JPH06339265A - スイッチングレギュレ−タ - Google Patents
スイッチングレギュレ−タInfo
- Publication number
- JPH06339265A JPH06339265A JP12640493A JP12640493A JPH06339265A JP H06339265 A JPH06339265 A JP H06339265A JP 12640493 A JP12640493 A JP 12640493A JP 12640493 A JP12640493 A JP 12640493A JP H06339265 A JPH06339265 A JP H06339265A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- output
- dummy load
- circuit
- semiconductor switch
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】電力変換効率の低下や出力リアクトルの大型化
を伴わず、軽負荷時の出力を安定化したスイッチングレ
ギュレ−タを得る。 【構成】半導体スイッチ２のオン時間とオフ時間の割合
を制御回路８で制御することにより直流入力電圧Ｅ1 を
任意の直流電圧に変換して外部負荷１０に供給するＤＣ
−ＤＣコンバ−タ回路１と、その出力側に接続されたダ
ミ−負荷抵抗９とを備えたものにおいて、ＤＣ−ＤＣコ
ンバ−タ回路の出力電流をその出力リアクトル６の抵抗
電圧降下として検出する差動増幅回路２２と、ダミ−負
荷抵抗に直列接続され差動増幅回路の検出電圧値が予め
定まる電圧値を越えたときダミ−負荷抵抗に流れる電流
を遮断する半導体スイッチ２３とからなるダミ−負荷電
流の制御手段２１を備える。
を伴わず、軽負荷時の出力を安定化したスイッチングレ
ギュレ−タを得る。 【構成】半導体スイッチ２のオン時間とオフ時間の割合
を制御回路８で制御することにより直流入力電圧Ｅ1 を
任意の直流電圧に変換して外部負荷１０に供給するＤＣ
−ＤＣコンバ−タ回路１と、その出力側に接続されたダ
ミ−負荷抵抗９とを備えたものにおいて、ＤＣ−ＤＣコ
ンバ−タ回路の出力電流をその出力リアクトル６の抵抗
電圧降下として検出する差動増幅回路２２と、ダミ−負
荷抵抗に直列接続され差動増幅回路の検出電圧値が予め
定まる電圧値を越えたときダミ−負荷抵抗に流れる電流
を遮断する半導体スイッチ２３とからなるダミ−負荷電
流の制御手段２１を備える。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、電子機器の定電圧直
流電源として一般に使用されるスイッチングレギュレ−
タ、ことに軽負荷状態での負荷電流の脈動を低減するた
めのダミ−負荷抵抗を備えたスイッチングレギュレ−タ
に関する。
流電源として一般に使用されるスイッチングレギュレ−
タ、ことに軽負荷状態での負荷電流の脈動を低減するた
めのダミ−負荷抵抗を備えたスイッチングレギュレ−タ
に関する。
【０００２】
【従来の技術】図３は従来のスイッチングレギュレ−タ
の基本回路を簡略化して示す接続図であり、スイッチン
グレギュレ−タの基本回路はＤＣ−ＤＣコンバ−タ回路
１と、その出力側に接続されたダミ−負荷抵抗９とで構
成される。ＤＣ−ＤＣコンバ−タ回路１はパルストラン
ス３と、その一次巻線に流れる電流ｉ1 をオンオフ制御
する半導体スイッチ２とで直流電圧Ｅ1 を数ＫＨZ から
数１００ＫＨZ の方形波の交流に変換するインバ−タ部
と、パルストランス３の二次巻線に接続された整流ダイ
オ−ド４，出力リアクトル６，およびコンデンサ７から
なり、パルストランスで所望の電圧に調整された二次巻
線電圧を直流電圧に変換して外部負荷１０に向けて出力
する整流平滑回路と、半導体スイッチ２のオン期間中出
力リアクトル６に蓄積されたエネルギ−を半導体スイッ
チのオフ期間中負荷１０を経由してリアクトル６に還流
する帰還ダイオ−ド５とで構成され、半導体スイッチ２
のオン時間ｔon，オフ時間ｔoff ，およびオンオフ周期
Ｔは制御回路８によって時比率制御される。
の基本回路を簡略化して示す接続図であり、スイッチン
グレギュレ−タの基本回路はＤＣ−ＤＣコンバ−タ回路
１と、その出力側に接続されたダミ−負荷抵抗９とで構
成される。ＤＣ−ＤＣコンバ−タ回路１はパルストラン
