JPH06351229A - 出力電圧安定化機能付チャージポンプ式昇圧回路 - Google Patents
出力電圧安定化機能付チャージポンプ式昇圧回路Info
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- JPH06351229A JPH06351229A JP13791693A JP13791693A JPH06351229A JP H06351229 A JPH06351229 A JP H06351229A JP 13791693 A JP13791693 A JP 13791693A JP 13791693 A JP13791693 A JP 13791693A JP H06351229 A JPH06351229 A JP H06351229A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 無効消費電力が無く安定した出力が取り出せ
るチャージポンプ式昇圧回路を提供すること。 【構成】 チャージポンプ回路のコンデンサＣ１の充電
回路を形成するスイッチングトランジスタＴＲ２に出力
側から負期間をかけて出力電圧を調整するような回路構
成にする。
るチャージポンプ式昇圧回路を提供すること。 【構成】 チャージポンプ回路のコンデンサＣ１の充電
回路を形成するスイッチングトランジスタＴＲ２に出力
側から負期間をかけて出力電圧を調整するような回路構
成にする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、一般に電源電圧昇圧回
路に関し、特にチャージポンプ式昇圧回路に関する。
路に関し、特にチャージポンプ式昇圧回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図４を参照して従来のチャージポンプ式
昇圧回路について説明する。
昇圧回路について説明する。
【０００３】ここに示した回路は、外部から与えられた
電源電圧を２倍に昇圧する回路と、その出力に接続され
た電圧安定化回路である。
電源電圧を２倍に昇圧する回路と、その出力に接続され
た電圧安定化回路である。
【０００４】図において、４０１は電源、Ｃ１は１次側
コンデンサ、Ｃ２は二次側コンデンサ、ＴＲ１〜ＴＲ４
はスイッチングトランジスタである。
コンデンサ、Ｃ２は二次側コンデンサ、ＴＲ１〜ＴＲ４
はスイッチングトランジスタである。
【０００５】ＴＲ１とＴＲ２は電源４０１をコンデンサ
Ｃ１に並列に接続して、同コンデンサＣ１を電源電圧Ｖ
DDまで充電する充電回路開閉用スイッチングトランジス
タであり、ＴＲ３とＴＲ４は電源４０１とコンデンサＣ
１の直列接続回路をコンデンサＣ２に並列に接続して、
コンデンサＣ２を電源電圧の２倍の電圧に充電する回路
を開閉するスイッチングトランジスタである。
Ｃ１に並列に接続して、同コンデンサＣ１を電源電圧Ｖ
DDまで充電する充電回路開閉用スイッチングトランジス
タであり、ＴＲ３とＴＲ４は電源４０１とコンデンサＣ
１の直列接続回路をコンデンサＣ２に並列に接続して、
コンデンサＣ２を電源電圧の２倍の電圧に充電する回路
を開閉するスイッチングトランジスタである。
【０００６】トランジスタＴＲ２はＮチャンネル電界効
果トランジスタで成り、ＴＲ１，ＴＲ３，ＴＲ４はＰチ
ャンネル電界効果トランジスタで成る。
果トランジスタで成り、ＴＲ１，ＴＲ３，ＴＲ４はＰチ
ャンネル電界効果トランジスタで成る。
【０００７】このため、スイッチングパルスＡを反転す
るインバータ４０４が設けられている。４０２はＴＲ１
及びＴＲ２へ供給するスイッチングパルスＡを発生する
パルス発生器、４０３はＴＲ３及びＴＲ４へ供給するス
イッチングパルスＢを発生するパルス発生器である。
るインバータ４０４が設けられている。４０２はＴＲ１
及びＴＲ２へ供給するスイッチングパルスＡを発生する
