JPH0634639B2 - 励磁制御装置 - Google Patents
励磁制御装置Info
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- JPH0634639B2 JPH0634639B2 JP60003266A JP326685A JPH0634639B2 JP H0634639 B2 JPH0634639 B2 JP H0634639B2 JP 60003266 A JP60003266 A JP 60003266A JP 326685 A JP326685 A JP 326685A JP H0634639 B2 JPH0634639 B2 JP H0634639B2
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- thyristor
- thyristor converter
- generator
- commutation mode
- Prior art date
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P9/00—Arrangements for controlling electric generators for the purpose of obtaining a desired output
- H02P9/14—Arrangements for controlling electric generators for the purpose of obtaining a desired output by variation of field
- H02P9/26—Arrangements for controlling electric generators for the purpose of obtaining a desired output by variation of field using discharge tubes or semiconductor devices
- H02P9/30—Arrangements for controlling electric generators for the purpose of obtaining a desired output by variation of field using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Eletrric Generators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は同期発電機の端子電圧を制御する励磁制御装置
に係り、特に励磁電流を供給するサイリスタ変換器の入
力電圧が系統地絡等の系統事故で低下し、そのためサイ
リスタ変換器の転流時の重なり角が６０゜もしくはそれ
以上になつた場合にもサイリスタを狭幅パルスにより確
実に点弧できるようにした同期発電機の励磁制御装置に
関する。
に係り、特に励磁電流を供給するサイリスタ変換器の入
力電圧が系統地絡等の系統事故で低下し、そのためサイ
リスタ変換器の転流時の重なり角が６０゜もしくはそれ
以上になつた場合にもサイリスタを狭幅パルスにより確
実に点弧できるようにした同期発電機の励磁制御装置に
関する。
従来の発電機励磁制御装置の構成を第８図に示す。図に
おいて、発電機１の界磁巻線２は３相全波型のサイリス
タ変換器４から励磁され、サイリスタ変換器４の電源
Ｕ，Ｖ，Ｗはは励磁電源変圧器３より供給され、前記変
圧器３の一次巻線は発電機の電機子に接続されている。
発電機の出力は一般に主変圧器６に接続され、この変圧
器で昇圧後並入用しや断器７を介して送電線１０，１１
に接続されている。送電線１０，１１にはそれぞれ送電
線用しや断器８，９が接続されている。そしてたとえば
送電線１１のＦ点で地絡事故等が発生した場合には、保
