらかじめ定めらねた符号系列を用いて表わ
すものである。マルチプレクサ１６０は、Ｋパラメータ
符号化回路１９０の出力符号と符号化回路１５０の出力
符号を入力し、これらを組み合わぜて、送信側出力端子
１７０からｊｉＹ＋信路へ出力する。

（従来技術の問題点） 以上、文献２従来方式において提案された駆動音源パル
ス系列探索法について述べた。文献２従来方式は、音源
パルス系列の振幅と位置とをめるアルゴリズムにおいて
、パルス振幅はそのパルスが立つ位置だけの関数という
仮定をおいている。

しかし、実際の音声信号に対しては前述の仮定は成り立
たず、文献２従来方式において音源パルス系列をめるた
めに使用した前記（８）式にあるｇｋは一般に４＋・・
・、　７になどの関数となる。したが（１３） って、文献２従来方式により決定された音源パルス系列
は、前記（７）式のＪを真に小さくするものではなく、
更に適した音源パルス系列が存在する。

駆動音源信号系列を複数のパルスで表わす方式において
、伝送レイトが１０にビット／秒以下の領域で更に良い
音声品質を得るためには、より適した音源パルス系列の
振幅と位置とをめる必要がある。

（発明の目的） 本発明の目的は、以上述べた音源パルス系列を探索する
方法を改良し比較的少ない演算針で高品質な再生音声を
与える音声符号化方式を提供することにある。

（発明の構成） 本発明ｔとよれば、離散的音声信号系列を入力し前記音
声信号系列を短時間毎に分割した短時間音声信号系列を
める手段と、前記短時間音声信号系列からスペクトル包
絡を表わすパラメータを抽出して符号化し、前記スペク
トル包絡に対応するインパルス応答系列の自己相関関数
列を計算し、（１４） 前記スペクトル包絡に対応するインパルス応答系列と前
記短時間音声信号系列との相互相関関数列を計算し、Ｍ
ｉ前前記自己相関数数列Ａｉ前前記相互相関数数列を用
いて前記短時間音声信号系列の駆動音源信号系列とし適
した鈴源パルス系列の振幅と位置を逐次的にめる除に新
たに定める音源パルスの振幅と１１４去にめた音源パル
スのうち前記新たに定める音源パルスの近傍の音源パル
ス系列の振幅とを調整しながら、新たに定める音源パル
スの位置をめ、前記駆動音源パルス系列を符号化し、前
記スペクトル包絡を表わすパラメータの符号とＭｆｌ記
駆動駆動音源信号系列わす符号とを組み合わせて音声を
符号化することを特徴とする音声符号化方式が得られる
。

また本発明によれば、離散的音声信号系列を人力し前記
音声信号系列を短時間に分割した短時間音声信号系列を
め、前記短時間音声信号系列からスペクトル包絡を表わ
すパラ、メータを抽出して符号化し、前記スペクトル包
絡にあらかじめ定めうした翁１ｉＩＥを刃口んたスペク
トルをもつインパルス応答系列の自己相関関数列を計算
し、前記短時間音声信号系列と前記あらかじめ定められ
た補正をスペクトルをもつインパルス応答系列との相互
相関関数列を計努、シ、前・記自己相関関数列と前記相
互相関関数列とを用いて前記短時間音声信号系列の駆動
音源信号として適した音源パルスの位置と振幅を逐次的
にめる際に新たに定める音源パルスの振幅と過去にめた
音源パルスのうち前記新たζこ定める音源パルスの近傍
の音源パルス系列の振幅とを調整しながら、新たに定め
る音源パルスの位置をめ、前記、駆動音源パルス系列を
符号化し、前記スペクトル包絡を表わすパラメータの符
号と前記駆動音源信号系列を表わす符号とを、徂み合わ
ぜて音声を符号化することを特徴とする音声符号化方式
が得られる。

（発明の原理） 本発明による音声符号化方式は、上記音源パルス系列を
めるアルゴリズムに特徴がある。以後、前記（７）式が
与えられたとき（７）式のＪを最小にする音源パルス系
列の蛋幅ｇｌ、、に＝ｌ、・・・、にと位置４．に＝１
．・・・、Ｋをめる本発明のアルゴリズムについて）況
明する。