パルス発生器、４０３はＴＲ３及びＴＲ４へ供給するス
イッチングパルスＢを発生するパルス発生器である。
【０００８】以上の回路により、チャージポンプ式昇圧
回路を構成している。
回路を構成している。
【０００９】このチャージポンプ式昇圧回路の出力側に
は、電圧安定化回路が接続されており、チャージポンプ
式昇圧回路で昇圧された電圧を安定化して取り出すよう
になっている。
は、電圧安定化回路が接続されており、チャージポンプ
式昇圧回路で昇圧された電圧を安定化して取り出すよう
になっている。
【００１０】図の回路においては、チャージポンプ式昇
圧回路の出力は演算増幅器（オペアンプ）４０６の電源
端子に接続されており、このオペアンプの正入力端子に
は基準電圧源４０９が接続され、出力端子は抵抗器Ｒ
１，Ｒ２の直列接続を介して接地されている。また負入
力端子は抵抗器Ｒ１とＲ２の接続点に接続されている。
圧回路の出力は演算増幅器（オペアンプ）４０６の電源
端子に接続されており、このオペアンプの正入力端子に
は基準電圧源４０９が接続され、出力端子は抵抗器Ｒ
１，Ｒ２の直列接続を介して接地されている。また負入
力端子は抵抗器Ｒ１とＲ２の接続点に接続されている。
【００１１】次にこの回路の動作を簡単に説明する。ま
ず、スイッチングパルス発生器４０２から供給されるパ
ルスＡによって、トランジスタＴＲ１及びＴＲ２がオン
となってコンデンサＣ１は電源電圧ＶDDまで充電され
る。
ず、スイッチングパルス発生器４０２から供給されるパ
ルスＡによって、トランジスタＴＲ１及びＴＲ２がオン
となってコンデンサＣ１は電源電圧ＶDDまで充電され
る。
【００１２】次いで、スイッチングパルス発生器４０３
からのパルスＢによってトランジスタＴＲ３及びＴＲ４
がオンとなって、電源４０１−トランジスタＴＲ４−コ
ンデンサＣ１−トランジスタＴＲ３−コンデンサＣ２の
回路によって、電源電圧ＶDDと先にコンデンサＣ１に充
電された電荷による電圧ＶDDが加算された電圧２ＶDDが
コンデンサＣ２に印加され、同コンデンサＣ２は２ＶDD
の電位まで充電される。
からのパルスＢによってトランジスタＴＲ３及びＴＲ４
がオンとなって、電源４０１−トランジスタＴＲ４−コ
ンデンサＣ１−トランジスタＴＲ３−コンデンサＣ２の
回路によって、電源電圧ＶDDと先にコンデンサＣ１に充
電された電荷による電圧ＶDDが加算された電圧２ＶDDが
コンデンサＣ２に印加され、同コンデンサＣ２は２ＶDD
の電位まで充電される。
【００１３】この結果、チャージポンプ式昇圧回路の出
力４０５には電源電圧の２倍の電圧が出力される。
力４０５には電源電圧の２倍の電圧が出力される。
【００１４】このチャージポンプ式昇圧回路の出力はオ
ペアンプ４０６の電源端子に印加されている。他方、オ
ペアンプ４０６の正入力端子には基準電圧現４０９から
基準電圧ＶR が印加されており、負入力端子は抵抗器Ｒ
１とＲ２の接続点に接続されているので、抵抗器Ｒ１の
両端間の電圧はＶR である。
ペアンプ４０６の電源端子に印加されている。他方、オ
ペアンプ４０６の正入力端子には基準電圧現４０９から
基準電圧ＶR が印加されており、負入力端子は抵抗器Ｒ
１とＲ２の接続点に接続されているので、抵抗器Ｒ１の
両端間の電圧はＶR である。
【００１５】従って、抵抗Ｒ１とＲ２の直列接続回路に
流れる電流の関係からＶout ／Ｒ１＋Ｒ２＝ＶR ／Ｒ１
が成立し、Ｖout ／ＶR ×（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１となる
から、出力電圧Ｖout を基準電圧ＶR によって決まる安
定した値に設定することができる。但しＶout ＜２ＶDD
である。
流れる電流の関係からＶout ／Ｒ１＋Ｒ２＝ＶR ／Ｒ１