護リレー（図示省略）によりしや断器９を開放して故障
回線を切り離し、発電機は送電線１０を介して運転を継
続する。
おいて、発電機１の界磁巻線２は３相全波型のサイリス
タ変換器４から励磁され、サイリスタ変換器４の電源
Ｕ，Ｖ，Ｗはは励磁電源変圧器３より供給され、前記変
圧器３の一次巻線は発電機の電機子に接続されている。
発電機の出力は一般に主変圧器６に接続され、この変圧
器で昇圧後並入用しや断器７を介して送電線１０，１１
に接続されている。送電線１０，１１にはそれぞれ送電
線用しや断器８，９が接続されている。そしてたとえば
送電線１１のＦ点で地絡事故等が発生した場合には、保
護リレー（図示省略）によりしや断器９を開放して故障
回線を切り離し、発電機は送電線１０を介して運転を継
続する。
このように主変圧器の高圧側において３相地絡（短絡）
事故が発生しても発電機は停止することなく運転を継続
する必要があるが、この時の問題点を以下に述べる。今
送電線１１のＦ点の如く主変圧器６の至近端において３
相地絡（短絡）事故が発生した場合の発電機端子電圧Ｖ
Gと界磁電流ＩFの変化は第９図に示すようになる。即
ち、送電線のＦ点において時刻ｔ1で、３相地絡事故が
発生したとすると、発電機端子電圧ＶGは主変圧器６の
インピーダンスと発電機の内部インピーダンスによつて
定まる電圧まで瞬時に低下する。主変圧器６のインピー
ダンスはは一般に１０％〜１５％程度であり発電機の過
渡インピーダンスは２０％〜３０％程度であることから
発電機端子電圧ＶGは定格電圧の約３０％となる。又こ
の時発電機の電機子電流は地絡のため定格電流の数倍と
なり、周知の如く発電機の電機子反作用により界磁巻線
２へ過渡的に交流分を含んだ直流電流が誘起され界磁電
流ＩFすなわちサイリスタ変換器４の出力電流の波高値
は定格界磁電流の３〜４倍程度となる。時刻ｔ10におい
てしや断器９が開放されると事故点Ｆは切離され、発電
機端子電圧ＶG及び界磁電流ＩFはほぼ事故前の値に復帰
する。
事故が発生しても発電機は停止することなく運転を継続
する必要があるが、この時の問題点を以下に述べる。今
送電線１１のＦ点の如く主変圧器６の至近端において３
相地絡（短絡）事故が発生した場合の発電機端子電圧Ｖ
Gと界磁電流ＩFの変化は第９図に示すようになる。即
ち、送電線のＦ点において時刻ｔ1で、３相地絡事故が
発生したとすると、発電機端子電圧ＶGは主変圧器６の
インピーダンスと発電機の内部インピーダンスによつて
定まる電圧まで瞬時に低下する。主変圧器６のインピー
ダンスはは一般に１０％〜１５％程度であり発電機の過
渡インピーダンスは２０％〜３０％程度であることから
発電機端子電圧ＶGは定格電圧の約３０％となる。又こ
の時発電機の電機子電流は地絡のため定格電流の数倍と
なり、周知の如く発電機の電機子反作用により界磁巻線
２へ過渡的に交流分を含んだ直流電流が誘起され界磁電
流ＩFすなわちサイリスタ変換器４の出力電流の波高値
は定格界磁電流の３〜４倍程度となる。時刻ｔ10におい
てしや断器９が開放されると事故点Ｆは切離され、発電
機端子電圧ＶG及び界磁電流ＩFはほぼ事故前の値に復帰
する。
このように界磁電流ＩFが増大すると、点弧パルスが狭
い幅のパルスである場合、サイリスタ変換器の転流モー
ドが変化する。第１０図はサイリスタ変換器４の部分を
等価的に示したもので、界磁巻線２はサイリスタ変換器
の大きな誘導性負荷となる。今、第１０図の各相の交流
リアクタンスはすべて等しくＸであり、各相電圧はすべ
て等しくＥであるとすると、サイリスタ変換器の出力端
を短絡した時の直流電流ＩＦ0は である。この値を基準として各転流モードを与える界磁
電流ＩFの範囲及び制御遅れ角δは次のように表わされ
る。
い幅のパルスである場合、サイリスタ変換器の転流モー
ドが変化する。第１０図はサイリスタ変換器４の部分を
等価的に示したもので、界磁巻線２はサイリスタ変換器