Ｋ個のパルスが加わったときの二乗誤差を表わす式 をｇｋ、にニ１．・・・、にで偏微分してＯとおくと次
の関係を得る。

ψｘｈ（７ｂ）二Σ帽ψｈｈ（４，／！ｋ）　ｋ＝１、
−、　Ｋ−（ＩＪｉ＝１ （１つ次を満たすｇｌ　＋　’　＝１　＋・・・、には
次の連立方程式の解としてまる。

（１７） このときの重み付き二乗誤差は次のように計算される。

文献２従来方式はパルス系列を１個ずつ計算する際に、
ｇｌ　＋・・・＊ｇＫ−７と１！１．・・・、　１Ｋ−
１とが確定したものとし、（１乃式をムだけの関数とみ
て１ｇ、１が最大となるようｌこ逐次的にｇＫとｌＫと
をめるものである。本発明でも逐次的な方法をとるが、
音源パルス系列を計算する際に、４＋・・・、　ｌＫ−
。

が確定したものとし、ｌＫの近傍にある（４）　に立つ
（島）とｇＫとを調整しなからｌＫを変化させ（１４）
式を最も小さくする位置！！にと振幅転および前記近傍
にある（ｇ、）とをめるものである。

（実施例） 本発明は音源パルス系列をめるアルゴリズムに特徴があ
る。そこで、ここでは本発明による音源パルス系列計算
回路１４０で実現される実施例について説明する。

（１８） 第３図は、第１の実施例を示す流れ図である。

５は初期値設定である。前記（１３）式でに＝１とおい
た式ｇ＋＝ψ−ｈ　（４）／９’ｈｈ　（ｌｊｓ　、　
４　）　を前記測成で大したとき、Ｊを最小にする、つ
まりψ：ｈ（石）／ψ、ｈ（ｌ、　、１１　）を最大に
するｌ、とｇ、とを計算する。

６は加算でパルス数を一つふやす。７は比較で、計算さ
れるパルス数があらかじめ定められた数より大きいか小
さいかを判断し、定められた数に達したらパルスをめる
処理をやめる。８はこれらから定めようとする位Ｔｔｌ
ｋの初期化で、１ｋ＝０とする。９は比較で、定めよう
とするもがＮ−１より大きいか小さいかを判断し、Ｎ−
１より大きくなったら１３へ処理をうつす。１０は、４
　と過去に定まった１１．・・・＋　４−１　のうちへ
　との距離があらかじめ定められた値より小さいものに
立つパルスの振幅を（１３）式を用いて計算するもので
ある。

ただし、７１＋・・・＋ｚｋ−１のうちへとの距離があ
らかじめ定められた値より大きい位置に対応するパルス
の振幅の値は変化しない。１１は、位置ノ、。

・・・、ｌｋ　と１０で計算された振幅ｇ＋　＋・・・
＋　ｇｙとを０４）式に代入し、このときのＪを計算す
る。１２は加算でｌｋ：　ｚ、　＋　１　を計算する。

１３は１１で計算された、ｌ、　＝　Ｏから７．＝Ｎ−
１それぞれに対応するＪのうち、最も小さいＪを与える
４とｇ＋　＋・・・。

ｇｋ　とをめるものである。

次に、音源パルス系列計算回路１４０で実現される本発
明の第２の実施例について説明する。本実施例は、（１
３）式の行列を三角分解するこさから実施例への音源パ
ルス計算アルゴリズムを効率よく行うものである。（１
３１式の連立方程式を解くために、左辺のＫＸＫ正値対
称行列をチョレスキー（ＣＨＯＬＥＳＫＹ）　分解を行
うと次のように表現される。

Ｖｌ）Ｖ’ｇ＝ｆ　−１句 （１句式でＶは互いに直交する列ベクトルをもつＫＸＫ
の下三角行列、ＤはＫＸＫの対角行列、ｇはｇ、、ｉ＝
ｌ、・・・、Ｋを要素にもつ列ベクトル、（はψ、ｈ（
Ａ、）、　ｉ　：　１　、・・・、Ｋを要素にもつ列ベ
クトル、行列の右肩のｔは転置を表わす。