が成立し、Ｖout ／ＶR ×（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１となる
から、出力電圧Ｖout を基準電圧ＶR によって決まる安
定した値に設定することができる。但しＶout ＜２ＶDD
である。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】従来のチャージポンプ
式昇圧回路の欠点としては、図４を参照して上述したと
ころから解かるとおり、外部から与える電源電圧ＶDDを
加（減）算した電圧、及びその整数倍の電圧しか発生で
きないという欠点がある。
式昇圧回路の欠点としては、図４を参照して上述したと
ころから解かるとおり、外部から与える電源電圧ＶDDを
加（減）算した電圧、及びその整数倍の電圧しか発生で
きないという欠点がある。
【００１７】また、昇圧回路から取り出す出力電流値が
変わると出力電圧が変動するので、必要な電圧を安定に
取り出すためには図４に示す如く、別途安定化回路を設
けることが必要となる。
変わると出力電圧が変動するので、必要な電圧を安定に
取り出すためには図４に示す如く、別途安定化回路を設
けることが必要となる。
【００１８】ところが、この安定化回路を付けることに
よって無効電力が増大する。即ち、図４の回路におい
て、負荷ＲL に流れる電流をＩL 、チャージポンプ回路
の出力電圧をＶchg 、出力設定電圧をＶout とすると、
無効消費電力Ｗi は、 Ｗi ＝（Ｖchg −Ｖout ）×ＩL となるので、負荷電流が大きいほど、また、出力設定電
圧とチャージポンプ出力電圧との差が大きいほどこの無
効消費電力Ｗi が大きくなる。
よって無効電力が増大する。即ち、図４の回路におい
て、負荷ＲL に流れる電流をＩL 、チャージポンプ回路
の出力電圧をＶchg 、出力設定電圧をＶout とすると、
無効消費電力Ｗi は、 Ｗi ＝（Ｖchg −Ｖout ）×ＩL となるので、負荷電流が大きいほど、また、出力設定電
圧とチャージポンプ出力電圧との差が大きいほどこの無
効消費電力Ｗi が大きくなる。
【００１９】本発明は、上述の従来の回路の欠点を克服
し、出力電圧の安定化と調整を効率良く行なうことがで
きるチャージポンプ式昇圧回路を提供することを目的と
する。
し、出力電圧の安定化と調整を効率良く行なうことがで
きるチャージポンプ式昇圧回路を提供することを目的と
する。
【００２０】
【課題を解決するための手段】本発明のチャージポンプ
式昇圧回路は、図１に示す如く外部電源１０１によって
充電される第１のコンデンサＣ１と、該第１のコンデン
サＣ１を外部電源１０１に並列に接続して充電回路を形
成する第１及び第２のスイッチングトランジスタＴＲ
１，ＴＲ２と、前記外部電源１０１と第１コンデンサＣ
１を直列に接続して昇圧電圧を供給する回路を形成する
第３及び第４のスイッチングトランジスタＴＲ３，ＴＲ
４と、前記昇圧電圧を保持する第２のコンデンサＣ２
と、前記第１と第２のスイッチングトランジスタＴＲ
１，ＴＲ２及び前記第３と第４のスイッチングトランジ
スタＴＲ３，ＴＲ４に夫々スイッチングパルスを供給す
る第１及び第２のパルス発生回路１０２，１０３とを備
えた昇圧回路であって、該昇圧回路の出力Ｖout を抵抗
Ｒ１，Ｒ２で分割した電圧Ｖ１を基準電圧ＶR と比較
し、その誤差信号でコンデンサＣ１の充電回路を形成す
るスイッチングトランジスタＴＲ１，ＴＲ２の中の少な
くとも一方について、（ａ）その導通時の抵抗値を変え
て充電回路に流れる電流を制御するか、（ｂ）非導通に
してコンデンサＣ１に補給される電荷を制御するか、
（ｃ）導通時間を制御してコンデンサＣ１に蓄積される
電荷の量を制御するようにする。
式昇圧回路は、図１に示す如く外部電源１０１によって
充電される第１のコンデンサＣ１と、該第１のコンデン
サＣ１を外部電源１０１に並列に接続して充電回路を形
成する第１及び第２のスイッチングトランジスタＴＲ