ス３と、その一次巻線に流れる電流ｉ1 をオンオフ制御
する半導体スイッチ２とで直流電圧Ｅ1 を数ＫＨZ から
数１００ＫＨZ の方形波の交流に変換するインバ−タ部
と、パルストランス３の二次巻線に接続された整流ダイ
オ−ド４，出力リアクトル６，およびコンデンサ７から
なり、パルストランスで所望の電圧に調整された二次巻
線電圧を直流電圧に変換して外部負荷１０に向けて出力
する整流平滑回路と、半導体スイッチ２のオン期間中出
力リアクトル６に蓄積されたエネルギ−を半導体スイッ
チのオフ期間中負荷１０を経由してリアクトル６に還流
する帰還ダイオ−ド５とで構成され、半導体スイッチ２
のオン時間ｔon，オフ時間ｔoff ，およびオンオフ周期
Ｔは制御回路８によって時比率制御される。
【０００３】図４は図３のように構成された従来のスイ
ッチングレギュレ−タの基本回路の動作を示す波形図で
あり、半導体スイッチ２およびダイオ−ド４，５を理想
スイッチと考え、且つパルストランス３の変圧比を１と
仮定するれば、半導体スイッチ２を周期Ｔでオンオフ制
御するとき出力電圧ｅ2 の平均値Ｅ2 は次式で表され
る。 Ｅ2 ＝（ｔon／ｔon＋ｔoff ）Ｅ1 ＝（ｔon／Ｔ）Ｅ1 ＝αＥ1 ・・（式１） 但し、Ｔ＝ｔon＋ｔoff ，α＝ｔon／Ｔ（オン時比率）
であり、出力電圧ｅ2の平均値Ｅ2 を半導体スイッチ２
のオン時比率αに比例して制御できるとともに、パルス
トランス３の変圧比の決め方により出力電圧の最高値を
任意に設定することができる。
ッチングレギュレ−タの基本回路の動作を示す波形図で
あり、半導体スイッチ２およびダイオ−ド４，５を理想
スイッチと考え、且つパルストランス３の変圧比を１と
仮定するれば、半導体スイッチ２を周期Ｔでオンオフ制
御するとき出力電圧ｅ2 の平均値Ｅ2 は次式で表され
る。 Ｅ2 ＝（ｔon／ｔon＋ｔoff ）Ｅ1 ＝（ｔon／Ｔ）Ｅ1 ＝αＥ1 ・・（式１） 但し、Ｔ＝ｔon＋ｔoff ，α＝ｔon／Ｔ（オン時比率）
であり、出力電圧ｅ2の平均値Ｅ2 を半導体スイッチ２
のオン時比率αに比例して制御できるとともに、パルス
トランス３の変圧比の決め方により出力電圧の最高値を
任意に設定することができる。
【０００４】また、外部負荷１０とダミ−負荷９とに分
流して流れるＤＣ−ＤＣコンバ−タ回路１の出力電流ｉ
2 は半導体スイッチ２のオン期間中上昇し，オフ期間中
下降する連続した脈動電流となる。即ち、出力電流ｉ2
の脈動率μは出力リアクトル６のインダクタンスをＬと
し、パルストランス３の変圧比を１と仮定した場合次式
で近似される。 μ≒（Ｅ1 ／２Ｉ2 Ｌ）（ｔon・ｔoff ／Ｔ）・・（式２） したがって、出力電流ｋ 平均値Ｉ2 が減少するとこれ
に逆比例して脈動率μが増大するので、出力電流の平均
値Ｉ2 が定挌電流の３０％を越える通常運転において
は、オン時比率αを絞る制御を行って脈動率μの増大を
抑制した状態で運転が行われる。ところが、出力電流の
平均値Ｉ2 が定挌電流の３０％以下の軽負荷状態とな
り、これに対応してオン時比率αを絞る制御を行うと、
出力電流の制御が不安定になり、ときには出力電流ｉ2
（パルス）が欠損してオンオフ周期Ｔが不安定となり、
出力直流電圧Ｅ2 の定電圧制御に悪影響を及ぼすという
問題が生ずる。そこで、このような不都合を回避するた
めに従来のスイッチングレギュレ−タでは、ＤＣ−ＤＣ
コンバ−タ回路１の出力側にダミ−負荷抵抗９を接続
し、定挌電流の１０〜２０％程度のダミ−負荷電流を常
時流すことにより、オンオフ周期を安定化するととも
に、出力電流の脈動率の上昇を抑制するよう構成したも
のが知られている。
流して流れるＤＣ−ＤＣコンバ−タ回路１の出力電流ｉ
2 は半導体スイッチ２のオン期間中上昇し，オフ期間中
下降する連続した脈動電流となる。即ち、出力電流ｉ2
の脈動率μは出力リアクトル６のインダクタンスをＬと
し、パルストランス３の変圧比を１と仮定した場合次式
で近似される。 μ≒（Ｅ1 ／２Ｉ2 Ｌ）（ｔon・ｔoff ／Ｔ）・・（式２） したがって、出力電流ｋ 平均値Ｉ2 が減少するとこれ
に逆比例して脈動率μが増大するので、出力電流の平均
値Ｉ2 が定挌電流の３０％を越える通常運転において
は、オン時比率αを絞る制御を行って脈動率μの増大を
抑制した状態で運転が行われる。ところが、出力電流の