今、■の要素をＶｉｊｌｌ＜ｊくｉくに、Ｉｔ）の要素
をｄｌ、１くｉくＫと表わすと ０６）式からＶ、ルの各要素には次の漸化的な関係が存
在する。

１くＪく１−１　（Ｉ７） （２１） さらに ＶＹＹｉ　−（Ｈｊ とおくと、（１５１式より ｇ　＝ＶＩＤ　”Ｖ　但シ、ｖ＝ｖ−−ｔｚｌよって、
重み付き二乗誤差Ｊは、（１４）式とシ０）式とにより
、 ここで、Ｙｉ　＋　’　””　１　ｅ・・・、には列ベ
クトルＹの要素で１式から次のような漸化的関係をもつ
。

（２２） 以上導出された漸化式ｕ７）式、　ｆ１８）式、（２４
式を用い、音源パルスの位置７．、に＝１．・・・、Ｋ
を逐次的にめていく。ｌｋをめる際、１１．・・・、”
ｋ−１は決定されているという仮定から、任η式よりＶ
の要素は（ｋ−１）行まで計算されていることになり、
したがって１１８）式よりｄｌ、・・・＋　ｄｙ−１、
（ｌ４式よりｙｌ。

・・・、Ｙｋ−１の値も定まっていることになる。よっ
て、ｋ番目の位置へ　は（２り式で表わされる重み付き
二乗誤差を最も小さくするようζこ、つまりｙ”、　／
　ｄ、　を最も大きくするものとして決定される。

４ｉこついては、（国式のｄ、と（２２式のｙｌとから
を最大にするものとしてめられる。４　については、（
Ｉ８）式のｄｋと（ハ）式のｙ、とから（２３） ｏ＜／ｖ＜Ｎ　１−１１に％ｌ、−ｊ二１．・・・、に
−１−０４） を最大にするものとしてめられる。

ここで５合成フィルタのインパルス応答系列ｈ（川の共
分散関数列ψｂｈ（・）は指数関数的に減衰していくた
め、その次数が大きいところではψｈｈ（・）が（１９
式に与える影響は小さいと言える。したがって、ｌ、−
７，の絶対値が大きいときはｖｌの値は計算しない、つ
まり零とおくことにしても、（至）式から最適な音源パ
ルス系列の位置を計算できる。

このように、ｋ番目のパルス位置ｌｋとその近傍に位置
するパルス間とで同式、（１樽式、１２２式、（２４）
式を計算していくことは、（１階式左辺の行列の次数を
低くしたことに相当し、すべてのパルス間で（１９式を
計算するのに比べ要する演算量を大幅に減少されること
ができる。このときへは次式を最大にするものとして定
まる。

（２４） ０＜７．＜Ｎ−ｉ　、　ｌｋ”ｒｌ、、　ｊ＝１　、・
・、に−１−（２つ 但し、 上式で、Ｔｔはあらかじめ定められた正の定数である。

ｄ５）式より４Ｊ＝ｌ、・・・、Ｋ　が決定されれば、
ｖ、ｍ、’ｙの各行列の要素は足まり、ｇは６．１式よ
り次のような関係から漸化的にまる、 Ｃ９へ） 次に第２の実施例を流ね図を用いて更に詳細に説明する
。第４図において１４は前記（ハ）式の最大値を与える
１１をめるものである。１５は初期値を設定するもので
、１４でまったｌ、から前記（１７）式、前記αね式、
前記（２渇式を用いｖＩｔ　ｅ　ｄＩ　＊　Ｙｌ　とを
計算する。１６は加算でパルス数を一つふやす。１７は
比較で、計算されるパルス数があらかじめ定められた数
より大きいか小さいかを判断し、定められた数に達した
らパルス位置を計算する処理をやめ、２２へ移り（２７
）式をもとにパルス振幅を計算する。１８は前記＋２６
）式によりｖｋ、を１くｊくに−１に渡り計算するもの
である。１９はパルス位置ｌｋをめるもので、前記（２
籾式の最大値を与える４をパルス位置とする６２０はｄ
、を計算するもので、１９でまった４を前記（１槌式に
代入することにより定める。２１はｙｋを計算するもの
で、９でまった４を前記＠式に代入することにより定ま
る。