の大きな誘導性負荷となる。今、第１０図の各相の交流
リアクタンスはすべて等しくＸであり、各相電圧はすべ
て等しくＥであるとすると、サイリスタ変換器の出力端
を短絡した時の直流電流ＩＦ0は である。この値を基準として各転流モードを与える界磁
電流ＩFの範囲及び制御遅れ角δは次のように表わされ
る。
転流モードＩ； 転流モードII； 転流モードIII； ３／４≦ＩF／ＩＦ0１， δ＝π／６ ……(4) この様子は第１１図に示されており、界磁電流ＩFが増
大し、モードII又はIIIになると制御遅れ角の発生がさ
けられない。
大し、モードII又はIIIになると制御遅れ角の発生がさ
けられない。
一方、サイリスタ変換器４のゲート制御は次のように行
われている。第８図において、発電機端子電圧をＰＴ１
２により検出し整流器１３によつて直流に変換し電圧設
定値１５との偏差を加算器１４で検出し増巾器１６で増
巾しパルス移相器１７Ａを制御する。パルス移相器１７
Ａは増巾器１６の出力に応じてサイリスタ変換器４へ位
相制御されたゲートパルスを広巾パルス増巾器１８を介
して与える。このパルス移相器１７Ａの同期電源は、励
磁電源変圧器３の二次側からとるとサイリスタの転流に
よる波形歪の影響を受けるので、ＰＴ１２より得てい
る。ところで前述のように送電線の地絡事故によつて発
電機電圧ＶGが著しく低下すると増巾器１６の出力は最
大の上げ信号を出しそれに応じてパルス移相器１７の点
弧パルス位相角αを最少としサイリスタ変換器４の出力
電圧が最大となるように動作する。（通常の運転中にお
けるサイリスタの点弧角αは６０゜程度である。）サイ
リスタ変換回路の点弧パルスが一般に使用されている１
５０μsec〜２００μsecの狭巾パルスの場合は、前述し
たように界磁電流ＩFの増大時に転流モードがII又はIII
になる。このため点弧パルス本来の位相と６０゜遅れた
位相の２つのパルスとし、２番目の遅れたパルスで点弧
するようにしている。このため本来のゲート位相制御角
αが零となるように制御されても実際には６０゜移相さ
れたのと同等な結果となる。第１２図はサイリスタの点
弧角α＝０に設定された場合のサイリスタ波形，ゲート
パルス，サイリスタ電流の波形を示したもので、一旦こ
の状態に入り込むと発電機回路の故障が除去されても、
正常な転流が行われない。これらを解決する手法とし
て、特開昭49-39016及び特開昭49-39017に示されている
ように、界磁電流に相当する信号と同期機の端子電圧に
応じた信号、又は、界磁電圧に相当する信号と同期機の
端子電圧に応じた信号及びサイリスタ点弧角が最少であ
ることを示す信号によりサイリスタが強制転流（２番目
のパルスで点弧している状態）の状態であることを検出
し、にサイリスタの点弧角αを一時的に遅らせるかもし
くは点弧信号をしや断する方法が知られている。この方
法は、簡単なロジツクで異常状態から正常な制御状態に
回復させることが可能ある。しかし系統の安定度向上を
行なうためには系統側事故継続中を含め、サイリスタ変
換器の出力を少しでも大きくしてやることが重要であ
る。上記のように強制移相の状態で点弧角αを例えば一
律に３０゜以上遅らせたり、あるいはゲートパルスを遮
断してしまうと、モードＩとIIの境界面では、サイリス
タ変換器としての最大出力可能電圧の約８０％又は０％
しか出力が出ないことになり、励磁系の頂上電圧を下げ
たこととほぼ等価な動作となる。このため系統事故時に
転流モードがIIないしIIIとなる励磁装置の場合には狭
巾パルスの代りにサイリスタの通常の転流期間中パルス
を与える１２０゜巾の広巾パルスをゲート信号とし使用
してきた。しかるに、狭巾パルス駆動方式に比べ広巾パ
ルス駆動方式では、パルス増巾器１８の出力容量が数十
倍となるためパルス増巾器の容量も数十倍となりかつそ
の電源装置の容量も数十倍となつてしまう。発電機の単
機容量が１０００ＭＷクラスになるとパルス増巾器の制