１，ＴＲ２と、前記外部電源１０１と第１コンデンサＣ
１を直列に接続して昇圧電圧を供給する回路を形成する
第３及び第４のスイッチングトランジスタＴＲ３，ＴＲ
４と、前記昇圧電圧を保持する第２のコンデンサＣ２
と、前記第１と第２のスイッチングトランジスタＴＲ
１，ＴＲ２及び前記第３と第４のスイッチングトランジ
スタＴＲ３，ＴＲ４に夫々スイッチングパルスを供給す
る第１及び第２のパルス発生回路１０２，１０３とを備
えた昇圧回路であって、該昇圧回路の出力Ｖout を抵抗
Ｒ１，Ｒ２で分割した電圧Ｖ１を基準電圧ＶR と比較
し、その誤差信号でコンデンサＣ１の充電回路を形成す
るスイッチングトランジスタＴＲ１，ＴＲ２の中の少な
くとも一方について、（ａ）その導通時の抵抗値を変え
て充電回路に流れる電流を制御するか、（ｂ）非導通に
してコンデンサＣ１に補給される電荷を制御するか、
（ｃ）導通時間を制御してコンデンサＣ１に蓄積される
電荷の量を制御するようにする。
【００２１】
【作用】本願発明のチャージポンプ式昇圧回路は、上述
の構成により、後段に電圧安定化回路を設ける必要がな
いので、無効電力が無い。また、出力電圧Ｖout の値
は、基準電圧ＶR に一致させるように制御するので、出
力電圧を連続的に可変することができる。
の構成により、後段に電圧安定化回路を設ける必要がな
いので、無効電力が無い。また、出力電圧Ｖout の値
は、基準電圧ＶR に一致させるように制御するので、出
力電圧を連続的に可変することができる。
【００２２】
【実施例】図１〜３を参照して、本発明の実施例の説明
をする。図において、同様な部分には同様な信号を付け
てあり、詳しい説明は省略する。
をする。図において、同様な部分には同様な信号を付け
てあり、詳しい説明は省略する。
【００２３】図１の回路において、トランジスタＴＲ１
〜ＴＲ４のオン・オフによってコンデンサＣ１に電荷を
蓄積し、コンデンサＣ２に電源電圧ＶDDの２倍の電圧を
出力するという基本動作は図４を参照して前述した従来
回路と同じである。
〜ＴＲ４のオン・オフによってコンデンサＣ１に電荷を
蓄積し、コンデンサＣ２に電源電圧ＶDDの２倍の電圧を
出力するという基本動作は図４を参照して前述した従来
回路と同じである。
【００２４】図１の回路の特徴は、トランジスタＴＲ２
の導通時の内部抵抗の値を制御するようになっている点
である。
の導通時の内部抵抗の値を制御するようになっている点
である。
【００２５】即ち、１次側コンデンサＣ１への充電スイ
ッチの１つであるトランジスタＴＲ２に加えるゲートパ
ルスの振幅を制御することによってトランジスタＴＲ２
がオンの時の内部抵抗を調整するようになしたものであ
る。
ッチの１つであるトランジスタＴＲ２に加えるゲートパ
ルスの振幅を制御することによってトランジスタＴＲ２
がオンの時の内部抵抗を調整するようになしたものであ
る。
【００２６】この結果１次側コンデンサＣ１への充電量
が調整され、チャージポンプ出力電圧Ｖout を調整でき
る。
が調整され、チャージポンプ出力電圧Ｖout を調整でき
る。
【００２７】下記にこの様子をもう少し詳しく説明す
る。図示の如く、チャージポンプ式昇圧回路の出力１０
５は抵抗器Ｒ１及びＲ２の直列接続回路を介して接地さ
れており、抵抗器Ｒ１とＲ２の接続点が比較器１０６の
正入力端子に接続されており、該比較器の負入力端子に
は基準電圧源１０９が接続されている。
る。図示の如く、チャージポンプ式昇圧回路の出力１０
５は抵抗器Ｒ１及びＲ２の直列接続回路を介して接地さ
れており、抵抗器Ｒ１とＲ２の接続点が比較器１０６の
正入力端子に接続されており、該比較器の負入力端子に
は基準電圧源１０９が接続されている。
【００２８】比較器１０６の出力端子は抵抗Ｒ３とコン
デンサＣ３から成る積分器に接続され、積分器の出力端