前述の本発明の音源パルス系列の計算はフレーム単位で
行なったが、フレームをいくつかのサブフレームに分割
しそのサブフレーム毎にパルス系（２６） 列を計算するような構成にしてもよい。この構成によれ
ば、フレーム分割数をｍとすると第３図に示した構成に
比べて演算量を大略ｌ／ｍ倍することができる。

また、以−ヒ説明した構成例においてはフレーム長を一
定にしたが、これは可変ｔこしてもよい。可変にした方
が特性は向上する。また、短時間音声信号系列のスペク
トル包絡を表わすパラメータとしてはにパラメータを用
いたが、これはよく知られている他のパラメータ（例え
ばＬＡＰパラメータ等）を用いてもよい。更に、前述の
重み関数ｗ　（ｎｌはなくてもよい。

また、本発明による音源パルス計算式（１３）式におい
て、ψｈｂ（・）としては（１０）式に従って共分散関
数を計算したが、これは下式のような自己相関々数列を
計算するような構成にしてもよい。

ψ５．（ｌ、、ｌ、）＝ｎ＝ｑ　ｈｗｔｎ）ｈｗ（ｎ−
ｌｚ＋−ｌ、１）。

ｏ　＜ｌｉ、−ｉ、　ｌ＜Ｎ−１−（ト）（２７） このような構成をとることによってψｈｈ（・）の計算
に要する演算量を大幅に減少されることが可能となり、
全体の演算量も低減できるという効果がある。

更に、本発明において合成フィルタの自己相関関数列を
計算するに際し、一旦合成フィルタのインパルス応答を
めてから（１０）式に従い計算したが、自己相関々数列
は合成フィルタのパワースペクトラムを逆フーリエ変換
することによりめることができる。また１本発明におい
て合成フィルタのインパルス応答と入力音声信号の相互
相関々数列の計算は（９）式に従い計算したが、合成フ
ィルタのパワースペクトラムと入力音声信号のパワース
ペクトラムの積を逆フーリエ変換することによりめるこ
とができる。

（発明の効果） 本発明の構成によれば、音源パルス系列の計算において
（２５１式により４＋・・・＊１ｋ−１が与えられたと
きの最適な位置４を逐次求めていき、Ｉ２７）式により
位置が与えられたときの最適な振幅を決定しく２８） ていくので、文献２の従来方式に見るようなパルスの振
幅をそのパルスが立つ位置だけの関数とみる仮定がなく
二乗誤差を小さくテるという意味でより適した音源パル
ス系列を得ることができる。

したがって、従来方式により良好な音質が得られるとい
う効果がある。また、本発明のように近傍のパルス間た
けて音源パルス系列を計算していく方法は、演算量を大
幅に低減できるという効果がある。前述の実施例のよう
に（ｉ■式左辺のＫＸＫ対称行列を用いて音源パルス系
列を計算する方法では、近傍のパルス間で音源パルス系
列を計算することは（１３１式左辺の行列の次数を低く
することに相当し、全パルス間で音源パルス系列の計算
するのに比べ要する演算量は大幅に減少する。例えば第
２の実施例であるチョレスキー分解を用いる方法におい
ては、チョレスキー分解に要する演算量はに３　のオー
ダーであるので近傍にあるに／を個のパルス間で音源パ
ルス系列を計算していくとすると演算量は約（１／ｌ）
’倍に減少することになる。