平均値Ｉ2 が定挌電流の３０％以下の軽負荷状態とな
り、これに対応してオン時比率αを絞る制御を行うと、
出力電流の制御が不安定になり、ときには出力電流ｉ2
（パルス）が欠損してオンオフ周期Ｔが不安定となり、
出力直流電圧Ｅ2 の定電圧制御に悪影響を及ぼすという
問題が生ずる。そこで、このような不都合を回避するた
めに従来のスイッチングレギュレ−タでは、ＤＣ−ＤＣ
コンバ−タ回路１の出力側にダミ−負荷抵抗９を接続
し、定挌電流の１０〜２０％程度のダミ−負荷電流を常
時流すことにより、オンオフ周期を安定化するととも
に、出力電流の脈動率の上昇を抑制するよう構成したも
のが知られている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ダミ−負荷抵抗９を設
けた従来のスイッチングレギュレ−タでは、ダミ−負荷
９に常時電流を流しているため、制御の安定化を必要と
しない定挌電流の３０％を越える通常運転領域でも定挌
電流の１０〜２０％に相当する余分な出力電流Ｉ 2 が無
駄に流れることになり、その分スイッチングレギュレ−
タの定挌運転領域でオ−バ−ロ−ドとなるため、スイッ
チングレギュレ−タの出力の増大が必要になり、スイッ
チングレギュレ−タの大型化を招くという問題点があ
る。また、スイッチングレギュレ−タの容量を増加しな
かった場合には、ダミ−負荷に対応して外部負荷１０へ
の供給電力が制約されるという問題が発生する。さら
に、ダミ−負荷９で発生する損失によってスイッチング
レギュレ−タの電力変換効率が低下するという問題も発
生する。一方、（式２）から明らかなように、スイッチ
ングレギュレ−タでは出力電流ｉ2 の脈動率μが、出力
電流ｉ2 の平均値Ｉ2 および出力リアクトル６のインダ
クタンスＬに逆比例して変化するので、出力リアクトル
６のインダクタンスＬを増しても脈動率μの増大を抑制
し制御の安定性を増すことが可能であるが、これが原因
でリアクトルが大型化するという問題も発生する。
けた従来のスイッチングレギュレ−タでは、ダミ−負荷
９に常時電流を流しているため、制御の安定化を必要と
しない定挌電流の３０％を越える通常運転領域でも定挌
電流の１０〜２０％に相当する余分な出力電流Ｉ 2 が無
駄に流れることになり、その分スイッチングレギュレ−
タの定挌運転領域でオ−バ−ロ−ドとなるため、スイッ
チングレギュレ−タの出力の増大が必要になり、スイッ
チングレギュレ−タの大型化を招くという問題点があ
る。また、スイッチングレギュレ−タの容量を増加しな
かった場合には、ダミ−負荷に対応して外部負荷１０へ
の供給電力が制約されるという問題が発生する。さら
に、ダミ−負荷９で発生する損失によってスイッチング
レギュレ−タの電力変換効率が低下するという問題も発
生する。一方、（式２）から明らかなように、スイッチ
ングレギュレ−タでは出力電流ｉ2 の脈動率μが、出力
電流ｉ2 の平均値Ｉ2 および出力リアクトル６のインダ
クタンスＬに逆比例して変化するので、出力リアクトル
６のインダクタンスＬを増しても脈動率μの増大を抑制
し制御の安定性を増すことが可能であるが、これが原因
でリアクトルが大型化するという問題も発生する。
【０００６】この発明の目的は、電力変換効率の低下や
出力リアクトルの大型化を伴わず、軽負荷時の出力を安
定化したスイッチングレギュレ−タを得ることにある。
出力リアクトルの大型化を伴わず、軽負荷時の出力を安
定化したスイッチングレギュレ−タを得ることにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、この発明によれば、半導体スイッチのオン時間とオ
フ時間の割合を制御することにより直流入力電圧を任意
の直流電圧に変換して外部負荷に供給するＤＣ−ＤＣコ
ンバ−タ回路と、その出力側に接続されたダミ−負荷抵
抗とを備えたものにおいて、前記ＤＣ−ＤＣコンバ−タ
回路の出力電流を検出し、その検出電流値が予め定まる
電流値を越えたとき前記ダミ−負荷抵抗に流れる電流を
遮断するダミ−負荷電流の制御手段を備えてなるものと
する。
に、この発明によれば、半導体スイッチのオン時間とオ
フ時間の割合を制御することにより直流入力電圧を任意
の直流電圧に変換して外部負荷に供給するＤＣ−ＤＣコ
ンバ−タ回路と、その出力側に接続されたダミ−負荷抵
抗とを備えたものにおいて、前記ＤＣ−ＤＣコンバ−タ