御装置全体に占める割合が約６割にもなるため広巾パル
ス駆動方式とすると大巾にコストが高くなるという問題
があつた。
われている。第８図において、発電機端子電圧をＰＴ１
２により検出し整流器１３によつて直流に変換し電圧設
定値１５との偏差を加算器１４で検出し増巾器１６で増
巾しパルス移相器１７Ａを制御する。パルス移相器１７
Ａは増巾器１６の出力に応じてサイリスタ変換器４へ位
相制御されたゲートパルスを広巾パルス増巾器１８を介
して与える。このパルス移相器１７Ａの同期電源は、励
磁電源変圧器３の二次側からとるとサイリスタの転流に
よる波形歪の影響を受けるので、ＰＴ１２より得てい
る。ところで前述のように送電線の地絡事故によつて発
電機電圧ＶGが著しく低下すると増巾器１６の出力は最
大の上げ信号を出しそれに応じてパルス移相器１７の点
弧パルス位相角αを最少としサイリスタ変換器４の出力
電圧が最大となるように動作する。（通常の運転中にお
けるサイリスタの点弧角αは６０゜程度である。）サイ
リスタ変換回路の点弧パルスが一般に使用されている１
５０μsec〜２００μsecの狭巾パルスの場合は、前述し
たように界磁電流ＩFの増大時に転流モードがII又はIII
になる。このため点弧パルス本来の位相と６０゜遅れた
位相の２つのパルスとし、２番目の遅れたパルスで点弧
するようにしている。このため本来のゲート位相制御角
αが零となるように制御されても実際には６０゜移相さ
れたのと同等な結果となる。第１２図はサイリスタの点
弧角α＝０に設定された場合のサイリスタ波形，ゲート
パルス，サイリスタ電流の波形を示したもので、一旦こ
の状態に入り込むと発電機回路の故障が除去されても、
正常な転流が行われない。これらを解決する手法とし
て、特開昭49-39016及び特開昭49-39017に示されている
ように、界磁電流に相当する信号と同期機の端子電圧に
応じた信号、又は、界磁電圧に相当する信号と同期機の
端子電圧に応じた信号及びサイリスタ点弧角が最少であ
ることを示す信号によりサイリスタが強制転流（２番目
のパルスで点弧している状態）の状態であることを検出
し、にサイリスタの点弧角αを一時的に遅らせるかもし
くは点弧信号をしや断する方法が知られている。この方
法は、簡単なロジツクで異常状態から正常な制御状態に
回復させることが可能ある。しかし系統の安定度向上を
行なうためには系統側事故継続中を含め、サイリスタ変
換器の出力を少しでも大きくしてやることが重要であ
る。上記のように強制移相の状態で点弧角αを例えば一
律に３０゜以上遅らせたり、あるいはゲートパルスを遮
断してしまうと、モードＩとIIの境界面では、サイリス
タ変換器としての最大出力可能電圧の約８０％又は０％
しか出力が出ないことになり、励磁系の頂上電圧を下げ
たこととほぼ等価な動作となる。このため系統事故時に
転流モードがIIないしIIIとなる励磁装置の場合には狭
巾パルスの代りにサイリスタの通常の転流期間中パルス
を与える１２０゜巾の広巾パルスをゲート信号とし使用
してきた。しかるに、狭巾パルス駆動方式に比べ広巾パ
ルス駆動方式では、パルス増巾器１８の出力容量が数十
倍となるためパルス増巾器の容量も数十倍となりかつそ
の電源装置の容量も数十倍となつてしまう。発電機の単
機容量が１０００ＭＷクラスになるとパルス増巾器の制
御装置全体に占める割合が約６割にもなるため広巾パル
ス駆動方式とすると大巾にコストが高くなるという問題
があつた。
本発明の目的は、従来の広巾パルス駆動のためのパルス
増巾器の大容量化という欠点をなくし、転流の重り角が
大きい場合においても確実にサイリスタを点弧制御でき
るようにした狭巾パルス駆動方式の発電機の励磁制御装
置を提供することにある。
増巾器の大容量化という欠点をなくし、転流の重り角が
大きい場合においても確実にサイリスタを点弧制御でき
るようにした狭巾パルス駆動方式の発電機の励磁制御装
置を提供することにある。