さらに第２の実施例では、音源パルス系列の探索（２９
） アルゴリズムがすべて一次の漸化式で与えられているの
で、文献１の従来方式に比較して演Ｗｔが少ないという
効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の音声符号化方式を実現する一実施例を
示すブロック図、第２図は従来方式による音源パルス系
列計算回路で行う処理手順を示す流れ図、第３図は本発
明による音源パルス系列計算回路で実現される一実施例
の処理手順を示す流れ図である。第４図は本発明による
音源パルス系列で実現される二番目の実施例の処理手順
を示す流れ図である。 図において、１１０・・・バッファメモリ回路、１２０
・・・インパルス応答計算回路、１３０・・共分散関数
計算回路、１３５・・・相互相関々数列計算回路、１４
０・・・音源パルス系列計算回路、１５０・・・符号化
回路、１６０・・マルチプレクサ、１８０・・・Ｋパラ
メータ計算回路、１９０・・・Ｋパラメータ符号化回路
、２００・・・重み付は回路、１，５．１４・・・初期
値設定、２，７゜（３０） ９．１７・・・比較、３・・・パルス計算、４，６．１
２．１６・・・加算、８・・・位置初期化、１０　、２
２・・・パルス振幅計算、１１・・・誤差計算、１３・
・パルス計算、１８　、１９　、２０　。 ２１・・パルス位置計算　をそれぞれ示す。 （３１） ７Ｉ′２　図 オ　４　図 手続補正書く自発） ６０．７．２９ 昭和　年　月　日 １、事件の表示　昭和５９年　特許　願第０９１２５２
号２、発明の名称　音声符号化方式 ３、補正をする者 事件との関係　出　願　人 東京都港区芝五丁目３３番１り；− （４２３）　日本電気株式会社 代表者　関本忠弘 ４、代理人 ５、補正の対象 明細書の発明の詳細な説明の欄 図面の簡単な説明の欄 図面 ６、補正の内容 １）明細書第１７頁第３行目から第４行目にわたって［
二乗誤差を表わす式」とあるのを１−二乗誤差は次のよ
うになる。」と補正する。 ２）明細書第１７頁第６行目から第１８頁第３行目まで
を削除する。 ３）明細書第１８頁第６行目に１０２）式」とあるのを
１０１）式」と補正する。 ４）明細書第１８頁第１２行目に「Ｏａ式」とあるのを
ｒ　（１１）式」と補正する。 ５）明細書第１８頁第１３行目の直後に次の文を挿入す
る。 「す々わち、θ１）式をｌ、とその近傍にある（ｌｋ）
に立つパルスだけの関数と見てｌ、を定めるものである
。このような構成がとれる理由は、インパルス応答ｂ　
（ｎ）がｎに関し指数関数的に減衰するという性質にあ
る。参考として第４図にｈｗ（ｎ）とに−８としたとき
のｘ（ｎ）木ｗ（ｎ）の例を示す。ある程度離れたｈＷ
（ｎ　、　ｌ　４　）とｈ　ｗ　（ｎ　１３ｊ）とを互
いに無相関であると考えると、（ｌＩ）式はり、、（ｎ
　％）と無相関々項と相関をもつ項とに分解でき、次の
ようになる。 Ｊ−Σ（ｘｗ（ｎ）　−，４ｇｌｈｗ（ｎ−Ａ！；）　
）２ｎ＝。 上式において、第一項はｈＷ（ｎ−ｌｋ）と無相関なイ
ンパルス応答系列によるものであり、ｌｋをめる問題に
おいては定数と考えられる項である。第二項と第三項は
ｈｗ（ｎ−ｌｋ）と相関をもつインパルス応答系列によ
る項である。（１２）式における（Ｉ、。 ・・・、八−１）と（１，、・・・＋　１ｋ−１）とは
０１）式のそれらと直接対応していない。また、Ｓはｈ
ｗ（ｎ　ｚｋ）と相関をもっと考えるインパルス応答系
列の個数を意味している。しだがって、（１２）式によ
り、ｋ個のパルス間の最小化問題であった（ＩＩ）式が
、Ｓ＋１（くｋ）個のパルス間の最小化問題に変形され
たことになった。このように考慮すべきパラメータ数を
減少させる構成は、実用上極めて重要である。 以下、本発明の詳細な説明していく。 今、位置（１１，・・・＋’に−１）及び振幅（１１，
・・・。 １に−ｘ　）が確定しているに一１個のパルス系夕ＩＪ
　Ｋ　１個のパルスを加えたときの二乗誤差を八　とお
き次式で定義する。 本発明において上記Ｊｋは、新たに定めるパルス位置ｌ
ｋと１３にの近傍に位置するパルスの振幅（１１ｋｌと