回路の出力電流を検出し、その検出電流値が予め定まる
電流値を越えたとき前記ダミ−負荷抵抗に流れる電流を
遮断するダミ−負荷電流の制御手段を備えてなるものと
する。
【０００８】また、ダミ−負荷電流の制御手段がＤＣ−
ＤＣコンバ−タ回路の出力電流を検出する電流検出器
と、ダミ−負荷抵抗に直列接続され前記電流検出器の検
出電流値が予め定まる電流値を越えたときダミ−負荷抵
抗に流れる電流を遮断する半導体スイッチとを備えてな
るものとする。さらに、ダミ−負荷電流の制御手段がＤ
Ｃ−ＤＣコンバ−タ回路の出力電流をその出力リアクト
ルの抵抗電圧降下として検出する差動増幅回路と、ダミ
−負荷抵抗に直列接続され前記差動増幅回路の検出電圧
値が予め定まる電圧値を越えたときダミ−負荷抵抗に流
れる電流を遮断する半導体スイッチとからなるものとす
る。
ＤＣコンバ−タ回路の出力電流を検出する電流検出器
と、ダミ−負荷抵抗に直列接続され前記電流検出器の検
出電流値が予め定まる電流値を越えたときダミ−負荷抵
抗に流れる電流を遮断する半導体スイッチとを備えてな
るものとする。さらに、ダミ−負荷電流の制御手段がＤ
Ｃ−ＤＣコンバ−タ回路の出力電流をその出力リアクト
ルの抵抗電圧降下として検出する差動増幅回路と、ダミ
−負荷抵抗に直列接続され前記差動増幅回路の検出電圧
値が予め定まる電圧値を越えたときダミ−負荷抵抗に流
れる電流を遮断する半導体スイッチとからなるものとす
る。
【０００９】
【作用】この発明において、ＤＣ−ＤＣコンバ−タ回路
の出力電流を検出し、その検出電流値が予め定まる電流
値を越えたときダミ−負荷抵抗に流れる電流を遮断する
ダミ−負荷電流の制御手段を備えるよう構成したことに
より、負荷電流の脈動率の増大やオンオフ周期の不安定
性が問題になる軽負荷領域でのみダミ−負荷電流を流し
て脈動率を抑制することが可能となり、脈動率の抑制を
必要としない定挌負荷領域でもダミ−負荷電流を流すこ
とによって生ずる装置の大型化や電力変換効率の低下を
防ぎ、外部負荷への供給電力の制約を排除する機能が得
られる。
の出力電流を検出し、その検出電流値が予め定まる電流
値を越えたときダミ−負荷抵抗に流れる電流を遮断する
ダミ−負荷電流の制御手段を備えるよう構成したことに
より、負荷電流の脈動率の増大やオンオフ周期の不安定
性が問題になる軽負荷領域でのみダミ−負荷電流を流し
て脈動率を抑制することが可能となり、脈動率の抑制を
必要としない定挌負荷領域でもダミ−負荷電流を流すこ
とによって生ずる装置の大型化や電力変換効率の低下を
防ぎ、外部負荷への供給電力の制約を排除する機能が得
られる。
【００１０】また、ダミ−負荷電流の制御手段を、ＤＣ
−ＤＣコンバ−タ回路の出力電流を検出する電流検出器
と、ダミ−負荷抵抗に直列接続され電流検出器の検出電
流値が予め定まる電流値を越えたときダミ−負荷抵抗に
流れる電流を遮断する半導体スイッチとで構成すれば、
ＤＣ−ＤＣコンバ−タ回路の出力電流を例えばシャント
抵抗分流器などで検出して半導体スイッチを動作できる
ので、簡素な構成のダミ−負荷電流の制御手段によりス
イッチングレギュレ−タの電力変換効率の低下を防ぎ、
外部負荷への供給電力の制約や装置の大型化を排除する
機能が得られる。
−ＤＣコンバ−タ回路の出力電流を検出する電流検出器
と、ダミ−負荷抵抗に直列接続され電流検出器の検出電
流値が予め定まる電流値を越えたときダミ−負荷抵抗に
流れる電流を遮断する半導体スイッチとで構成すれば、
ＤＣ−ＤＣコンバ−タ回路の出力電流を例えばシャント
抵抗分流器などで検出して半導体スイッチを動作できる
ので、簡素な構成のダミ−負荷電流の制御手段によりス
イッチングレギュレ−タの電力変換効率の低下を防ぎ、
外部負荷への供給電力の制約や装置の大型化を排除する
機能が得られる。
【００１１】さらに、ダミ−負荷電流の制御手段を、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバ−タ回路の出力電流をその出力リアクト
ルの抵抗電圧降下として検出する差動増幅回路と、ダミ
−負荷抵抗に直列接続され差動増幅回路の検出電圧値が
予め定まる電圧値を越えたときダミ−負荷抵抗に流れる
電流を遮断する半導体スイッチとで構成すれば、半導体
スイッチのオンオフに同期してエネルギ−の蓄積と放出
を行うことによりインダクタンス電圧降下の平均値が零
となる出力リアクトルの特性を利用して、ＤＣ−ＤＣコ