子は電解効果トランジスタＴＲ５のゲートに接続されて
いる。
デンサＣ３から成る積分器に接続され、積分器の出力端
子は電解効果トランジスタＴＲ５のゲートに接続されて
いる。
【００２９】この電解効果トランジスタＴＲ５のドレイ
ンは抵抗器Ｒ４の一端に接続し、ソースは接地されてい
る。抵抗器Ｒ４の他端はインバータ１０４の出力端子に
接続されている。
ンは抵抗器Ｒ４の一端に接続し、ソースは接地されてい
る。抵抗器Ｒ４の他端はインバータ１０４の出力端子に
接続されている。
【００３０】抵抗器Ｒ４とトランジスタＴＲ５の接続点
はトランジスタＴＲ２のゲートに接続されている。
はトランジスタＴＲ２のゲートに接続されている。
【００３１】抵抗器Ｒ１，Ｒ２、基準電圧源１０９、抵
抗器１０６、積分器（Ｒ３，Ｃ３）、トランジスタＴＲ
５は一種の負帰還回路を形成し、出力電圧の調整に役立
っている。
抗器１０６、積分器（Ｒ３，Ｃ３）、トランジスタＴＲ
５は一種の負帰還回路を形成し、出力電圧の調整に役立
っている。
【００３２】次にこの回路の動作について説明する。図
４を参照して従来の昇圧回路について説明したと同様の
動作によって、今、出力端１０５に昇圧された電圧Ｖ
out が出力されたとする。
４を参照して従来の昇圧回路について説明したと同様の
動作によって、今、出力端１０５に昇圧された電圧Ｖ
out が出力されたとする。
【００３３】この電圧Ｖout は抵抗Ｒ１とＲ２と分割さ
れ、その分割された電圧Ｖ１が比較器１０６の正入力に
印加される。比較器１０６は、この電圧Ｖ１を基準電圧
源１０９からの基準電圧ＶR と比較し、出力電圧を抵抗
分割した電圧Ｖ１が基準電圧ＶR からずれていれば、そ
の誤差電圧を積分回路（コンデンサＣ３と抵抗器Ｒ３で
成る）へ供給し、そこでこの誤差電圧を積分し、その積
分出力によってトランジスタＴＲ５のゲート電圧を制御
する。
れ、その分割された電圧Ｖ１が比較器１０６の正入力に
印加される。比較器１０６は、この電圧Ｖ１を基準電圧
源１０９からの基準電圧ＶR と比較し、出力電圧を抵抗
分割した電圧Ｖ１が基準電圧ＶR からずれていれば、そ
の誤差電圧を積分回路（コンデンサＣ３と抵抗器Ｒ３で
成る）へ供給し、そこでこの誤差電圧を積分し、その積
分出力によってトランジスタＴＲ５のゲート電圧を制御
する。
【００３４】電圧Ｖ１が基準よりも高い場合は、比較器
１０６から正の誤差信号が出て、トランジスタＴＲ５の
ゲートバイアスが高くなって、ドレイン・ソース間抵抗
ＲDSが小さくなるのでトランジスタＴＲ２のゲート電圧
は低くなり、同トランジスタＴＲ２のオン時の抵抗が大
きくなり、従って充電回路に流れる電流が減るのでコン
デンサＣ１に充電される電荷が減って出力電圧Ｖout は
下がる。
１０６から正の誤差信号が出て、トランジスタＴＲ５の
ゲートバイアスが高くなって、ドレイン・ソース間抵抗
ＲDSが小さくなるのでトランジスタＴＲ２のゲート電圧
は低くなり、同トランジスタＴＲ２のオン時の抵抗が大
きくなり、従って充電回路に流れる電流が減るのでコン
デンサＣ１に充電される電荷が減って出力電圧Ｖout は
下がる。
【００３５】逆に、出力電圧Ｖout をＲ１とＲ２で抵抗
分割した電圧Ｖ１が低下すると、比較器１０６から負の
誤差信号が出て、トランジスタＴＲ５のゲートバイアス
が低くなり、そのドレイン・ソース間抵抗ＲDSが大きく
なるので、トランジスタＴＲ２のゲート電圧は高くな
り、同トランジスタＴＲ２のオン時の抵抗が小さくな
り、従って充電回路に流れる電流が増すのでコンデンサ
Ｃ１に充電される電荷が増して出力電圧Ｖout が上が
る。
分割した電圧Ｖ１が低下すると、比較器１０６から負の
誤差信号が出て、トランジスタＴＲ５のゲートバイアス
が低くなり、そのドレイン・ソース間抵抗ＲDSが大きく
なるので、トランジスタＴＲ２のゲート電圧は高くな
り、同トランジスタＴＲ２のオン時の抵抗が小さくな