の関数である。即ち、０３）式は次のように書くととが
できる。 （ｎ−Ａ＋））２ ．１．、、　ａｙυ ＜３）゛ ここでＮ　（’ｋｌｎｅａｒはｌ、の近傍にあるパルス
の振幅を表している。本発明では（１４）式のＪｌ（ｌ
ｋ：（！ｊｋｌｎｅａハの最小化を基準に音源パルス系
列を逐次定めていく。 １番目のパルスは、０４Ｉ式においてに＝１としだ式 ％式％（１５） を最小にするｌ、とｇｌ　とから定める。第５図は１１
を与えたときｇｌを変化させることによって得られるＪ
＋　（４：　ｇｌ）の最小値を４１の関数として描いた
ものである。この図の場合、求める位置はｌ、−’ｏｐ
ｔであり、ｇｌは５１ｍＩｎを与えるものである。 ２番目のパルスはＯａ式においてに＝２としだ式Ｊ２　
（１２：　（Ｌ　１ｎｅａｒ　）の最小化を基準に定め
る。このとき（Ｉ２）ｎｅａｒは、Ｔｌｈをあらかじめ
定められた閾値とすると、Ｉｌ！−７２１≦１゛、ｈの
領域で（ｇｌ。 ！！２）を、それ以外の領域で（Ｉ２）を意味する。 第６図（ａ）に、１１１−１２１≦Ｔｔｈの領域でばＩ
、と！！２とを変化させることによって、ｌ１１　ｉ２
１＞（４） Ｔｔｈの領域ではＩ２だけを変化させることによって得
られるＪｚ　（７２；　（Ｅｈ　１ｎｅａｒの最小値を
１２の関数として描いたものを示す。この図の場合、求
める位置は１Ｉ２−ｌｏｐｔ　となる。第６図（ｂ）は
１番目に定まった音源パルス系列を表している。（ｇｌ
、Ｌ）はもし”　Ｏｐｔ　Ａ　ｌ≦Ｔ、ｈであればＪ２
ｍｉｎ　を与えるものである。もし１ｚｏｐｔ　ｚ、　
ｌ＞Ｔｔｈであれば、Ｉ２はＪ２而□を与えるものであ
るが、＆１は　ｋ−１で定まった値を保持する。 ｋ＝３以上の場合も同様で、０４）式におけるＪｋ（ｌ
ｋ”　ｋｌｎｅａｒ　）を計算する際の（ｙｋ）ｎｅａ
ｒは、１ｚｋ−１，ｌ≦Ｔｔｈ　＋　ｊ−１、・・・、
に−１を満たすｌｊに立つパルスの振幅ｇ１と新たに定
めるパルスの振幅ｇｋを意味する。第７図（ａ）にｌ、
を与えたとき’ｋ）ｎｅａｒを変化させることによって
得られだＪｋ　（’ｋ　”　ｋｌｎｅａｒ　）の最小値
を１！、の関数として描いたものである。この図の場合
、求める位置ｌｋは’ｏｐｔであり、（ｌ！ｋ　’　ｎ
ｅａｒの値はＪｋｍｉｎを与えるものとなる。但し、ｌ
　ｌｏ、ｔ−１ｊ　ｌ＞Ｔｔｈなる／ｊｋ−１の段階ま
でに定った音源パルス系列を示している。Ｅｋが与えら
れたときＪｋ”ｋ”　ｋ’ｎｅａｒ　）を最小にする’
ｋ）ｎｅａｒはｑ４Ｊ式の両辺を鳳）ｎｅａｒの各要素
で偏微分して０とおいた式から定まる。 すなわち、 （１Ｇ） （ｉ−＝に−ｓ、・・・、ｓ） ここで、Ｓは（ｇｌ）ｎｅａｒを構成する要素の数であ
る。また、（’に−ｓ　、・・・、１ｋ−１）および（
Ｆｉ　ｋ−ｓ　＋・・・９ｇい１）は、ｌ、の近傍にあ
ると判定されたパルスの位置と振幅とを、（ｌｌ、・・
＋　１ｋ−Ｓ−１）およｏ　（ｇｌ　、・・・＋　ｙｋ
−３−１）はそれ以外のパルスの位置と振幅とを表して
おり、α荀式にある（１１）と（ｇ、１とは直接対応し
ない。また（１６）式が満足されるとき、Ｊｋ”ｋ　”
　ｋ）ｎｅａｒ　）は次式で表される。 −Σ（Σ’ｊｈｗ（ｎ−Ａ’、　））２ｎ二Ｏｊ”’ｋ
　ｓ αη （６） 尚、以上の本発明の説明においては（九）。ｅａｒをパ
ルス間の距離に閾値を設けることにより決定しでいたが
、（ｇ□）。ｅａｒをそれを構成するパルス数に閾値を
設けることによっても定めることができる。 すなわち、パルスを逐次求めていく過程で、新たに定め
るべきパルスの位ｗｌｋに最も近いＳ個のパルスで’ｋ
　］　ｎｅａｒ構成していく方法である。 以上で本発明のアルゴリズムに関する説明を終える。」 ６）明細書第１９頁第２行目に「前記（１３）式でに＝
１とおい」とあるのを「前記α６）式でに＝１．ｓ−〇
とおい」と補正する。 ７）明細書第１９頁第３行目に１０４）式」とあるのを
「αη式」と補正する。 ８）明細書第１９頁第４行目に「Ｋ−１」とあるのを「
ｋ＝１，５＝ＯＪと補正する。 ９）明細書第１９頁第１６行目に１立つパ」とあるのを