ンバ−タ回路の出力電流をその出力リアクトルの抵抗電
圧降下として検出することが可能となり、ダミ−負荷電
流の制御手段の構成をより簡素化する機能が得られる。
Ｃ−ＤＣコンバ−タ回路の出力電流をその出力リアクト
ルの抵抗電圧降下として検出する差動増幅回路と、ダミ
−負荷抵抗に直列接続され差動増幅回路の検出電圧値が
予め定まる電圧値を越えたときダミ−負荷抵抗に流れる
電流を遮断する半導体スイッチとで構成すれば、半導体
スイッチのオンオフに同期してエネルギ−の蓄積と放出
を行うことによりインダクタンス電圧降下の平均値が零
となる出力リアクトルの特性を利用して、ＤＣ−ＤＣコ
ンバ−タ回路の出力電流をその出力リアクトルの抵抗電
圧降下として検出することが可能となり、ダミ−負荷電
流の制御手段の構成をより簡素化する機能が得られる。
【００１２】
【実施例】以下、この発明を実施例に基づいて説明す
る。図１はこの発明の実施例になるスイッチングレギュ
レ−タの主回路を簡略化して示す接続図であり、従来技
術と同じ構成部分には同一参照符号を付すことにより、
重複した説明を省略する。図において、スイッチングレ
ギュレ−タの基本回路としてのＤＣ−ＤＣコンバ−タ回
路１は、パルストランス３，半導体スイッチ２，からな
るインバ−タ部と、パルストランス３の二次巻線に接続
された整流ダイオ−ド４，出力リアクトル６，およびコ
ンデンサ７からなりる整流平滑回路と、帰還ダイオ−ド
５とで構成される。また、ＤＣ−ＤＣコンバ−タ回路１
の出力側にはダミ−負荷抵抗９が接続される。
る。図１はこの発明の実施例になるスイッチングレギュ
レ−タの主回路を簡略化して示す接続図であり、従来技
術と同じ構成部分には同一参照符号を付すことにより、
重複した説明を省略する。図において、スイッチングレ
ギュレ−タの基本回路としてのＤＣ−ＤＣコンバ−タ回
路１は、パルストランス３，半導体スイッチ２，からな
るインバ−タ部と、パルストランス３の二次巻線に接続
された整流ダイオ−ド４，出力リアクトル６，およびコ
ンデンサ７からなりる整流平滑回路と、帰還ダイオ−ド
５とで構成される。また、ＤＣ−ＤＣコンバ−タ回路１
の出力側にはダミ−負荷抵抗９が接続される。
【００１３】一方、ＤＣ−ＤＣコンバ−タ回路の出力電
流を検出し、その検出電流値が予め定まる電流値を越え
たときダミ−負荷抵抗に流れる電流を遮断するダミ−負
荷電流の制御手段１１は、ＤＣ−ＤＣコンバ−タ回路１
の出力電流を検出する電流検出器１２と、ダミ−負荷抵
抗９に直列接続され電流検出器１２の検出電流値が予め
定まる電流値を越えたときダミ−負荷抵抗９に流れる電
流を遮断する半導体スイッチ１３とで構成され、ＤＣ−
ＤＣコンバ−タ回路１の出力電流Ｉ2 を例えばシャント
抵抗分流器，カレントトランスなどの電流検出器１２で
検出し、検出電流値が例えば定挌電流の３０％に相当す
るレベルを越えたとき、半導体スイッチ１３を動作させ
ることにより、定挌電流の３０％以下の軽負荷領域では
出力電流ｉ2 の脈動率の上昇やオンオフ周期Ｔの不安定
化などを阻止して出力を安定化できる。また、定挌電流
の３０％を越える通常運転領域では定挌電流の１０〜２
０％に相当する余分な電流がダミ−負荷９に無駄に流れ
ることを阻止できるので、従来技術で問題になったスイ
ッチングレギュレ−タの出力の増大やこれに起因するス
イッチングレギュレ−タの大型化，あるいはダミ−負荷
の発生損失に起因するスイッチングレギュレ−タの電力
変換効率が低下などを回避することができる。さらに、
出力リアクトルのインダクタンスＬを増して脈動率μの
増大を抑制する必要も無くなるので、これが原因でリア
クトルが大型化するという問題も回避することができ
る。
流を検出し、その検出電流値が予め定まる電流値を越え
たときダミ−負荷抵抗に流れる電流を遮断するダミ−負
荷電流の制御手段１１は、ＤＣ−ＤＣコンバ−タ回路１
の出力電流を検出する電流検出器１２と、ダミ−負荷抵
抗９に直列接続され電流検出器１２の検出電流値が予め
定まる電流値を越えたときダミ−負荷抵抗９に流れる電
流を遮断する半導体スイッチ１３とで構成され、ＤＣ−
ＤＣコンバ−タ回路１の出力電流Ｉ2 を例えばシャント
抵抗分流器，カレントトランスなどの電流検出器１２で
検出し、検出電流値が例えば定挌電流の３０％に相当す
るレベルを越えたとき、半導体スイッチ１３を動作させ