本発明は、サイリスタ変換器の入力電圧相当の信号とサ
イリスタ変換器の出力電流相当の信号よりサイリスタ点
弧角α＝０における点弧遅れ角を検出し、パルス移相器
の入力信号を制御するかあるいはパルス移相器自身に制
限機能を持たせることによつて点弧角が検出された点弧
遅れ角より必ず大きくなるように制御して、狭巾パルス
でも確実に点弧でできるようにしたことを特徴とするも
のである。
イリスタ変換器の出力電流相当の信号よりサイリスタ点
弧角α＝０における点弧遅れ角を検出し、パルス移相器
の入力信号を制御するかあるいはパルス移相器自身に制
限機能を持たせることによつて点弧角が検出された点弧
遅れ角より必ず大きくなるように制御して、狭巾パルス
でも確実に点弧でできるようにしたことを特徴とするも
のである。
以下、本発明を実施例によつて説明する。第１図は本発
明の一実施例を示すもので、パルス移相器１７Ａの入力
回路にリミツタ回路１９を設け、そのリミツタ回路１９
の入力信号δは、ＰＴ１２の出力よりサイリスタ変換器
４への入力電圧に相当する信号ＶGと（当然サイリスタ
変換器４の交流側よりＣＴにより等価的に検出してもよ
い）、抵抗器２１により検出したサイリスタ出力電流Ｉ
Fとを演算回路２０へ入力して算出する構成としてい
る。またパルス増幅器１８Ｂは狭幅パルス用のものであ
る。これら以外の構成は第９図の従来装置と同じであ
る。
明の一実施例を示すもので、パルス移相器１７Ａの入力
回路にリミツタ回路１９を設け、そのリミツタ回路１９
の入力信号δは、ＰＴ１２の出力よりサイリスタ変換器
４への入力電圧に相当する信号ＶGと（当然サイリスタ
変換器４の交流側よりＣＴにより等価的に検出してもよ
い）、抵抗器２１により検出したサイリスタ出力電流Ｉ
Fとを演算回路２０へ入力して算出する構成としてい
る。またパルス増幅器１８Ｂは狭幅パルス用のものであ
る。これら以外の構成は第９図の従来装置と同じであ
る。
制御遅れ角δの演算回路の詳細を第２図に、その各部の
動作波形例を第３図に示す。サイリスタ変換器入力電圧
Ｅに相当する信号は取込んだ発電機端子電圧ＶGであ
り、まずこれを整流回路２０１で整流し、不必要なリツ
プルの除去及び式(1)で表わされたＩＦ0相当の信号算出
を係数回路２０２で行う。一方サイリスタ変換器４の出
力電流すなわちＩFの検出値は、通常はリツプルのほと
んどない直流電流であるが、同期発電機の電機子電流が
短絡等によつて急増した場合は第３図に示したように電
源周波数と同一の周波数成分を持つ交流電流が重畳され
た直流となる。このため転流モードが１サイクル内にモ
ードＩからIIIまでサイクリツクに変化する。このため
に演算回路２０の時間遅れ等によつて、サイリスタ変換
器４の点弧が確実に行なわれる制御遅れ角δを算出する
ＩFの信号としてはそのまま使用出来ない。そこで波高
値検出回路２０５により取込んだＩFの波高値を検出
し、これを改めてＩFとすることによりサイリスタの点
弧が確実に行なわれる制御遅れ角δを算出するようにす
る。但し一般には波高値検出回路は、充電時定数が短
く、放電時定数の長い非直線性のフイルタを使用する。
このため第３図の時刻ｔ10で示したように系統事故が回
復しＩFが瞬時に減少した時、波高値検出回路２０５の
出力が瞬時に実際値になるように、発電機電圧が回復し
たことを示す信号Ｒによつて当該回路２０５をリセツト
するようにしている。このようにして得たＩFを用いて
除算回路２０３ではＩF／ＩＦ0の計算を行ない、凾数発
生回路２０４では転流モードの判定と制御遅れ角δの算
出を式(2)〜(4)に従つて行う。なお転流モードIIの時の
δは逆三角凾数で与えられるが、第１２図に示したよう
にこれはほぼ直線とみなして近似しても何らさしつかえ
ない。
動作波形例を第３図に示す。サイリスタ変換器入力電圧
Ｅに相当する信号は取込んだ発電機端子電圧ＶGであ
り、まずこれを整流回路２０１で整流し、不必要なリツ