り、従って充電回路に流れる電流が増すのでコンデンサ
Ｃ１に充電される電荷が増して出力電圧Ｖout が上が
る。
【００３６】上述の動作により出力電圧Ｖout が高いと
きは、これを低くし、低いときはこれを高くするように
フィードバックが働いて、予め設定された電圧値と一致
した出力電圧が得られる。このとき、出力電圧Ｖ
out は、 Ｖout ＝ＶR ×（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１（ＶDD＜Ｖout ＜
２ＶDD） である。
きは、これを低くし、低いときはこれを高くするように
フィードバックが働いて、予め設定された電圧値と一致
した出力電圧が得られる。このとき、出力電圧Ｖ
out は、 Ｖout ＝ＶR ×（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１（ＶDD＜Ｖout ＜
２ＶDD） である。
【００３７】次に、図２を参照して本願発明の第２実施
例の説明をする。
例の説明をする。
【００３８】この回路の特徴は、出力電圧Ｖout が所定
の電圧よりも高くなったときコンデンサＣ１の充電回路
のトランジスタＴＲ２を不導通として一時充電を停止す
ることにより出力電圧Ｖout を下げようと云う考えに基
いていることである。
の電圧よりも高くなったときコンデンサＣ１の充電回路
のトランジスタＴＲ２を不導通として一時充電を停止す
ることにより出力電圧Ｖout を下げようと云う考えに基
いていることである。
【００３９】図２から明らかなとおり、出力端２０５か
ら比較器２０６までの回路は図１の回路と略同じである
が、比較器２０６は出力電圧Ｖout を抵抗Ｒ１とＲ２で
分割した電圧Ｖ１と基準電圧ＶR との大小関係を比較す
る比較器で、その出力には、Ｖ１＞ＲR ならばハイレベ
ルＨ、Ｖ１＜ＲR 又はＶ１＝ＶR ならばローレベルＬを
出力する比較器である。
ら比較器２０６までの回路は図１の回路と略同じである
が、比較器２０６は出力電圧Ｖout を抵抗Ｒ１とＲ２で
分割した電圧Ｖ１と基準電圧ＶR との大小関係を比較す
る比較器で、その出力には、Ｖ１＞ＲR ならばハイレベ
ルＨ、Ｖ１＜ＲR 又はＶ１＝ＶR ならばローレベルＬを
出力する比較器である。
【００４０】比較器２０６の出力はＯＲ（論理和）回路
２１０，２１１の−入力にそれぞれ印加される。ＯＲ回
路の他の入力にはそれぞれパルス発生器２０２，２０３
の出力が印加されている。従ってＯＲ回路２１０，２１
１の出力は、それぞれトランジスタＴＲ１，ＴＲ２、ト
ランジスタＴＲ３，ＴＲ４のゲートを制御する制御パル
スを出すが、比較器２０６の出力がハイレベルＨの時は
スイッチングパルス発生器２０２，２０３からのパルス
にかかわらずハイレベルＨとなるのでスイッチングトラ
ンジスタＴＲ１〜ＴＲ４はオフ状態になる。
２１０，２１１の−入力にそれぞれ印加される。ＯＲ回
路の他の入力にはそれぞれパルス発生器２０２，２０３
の出力が印加されている。従ってＯＲ回路２１０，２１
１の出力は、それぞれトランジスタＴＲ１，ＴＲ２、ト
ランジスタＴＲ３，ＴＲ４のゲートを制御する制御パル
スを出すが、比較器２０６の出力がハイレベルＨの時は
スイッチングパルス発生器２０２，２０３からのパルス
にかかわらずハイレベルＨとなるのでスイッチングトラ
ンジスタＴＲ１〜ＴＲ４はオフ状態になる。
【００４１】次に図２の回路の動作について説明する
と、前述と同様、比較器２０６によって出力電圧Ｖout
を抵抗Ｒ１，Ｒ２で分割した電圧Ｖ１と基準電圧ＶR が
比較され、もしＶ１がＶR より大きければ比較器２０６
の出力はハイレベルになる。
と、前述と同様、比較器２０６によって出力電圧Ｖout
を抵抗Ｒ１，Ｒ２で分割した電圧Ｖ１と基準電圧ＶR が
比較され、もしＶ１がＶR より大きければ比較器２０６
の出力はハイレベルになる。