ることにより、定挌電流の３０％以下の軽負荷領域では
出力電流ｉ2 の脈動率の上昇やオンオフ周期Ｔの不安定
化などを阻止して出力を安定化できる。また、定挌電流
の３０％を越える通常運転領域では定挌電流の１０〜２
０％に相当する余分な電流がダミ−負荷９に無駄に流れ
ることを阻止できるので、従来技術で問題になったスイ
ッチングレギュレ−タの出力の増大やこれに起因するス
イッチングレギュレ−タの大型化，あるいはダミ−負荷
の発生損失に起因するスイッチングレギュレ−タの電力
変換効率が低下などを回避することができる。さらに、
出力リアクトルのインダクタンスＬを増して脈動率μの
増大を抑制する必要も無くなるので、これが原因でリア
クトルが大型化するという問題も回避することができ
る。
【００１４】図２はこの発明の異なる実施例を示すスイ
ッチングレギュレ−タの主回路を簡略化して示す接続図
であり、ダミ−負荷電流の制御手段２１が、ＤＣ−ＤＣ
コンバ−タ回路１の出力電流Ｉ2 をその出力リアクトル
６の抵抗電圧降下として検出する差動増幅回路２２と、
ダミ−負荷抵抗９に直列接続され差動増幅回路２２の検
出電圧値が予め定まる電圧値を越えたときダミ−負荷抵
抗９に流れる電流を遮断する半導体スイッチとで構成さ
れた点が前述の実施例と異なっており、半導体スイッチ
２のオンオフに同期してエネルギ−の蓄積と放出を行う
ことによりインダクタンス電圧降下の平均値が零となる
出力リアクトル６を電流検出器の一部に利用して、ＤＣ
−ＤＣコンバ−タ回路の出力電流をその出力リアクトル
６の抵抗電圧降下として検出することが可能となり、前
述の実施例で必要としたシャント抵抗分流器，あるいは
カレントトランス等の大型電気部品を排除できるので、
ダミ−負荷電流の制御手段２１の構成をより簡素化し、
その製造コストを低減できる利点が得られる。
ッチングレギュレ−タの主回路を簡略化して示す接続図
であり、ダミ−負荷電流の制御手段２１が、ＤＣ−ＤＣ
コンバ−タ回路１の出力電流Ｉ2 をその出力リアクトル
６の抵抗電圧降下として検出する差動増幅回路２２と、
ダミ−負荷抵抗９に直列接続され差動増幅回路２２の検
出電圧値が予め定まる電圧値を越えたときダミ−負荷抵
抗９に流れる電流を遮断する半導体スイッチとで構成さ
れた点が前述の実施例と異なっており、半導体スイッチ
２のオンオフに同期してエネルギ−の蓄積と放出を行う
ことによりインダクタンス電圧降下の平均値が零となる
出力リアクトル６を電流検出器の一部に利用して、ＤＣ
−ＤＣコンバ−タ回路の出力電流をその出力リアクトル
６の抵抗電圧降下として検出することが可能となり、前
述の実施例で必要としたシャント抵抗分流器，あるいは
カレントトランス等の大型電気部品を排除できるので、
ダミ−負荷電流の制御手段２１の構成をより簡素化し、
その製造コストを低減できる利点が得られる。
【００１５】
【発明の効果】この発明は前述のように、ＤＣ−ＤＣコ
ンバ−タ回路の出力側に接続されたダミ−負荷抵抗を備
えたスイッチングレギュレ−タにおいて、ＤＣ−ＤＣコ
ンバ−タ回路の出力電流を検出し、その検出電流値が予
め定まる電流値を越えたときダミ−負荷抵抗に流れる電
流を遮断するダミ−負荷電流の制御手段を設けるよう構
成した。その結果、ダミ−負荷に常時電流を流す従来の
技術で問題となったスイッチングレギュレ−タや出力リ
アクトルの大型化，電力変換効率の低下などの問題点が
排除され、軽負荷領域でも制御の安定性に優れ、小型で
電力変換効率が高いスイッチングレギュレ−タを提供す
ることができる。
ンバ−タ回路の出力側に接続されたダミ−負荷抵抗を備
えたスイッチングレギュレ−タにおいて、ＤＣ−ＤＣコ
ンバ−タ回路の出力電流を検出し、その検出電流値が予
め定まる電流値を越えたときダミ−負荷抵抗に流れる電
流を遮断するダミ−負荷電流の制御手段を設けるよう構
成した。その結果、ダミ−負荷に常時電流を流す従来の
技術で問題となったスイッチングレギュレ−タや出力リ
アクトルの大型化，電力変換効率の低下などの問題点が
排除され、軽負荷領域でも制御の安定性に優れ、小型で
電力変換効率が高いスイッチングレギュレ−タを提供す
ることができる。
【００１６】ことに、ダミ−負荷電流の制御手段を、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバ−タ回路の出力電流をその出力リアクト
ルの抵抗電圧降下として検出する差動増幅回路と、ダミ