プルの除去及び式(1)で表わされたＩＦ0相当の信号算出
を係数回路２０２で行う。一方サイリスタ変換器４の出
力電流すなわちＩFの検出値は、通常はリツプルのほと
んどない直流電流であるが、同期発電機の電機子電流が
短絡等によつて急増した場合は第３図に示したように電
源周波数と同一の周波数成分を持つ交流電流が重畳され
た直流となる。このため転流モードが１サイクル内にモ
ードＩからIIIまでサイクリツクに変化する。このため
に演算回路２０の時間遅れ等によつて、サイリスタ変換
器４の点弧が確実に行なわれる制御遅れ角δを算出する
ＩFの信号としてはそのまま使用出来ない。そこで波高
値検出回路２０５により取込んだＩFの波高値を検出
し、これを改めてＩFとすることによりサイリスタの点
弧が確実に行なわれる制御遅れ角δを算出するようにす
る。但し一般には波高値検出回路は、充電時定数が短
く、放電時定数の長い非直線性のフイルタを使用する。
このため第３図の時刻ｔ10で示したように系統事故が回
復しＩFが瞬時に減少した時、波高値検出回路２０５の
出力が瞬時に実際値になるように、発電機電圧が回復し
たことを示す信号Ｒによつて当該回路２０５をリセツト
するようにしている。このようにして得たＩFを用いて
除算回路２０３ではＩF／ＩＦ0の計算を行ない、凾数発
生回路２０４では転流モードの判定と制御遅れ角δの算
出を式(2)〜(4)に従つて行う。なお転流モードIIの時の
δは逆三角凾数で与えられるが、第１２図に示したよう
にこれはほぼ直線とみなして近似しても何らさしつかえ
ない。
次に演算回路２０の出力信号δとリミツタ回路１９の動
作を説明する。リミツタ回路１９は、パルス移相器１７
Ａから出力されるサイリスタ変換器４の点弧角が点弧遅
れ角δ以下にならぬ様にするために、パルス移相器１７
Ａの入力信号レベル（リミツタ回路１９の出力信号
ＶCL）を点弧遅れ角δに応じて可変設定できるようにし
た可変形信号制限器である。即ちリミツタ１９はもとも
と入力ＶCに対してＶCL＝Ｖ1で飽和するリミツタ特性を
もつが、第４図に示すようにこの飽和値Ｖ1を点弧遅れ
角δによりＶ2へ変化させることができる。またパルス
移相器１７Ａの入力ＶCLと出力位相αの関係は第５図の
折線Ｃで示される。そこでも、第５図のように系統事故
発生後ＶCが時間ｔとともに直線的に上昇したりすると
リミツタ回路１９の出力ＶCLはやはり直線的に増大して
やがてＶCL＝Ｖ1で飽和する。この時の点弧角の最小値
はα1でで示されている。しかし演算回路２０で求めら
れた点弧遅れ角δが０でなくなるとＶCLの飽和値は第５
図ｔ＝ｔb以後のようにＶ2に変更されるから、これに対
応してαの最小値もα2へと切替えられる。従つてα2＞
δとなるようにＶ2をδに応じて変化させていれば、点
弧角はつねにδより大となつて狭幅パルスでも確実に点
弧可能となる。なおこのようなリミツタ回路１９の回路
化手段は、特に困難ではなく、公知の回路技術で可能な
ものである。
作を説明する。リミツタ回路１９は、パルス移相器１７
Ａから出力されるサイリスタ変換器４の点弧角が点弧遅
れ角δ以下にならぬ様にするために、パルス移相器１７
Ａの入力信号レベル（リミツタ回路１９の出力信号
ＶCL）を点弧遅れ角δに応じて可変設定できるようにし
た可変形信号制限器である。即ちリミツタ１９はもとも
と入力ＶCに対してＶCL＝Ｖ1で飽和するリミツタ特性を
もつが、第４図に示すようにこの飽和値Ｖ1を点弧遅れ
角δによりＶ2へ変化させることができる。またパルス
移相器１７Ａの入力ＶCLと出力位相αの関係は第５図の
折線Ｃで示される。そこでも、第５図のように系統事故
発生後ＶCが時間ｔとともに直線的に上昇したりすると
リミツタ回路１９の出力ＶCLはやはり直線的に増大して
やがてＶCL＝Ｖ1で飽和する。この時の点弧角の最小値
はα1でで示されている。しかし演算回路２０で求めら
れた点弧遅れ角δが０でなくなるとＶCLの飽和値は第５