【００４２】このハイレベル信号はＯＲ回路２１０を通
ってインバータ２０４でローレベルになってトランジス
タＴＲ２のゲートに印加される。トランジスタＴＲ２は
ゲート電圧がローレベルのときは導通しないのでコンデ
ンサＣ１に充電するための回路が形成されない。コンデ
ンサＣ１は充電が一時停止したことにより両端間の電位
が下がる。
ってインバータ２０４でローレベルになってトランジス
タＴＲ２のゲートに印加される。トランジスタＴＲ２は
ゲート電圧がローレベルのときは導通しないのでコンデ
ンサＣ１に充電するための回路が形成されない。コンデ
ンサＣ１は充電が一時停止したことにより両端間の電位
が下がる。
【００４３】次に、スイッチングパルス発生器２０３か
らローレベルのパルスＢが供給されると、トランジスタ
ＴＲ３とＴＲ４がオン（導通）してコンデンサＣ１に充
電された電荷をコンデンサＣ２に転送するが、このとき
Ｃ１の電位は低下しているので出力電圧を低下させる。
らローレベルのパルスＢが供給されると、トランジスタ
ＴＲ３とＴＲ４がオン（導通）してコンデンサＣ１に充
電された電荷をコンデンサＣ２に転送するが、このとき
Ｃ１の電位は低下しているので出力電圧を低下させる。
【００４４】このように、コンデンサＣ１に供給する電
荷を調整することにより、出力電圧Ｖout を所定電圧に
保つことができる。
荷を調整することにより、出力電圧Ｖout を所定電圧に
保つことができる。
【００４５】次に図３を参照して、本発明の第３実施例
の説明をする。本実施例の回路の特徴は、スイッチング
トランジスタＴＲ１〜ＴＲ４の導通時間を制御すること
によりコンデンサＣ１に充電する電荷を調整して出力電
圧を一定にすることである。
の説明をする。本実施例の回路の特徴は、スイッチング
トランジスタＴＲ１〜ＴＲ４の導通時間を制御すること
によりコンデンサＣ１に充電する電荷を調整して出力電
圧を一定にすることである。
【００４６】図３（ａ）の回路構成について説明する
と、出力端３０５から積分器（Ｒ３，Ｃ３）の出力まで
は図１の回路と同じである。本実施例の回路ではスイッ
チングパルス発生器１０２，１０３に代えて、三角波発
生器３１２が設けられている。三角波発生回路３１２で
発生した三角波Ａは、一方において、バッファ回路３１
３で整形してデューティ５０％の方形波Ｃを作り、これ
をトランジスタＴＲ３及びＴＲ４のゲートに印加してい
る。
と、出力端３０５から積分器（Ｒ３，Ｃ３）の出力まで
は図１の回路と同じである。本実施例の回路ではスイッ
チングパルス発生器１０２，１０３に代えて、三角波発
生器３１２が設けられている。三角波発生回路３１２で
発生した三角波Ａは、一方において、バッファ回路３１
３で整形してデューティ５０％の方形波Ｃを作り、これ
をトランジスタＴＲ３及びＴＲ４のゲートに印加してい
る。
【００４７】他方、上記三角波Ａは抵抗Ｒ５を通してイ
ンバータ３１４の入力に印加される。抵抗Ｒ５とインバ
ータ３１４の入力端子との接続点は定電流源３１５を介
してアースに接続されている。
ンバータ３１４の入力に印加される。抵抗Ｒ５とインバ
ータ３１４の入力端子との接続点は定電流源３１５を介
してアースに接続されている。
【００４８】従って、上記三角波Ａは上記定電流源３１
５によってレベルシフトした後、インバータ３１４で方
形波Ｂに整形される。この方形波のデューティは上記定
電流源３１５による三角波Ａのレベルシフトによって変
えられる。
５によってレベルシフトした後、インバータ３１４で方
形波Ｂに整形される。この方形波のデューティは上記定
電流源３１５による三角波Ａのレベルシフトによって変
えられる。
【００４９】方形波信号ＢはトランジスタＴＲ１のゲー
トに印加される。また方形波信号Ｂは、インバータ３０
４で反転されて方形波信号Ｄを形成し、この信号がトラ
ンジスタＴＲ２のゲートに印加される。