−負荷抵抗に直列接続され差動増幅回路の検出電圧値が
予め定まる電圧値を越えたときダミ−負荷抵抗に流れる
電流を遮断する半導体スイッチとで構成すれば、出力リ
アクトルを電流検出器の一部に利用してダミ−負荷電流
の制御手段の構成をより簡素化し、その製造コストを低
減できるできるので、軽負荷領域でも制御の安定性に優
れ、小型で電力変換効率が高いスイッチングレギュレ−
タを経済的にも有利に提供することができる。
Ｃ−ＤＣコンバ−タ回路の出力電流をその出力リアクト
ルの抵抗電圧降下として検出する差動増幅回路と、ダミ
−負荷抵抗に直列接続され差動増幅回路の検出電圧値が
予め定まる電圧値を越えたときダミ−負荷抵抗に流れる
電流を遮断する半導体スイッチとで構成すれば、出力リ
アクトルを電流検出器の一部に利用してダミ−負荷電流
の制御手段の構成をより簡素化し、その製造コストを低
減できるできるので、軽負荷領域でも制御の安定性に優
れ、小型で電力変換効率が高いスイッチングレギュレ−
タを経済的にも有利に提供することができる。
【図１】この発明の実施例になるスイッチングレギュレ
−タの主回路を簡略化して示す接続図
−タの主回路を簡略化して示す接続図
【図２】この発明の異なる実施例を示すスイッチングレ
ギュレ−タの主回路を簡略化して示す接続図
ギュレ−タの主回路を簡略化して示す接続図
【図３】従来のスイッチングレギュレ−タの基本回路を
簡略化して示す接続図
簡略化して示す接続図
【図４】図３のように構成された従来のスイッチングレ
ギュレ−タの基本回路の動作を示す波形図
ギュレ−タの基本回路の動作を示す波形図
１ ＤＣ−ＤＣコンバ−タ回路 ２ 半導体スイッチ ３ パルストランス ４ 整流ダイオ−ド ５ 帰還ダイオ−ド ６ 出力リアクトル ７ コンデンサ ８ 制御回路 ９ ダミ−負荷抵抗 １０ 外部負荷 １１ ダミ−負荷電流の制御手段 １２ 電流検出器 １３ 半導体スイッチ ２１ ダミ−負荷電流の制御手段 ２２ 差動増幅回路（電流検出器） ２３ 半導体スイッチ
Claims (3)
- 【請求項１】半導体スイッチのオン時間とオフ時間の割
合を制御することにより直流入力電圧を任意の直流電圧
に変換して外部負荷に供給するＤＣ−ＤＣコンバ−タ回
路と、その出力側に接続されたダミ−負荷抵抗とを備え
たものにおいて、前記ＤＣ−ＤＣコンバ−タ回路の出力
電流を検出し、その検出電流値が予め定まる電流値を越
えたとき前記ダミ−負荷抵抗に流れる電流を遮断するダ
ミ−負荷電流の制御手段を備えてなることを特徴とする
スイッチングレギュレ−タ。 - 【請求項２】ダミ−負荷電流の制御手段がＤＣ−ＤＣコ
ンバ−タ回路の出力電流を検出する電流検出器と、ダミ
−負荷抵抗に直列接続され前記電流検出器の検出電流値
が予め定まる電流値を越えたときダミ−負荷抵抗に流れ
る電流を遮断する半導体スイッチとからなることを特徴
とする請求項１記載のスイッチングレギュレ−タ。 - 【請求項３】ダミ−負荷電流の制御手段がＤＣ−ＤＣコ
ンバ−タ回路の出力電流をその出力リアクトルの抵抗電
圧降下として検出する差動増幅回路と、ダミ−負荷抵抗
に直列接続され前記差動増幅回路の検出電圧値が予め定
まる電圧値を越えたときダミ−負荷抵抗に流れる電流を
遮断する半導体スイッチとからなることを特徴とする請
求項１記載のスイッチングレギュレ−タ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12640493A JPH06339265A (ja) | 1993-05-28 | 1993-05-28 | スイッチングレギュレ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12640493A JPH06339265A (ja) | 1993-05-28 | 1993-05-28 | スイッチングレギュレ−タ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06339265A true JPH06339265A (ja) | 1994-12-06 |
Family
ID=14934321