図ｔ＝ｔb以後のようにＶ2に変更されるから、これに対
応してαの最小値もα2へと切替えられる。従つてα2＞
δとなるようにＶ2をδに応じて変化させていれば、点
弧角はつねにδより大となつて狭幅パルスでも確実に点
弧可能となる。なおこのようなリミツタ回路１９の回路
化手段は、特に困難ではなく、公知の回路技術で可能な
ものである。
第６図は本発明の別の実施例を示すもので、リミツタ回
路を設ける代りに、パルス移相器１７Ｂに同様な機能を
附加したものである。即ち、パルス移相器１７Ｂは入力
ＶCに対して第７図のような特性によつて点弧角αを出
力するが、αの最小値がδ＞０になるとα1からα2のよ
うな値に変化する特性を持つ。そこでα2＞δとなるよ
うにしておけば第１の実施例と同様な効果が得られるこ
とは明らかで、これは別の見方をすれば、第１図のリミ
ツタ回路１９をパルス移相器内へ組込んだものとみなせ
る。
路を設ける代りに、パルス移相器１７Ｂに同様な機能を
附加したものである。即ち、パルス移相器１７Ｂは入力
ＶCに対して第７図のような特性によつて点弧角αを出
力するが、αの最小値がδ＞０になるとα1からα2のよ
うな値に変化する特性を持つ。そこでα2＞δとなるよ
うにしておけば第１の実施例と同様な効果が得られるこ
とは明らかで、これは別の見方をすれば、第１図のリミ
ツタ回路１９をパルス移相器内へ組込んだものとみなせ
る。
以上の実施例から明らかなように、本発明によれば、サ
イリスタの転流モードに応じて、サイリスタ変換器とし
て点弧可能な最少点弧遅れ角以下とならぬようパルス移
相器の最少点弧角を制限できるので、通常のサイリスタ
変換回路と同様に狭巾パルスでサイリスタを点弧でき、
従つて、パルス増巾器及びその電源装置の容量を大巾に
低減出来るという効果がある。又、発電機端子電圧及び
界磁電流に応じて、最少点弧遅れ角を算出しサイリスタ
変換器としての能力を最大に生かせるようにできるの
で、転流モードがＩとIIの境界面では励磁系頂上電圧を
従来の狭巾パルス方式に比べ約２０％上げたと同様な効
果がある。
イリスタの転流モードに応じて、サイリスタ変換器とし
て点弧可能な最少点弧遅れ角以下とならぬようパルス移
相器の最少点弧角を制限できるので、通常のサイリスタ
変換回路と同様に狭巾パルスでサイリスタを点弧でき、
従つて、パルス増巾器及びその電源装置の容量を大巾に
低減出来るという効果がある。又、発電機端子電圧及び
界磁電流に応じて、最少点弧遅れ角を算出しサイリスタ
変換器としての能力を最大に生かせるようにできるの
で、転流モードがＩとIIの境界面では励磁系頂上電圧を
従来の狭巾パルス方式に比べ約２０％上げたと同様な効
果がある。
第１図は本発明の一実施例を示す図、第２図は第１図の
実施例に於る演算回路の詳細を示す図、第３図は第２図
の演算回路の各部動作波形を示す図、第４図及び第５図
は第１図の実施例に於るリミツタ回路の動作説明図、第
６図は本発明の別の実施例を示す図、第７図は第６図の
実施例に於るパルス移相器の特性を示す図、第８図は従
来の励磁制御装置を示す図、第９図は系統事故時の発電
機電圧及び界磁電流の変化を示す図、第１０図はサイリ
スタ変換器の回路図、第１１図は点弧遅れ角の説明図、
第１２図はサイリスタ変換器の動作を示す各部波形図で
ある。 １……同期発電機、２……界磁巻線、４……サイリスタ
変換器、１２……ＰＴ、１７Ａ，１７Ｂ……パルス移相
器、１８Ｂ……狭巾パルス増巾器、１９……リミツタ回
路、２０……演算回路。
実施例に於る演算回路の詳細を示す図、第３図は第２図
の演算回路の各部動作波形を示す図、第４図及び第５図
は第１図の実施例に於るリミツタ回路の動作説明図、第
６図は本発明の別の実施例を示す図、第７図は第６図の
実施例に於るパルス移相器の特性を示す図、第８図は従
来の励磁制御装置を示す図、第９図は系統事故時の発電
機電圧及び界磁電流の変化を示す図、第１０図はサイリ