１立つＳ個のパ」と補正する。 １０）明細書第１９頁第１７行目にｒ　（１３］式」と
あるのをｒ（１６）式」と補正する。 勢、＼ （７） １１）明細書第２０頁第６行目［−求めるものであも」
の後に次の文を挿入する。 「前記実施例の説明においては、新たにパルス位置１．
．をめる際、振幅を調整するＳ個のパルスをパルス間の
距離に閾値を設けることにより決定していた。しかし、
振幅を調整するパルス数をあらかじめ定めおき、ｌｋと
それに最も近いＳ。個のパルス振幅を調整しなからｌｋ
をめる構成もとれる。 どのときは、第３図の１０．における処理が異なる。 才だ、前記０６）式に示しだ連立方程式は、行列表現を
すると １Ｈ１＝　ｉｆ　（１８） とかける。行列旧は正値対称行列であり、次のようにチ
ョレスキー分解できる。 ｖｍｖｔｇ−４ｕｌ ここで、Ｄは対角行列、■は下三角行列である。 （田式をさらに Ｖ’　ｙ　＝　ｊｆ （２０） ｙ＝Ｄｖ、ｖ ｓ　−（９”）　−”ｌ）−’ｙ　（２］）一方、位置
を決定する際に用いるαη式の最小化はＮ−１ｋ　ｋ　
ｋ Σ（Σ　、９；ｈ（ｎ−１！、）　）２７Σ　Σｇｉψ
ｈｈ（’ｉ　’ρｇ。 ｎ＝ｏ　ｉ−に−ｓ　＋”’に−ｓ　ｊ”’に−１−１
［−Ｉｇ（２望 の最大化に等しい。Ｑ６）式が成立するとき（２）式は
（瀾 となり、（２１）式の結果を（２３）式に代入すると、
位置を定めるための評価式は、 １”ｊｆ＝　ＹｔＸ）′−１Ｖ−”ｆｆ＝　）”　Ｉ）
−１ｙ　ｈとパルス振幅を介さず表わせることになる。 尚、チョレスキー分解において、ｐ、■、ｙは一次の漸
化式でめられる。」 １２）明細書第２０頁第７行目から明細書第２６頁第１
７行目までの文を削除する。 １３）明細書第２７頁第１行目から第４行目にわたって
「−この構成によれば・・・ができる」とあるのを「こ
の構成によれば、フレーム分割数をｍとすると、パルス
を探索する区間が第３図に示した構成・、二＼ に比べ１７　ｍと々す、パルス位置探索に要する演算量
を大略１７　ｍ倍にできる。また、パルス振幅を決定す
るだめの演算は高速演算を用いても扱うパルス数の３乗
のオーダーに依存する。しだがって、フレーム分割し、
て、サブフレーム当りのパルス数を減らす効果は大きい
。」と補正する。 １４）明細書第２８頁第１８行目に１（２つ式」とある
のを「（２ａ式」と補正する。 １５）明細書第２８頁第１９行目に「（２η式」とある
のをｆ−（２１＋式」と補正する。 １６）明細書第２９頁第９行目から第１１行目にわたっ
て［前述の実施例のように・・・を計算する方法では、
」とあるのを「すなわち、実施例で述べた行列演算によ
るパルス探索法では、」と補正する。 １７）明細書第２９頁第１２行目に「α３）式」とある
のを「０６）式」と補正する。 １８）明細書第２９頁第１４行目から第１５行目にわた
って「第２の実施例」とあるのを「実施例」と補正する
。 １９）明細書第２９頁第２０行目に１第２の実施例」（
１０） とあるのを「実施例」と補正する。 ２０）明細書第３０頁第１０行目から第１２行目に「第
４図は・−・流れ図である。」とあるのを以下の如く補
正する。 ［第４図、第５図、第６図、第７図は本発明の詳細な説
明するための図である。」 ２１）明細書第３０頁第１９行目は［１，５，１４１と
あるのをｉ−１，、Ｊと補正する。 ２２）明卸１書第３１頁第１行目にｌ−，１７Ｊとある
のを削除する。 ２３）明細書第３１頁第１行目に１，１６Ｊとあるのを
削除する。 ２４）明細書第３１頁第２行目に「、２２ｊとあるのを
削除する。 ２５）明細書第３１頁第３行目から第４行目にわたって
「１８，１９，２０．２１・・・パルス位置計算」とあ
るのを削除する。 ２６）本願添付図面の第４図を別紙図面第４図のように
補正する。 ２７）本願添付図面として別紙第５図、第６図、第７図
を追加する。 兇　４　図 ｈｌ、＋（帽、皇〃４寸月ンハ０ルス応・茅Ｌ□　Ｎ−
１ ｘ（７１）ＸＬＪＪ（習〕、＊みイ寸き再生イ宵号□　
Ｎ−Ｉ Ｎ：Ｉ６０＋ｒノフ０ル　（？０−ｎｓｅｃ）Ｊ、（几
、３ｆ） ５６　６　図 Ｊ２（）２１［ム３ｎｅａｒ） ｏ　ｉ、　１１□　Ｎ−１