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12640493A Pending JPH06339265A (ja) | 1993-05-28 | 1993-05-28 | スイッチングレギュレ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06339265A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2000038304A1 (en) * | 1998-12-18 | 2000-06-29 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Switched-mode power supply with a dummy load |
| CN103036425A (zh) * | 2012-12-14 | 2013-04-10 | 大连海事大学 | 一种dc-dc变换器死负载 |
-
1993
- 1993-05-28 JP JP12640493A patent/JPH06339265A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2000038304A1 (en) * | 1998-12-18 | 2000-06-29 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Switched-mode power supply with a dummy load |
| CN103036425A (zh) * | 2012-12-14 | 2013-04-10 | 大连海事大学 | 一种dc-dc变换器死负载 |
| CN103036425B (zh) * | 2012-12-14 | 2015-10-28 | 大连海事大学 | 一种dc-dc变换器死负载 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6101104A (en) | Predictive threshold synchronous rectifier control | |
| US8194417B2 (en) | Two-stage switching power supply | |
| US8339816B2 (en) | Semiconductor device and switching power supply apparatus | |
| KR20060044988A (ko) | 스위칭 전원 제어용 반도체 장치 | |
| JP2009081992A (ja) | ソリッドステート・スイッチ用の高効率ドライバ回路 | |
| US6373730B1 (en) | Switching power supply | |
| JP3588429B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH06339265A (ja) | スイッチングレギュレ−タ | |
| JPH11206116A (ja) | 定電圧定電流電源装置 | |
| JP2007174890A (ja) | スイッチング電源装置とそれに使用される半導体装置 | |
| JPH09121534A (ja) | Ｄｃ／ｄｃコンバータ | |
| KR200403819Y1 (ko) | 대기전력 절감 전원제어회로 | |
| JPS64917B2 (ja) | ||
| JPH0654525A (ja) | Ｄｃ／ｄｃコンバータ | |
| JP2000341937A (ja) | 電源回路 | |
| JP3171068B2 (ja) | スイッチング電源 | |
| JPH0353597Y2 (ja) | ||
| JP2720000B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPH028552Y2 (ja) | ||
| JP2006054934A (ja) | Ａｃ／ｄｃコンバータ及び電子機器 | |
| KR100302076B1 (ko) | 입력전압범위를 확장시킨 전원공급장치 | |
| JPH03851Y2 (ja) | ||
| JPH02223379A (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH05252744A (ja) | 電源回路 | |
| JP2001092543A (ja) | 定電圧電源装置 |