スタ変換器の回路図、第１１図は点弧遅れ角の説明図、
第１２図はサイリスタ変換器の動作を示す各部波形図で
ある。 １……同期発電機、２……界磁巻線、４……サイリスタ
変換器、１２……ＰＴ、１７Ａ，１７Ｂ……パルス移相
器、１８Ｂ……狭巾パルス増巾器、１９……リミツタ回
路、２０……演算回路。
Claims (2)
- 【請求項１】同期発電機の交流出力を直流に変換して該
同期発電機の界磁電流とするサイリスタ変換器と、前記
同期発電機の交流出力を整流した値と電圧設定値との偏
差に応じた位相角αの点弧パルスを前記サイリスタ変換
器のゲートに出力する制御手段とを備える励磁制御装置
において、前記サイリスタ変換器の入力電圧相当の信号
を整流して該サイリスタ変換器の出力端を短絡した時の
直流電流ＩＦ0を求める手段と、前記界磁電流の波高値
ＩFを検出する手段と、ＩF／ＩＦ0の値を求めこの値か
ら転流モードを判定し該転流モードに応じた制御遅れ角
δを求める手段と、前記点弧パルスの位相角αが前記制
御遅れ角δ以下とならぬように制限する手段とを設けた
ことを特徴とする励磁制御装置。 - 【請求項２】特許請求の範囲第１項において、 転流モードＩ： 転流モードII： 転流モードIII： ３／４≦ＩF／ＩＦ0≦１ δ＝π／６ により転流モードを判定すると共に制御遅れ角δを求め
ることを特徴とする励磁制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60003266A JPH0634639B2 (ja) | 1985-01-14 | 1985-01-14 | 励磁制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60003266A JPH0634639B2 (ja) | 1985-01-14 | 1985-01-14 | 励磁制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61164500A JPS61164500A (ja) | 1986-07-25 |
| JPH0634639B2 true JPH0634639B2 (ja) | 1994-05-02 |
Family
ID=11552653
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60003266A Expired - Lifetime JPH0634639B2 (ja) | 1985-01-14 | 1985-01-14 | 励磁制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0634639B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN120333560B (zh) * | 2025-03-18 | 2025-12-23 | 浙江迪元仪表有限公司 | 一种电磁水表及电磁流量计的低功耗励磁系统及方法 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5146244B2 (ja) * | 1972-08-25 | 1976-12-08 | ||
| JPS57196898A (en) * | 1981-05-26 | 1982-12-02 | Hitachi Ltd | Automatic voltage regulator for ac generator |
-
1985
- 1985-01-14 JP JP60003266A patent/JPH0634639B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61164500A (ja) | 1986-07-25 |
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