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）離散的音声信号系列を入力し、前記音声信号系列
   を短時間毎に分割した短時間音声信号系列をめ、前記短
   時間音声信号系列からスペクトル包絡を表わすパラメー
   タを抽出して符号化し、前記スペクトル包絡に対応する
   インパルス応答系列の自己相関関数列を計算し、前記ス
   ペクトル包絡に対応するインパルス応答系列と前記短時
   間音声信号系列との相互相関関数列を計算し、前記自己
   相関関数列と前記相互相関関数列とを用いて前記短時間
   音声信号系列の駆動音源信号系列とし適した音源パルス
   系列の振幅と位置を逐次的ｔこめる際に、新たに定める
   音源パルスの振幅と過去にめた音源パルスのうち前記新
   たに定める音源パルスの近傍の音源パルス系列の振幅と
   を調整しながら新たに定める音源パルスの位置をめ、前
   記駆動（１） 音源パルス系列を符号化し、前記スペクトル包絡を表わ
   すパラメータの符号と前記駆動音源信号系列を表わす符
   号とを組み合わせることにより前記離散的音声信号系列
   を符号化することを特徴とする音声符号化方式。
2. （２）離散的音声信号系列を入力し、前記音声信号系列
   を短時間に分割した短時間音声信号系列をめる前記短時
   間音声信号系列からスペクトル包絡を表わすパラメータ
   を抽出して符号化し、前記スペクトル包絡にあらかじめ
   定められた補正を加えたスペクトルをもつインパルス応
   答系列の自己相関関数列を計算し、前記短時間音声信号
   系列と前記あらかじめ定められた補正をスペクトルをも
   つインパルス応答系列との相互相関関数列を計算し、前
   記自己相関関数列と前記短時間音声信号系列とを用いて
   前記短時間音声信号系列の駆動音源信号として適した音
   源パルスの位置と振幅を逐次的にめる際に、新たに定め
   る音源パルスの振幅と、過去にめた音源パルスのうち、
   前記新たに定める音源パルスの近傍の音源パルス系列の
   振幅とを（２） 調整しながら、新たに定める音源パルスの位置をめ、前
   記駆動音源パルス系列を符号化し、前記スペクトル包絡
   を表わすパラメータの符号と前記駆動音源信号系列を表
   わす符号とを組み合わせて音声を符号化することを特徴
   とする音声符号化方式。