トに印加される。また方形波信号Ｂは、インバータ３０
４で反転されて方形波信号Ｄを形成し、この信号がトラ
ンジスタＴＲ２のゲートに印加される。
【００５０】図３の回路の動作を簡単に説明すると、出
力電圧Ｖout を抵抗Ｒ１とＲ２で分割した電圧Ｖ１が基
準電圧ＶR よりも高くなると比較器３０６から正の誤差
信号が出て、それが積分回路（Ｒ３，Ｃ３）で積分され
て定電流回路３１５に印加される。
力電圧Ｖout を抵抗Ｒ１とＲ２で分割した電圧Ｖ１が基
準電圧ＶR よりも高くなると比較器３０６から正の誤差
信号が出て、それが積分回路（Ｒ３，Ｃ３）で積分され
て定電流回路３１５に印加される。
【００５１】これによって、三角波Ａはレベルシフトを
受けて方形波Ｂのローレベル期間の幅が狭くなる。従っ
て、電源３０１からトランジスタＴＲ１を介してコンデ
ンサＣ１に充電される電荷が減少する。
受けて方形波Ｂのローレベル期間の幅が狭くなる。従っ
て、電源３０１からトランジスタＴＲ１を介してコンデ
ンサＣ１に充電される電荷が減少する。
【００５２】このことは、コンデンサＣ１の両端にかか
る電圧が低くなったことを意味し、出力端３０５の電圧
が低下する。
る電圧が低くなったことを意味し、出力端３０５の電圧
が低下する。
【００５３】逆に、出力電圧Ｖout を抵抗Ｒ１とＲ２で
分割した電圧Ｖ１が基準電圧ＶR よりも低くなると、比
較器３０６から負の出力が出て、定電流回路３１５によ
り三角波Ａの直流レベルを下げ、方形波Ｂのローレベル
期間の幅を広くし、トランジスタＴＲ１，ＴＲ２でなる
ゲートを開く期間を長くして、コンデンサＣ１に充電さ
れる電荷を増やす。
分割した電圧Ｖ１が基準電圧ＶR よりも低くなると、比
較器３０６から負の出力が出て、定電流回路３１５によ
り三角波Ａの直流レベルを下げ、方形波Ｂのローレベル
期間の幅を広くし、トランジスタＴＲ１，ＴＲ２でなる
ゲートを開く期間を長くして、コンデンサＣ１に充電さ
れる電荷を増やす。
【００５４】この結果、Ｃ１の両端間の電圧が高くな
り、出力電圧が高くなる。
り、出力電圧が高くなる。
【００５５】上述のとおり、出力電圧が高くなると、こ
れを低くするようにフィードバックがかかり、出力電圧
が低くなると、これを高めるようにフィードバックがか
かって出力電圧が高くなり、最終的に基準電圧によって
決まる所定電圧に落ち着く。
れを低くするようにフィードバックがかかり、出力電圧
が低くなると、これを高めるようにフィードバックがか
かって出力電圧が高くなり、最終的に基準電圧によって
決まる所定電圧に落ち着く。
【００５６】以上、本発明について、実施例を示して説
明してきたが、上述の説明から明らかなとおり、本発明
によれば、電圧安定化回路を特に設ける必要はなく、昇
圧回路に出力安定化機能を持たせてあるので無効電力が
ない。
明してきたが、上述の説明から明らかなとおり、本発明
によれば、電圧安定化回路を特に設ける必要はなく、昇
圧回路に出力安定化機能を持たせてあるので無効電力が
ない。
【００５７】また、出力電圧は基準電圧を変えることに
よって設定できるので、外部から与えられる電源電圧の
整数倍といったような制限はなく、自由に設定てきる。
よって設定できるので、外部から与えられる電源電圧の
整数倍といったような制限はなく、自由に設定てきる。
【００５８】
【発明の効果】本願発明によれば、チャージポンプ式昇
圧回路の出力電圧の安定化のために特に安定化回路を設
ける必要がなく、従って、そこで生じる無効電力も無
い。出力電圧は、基準電圧に合わせて可変にできるの
で、基準電圧を連続的に変えられるようにしておける
ば、出力電圧も任意の値にすることができる。また外部
クロックに同期してチャージポンプを動作させる際、本
発明の一例においては、スイッチングトランジスタのゲ
ートパルスの振幅を制御することで、出力電圧を安定化
するようにしたことにより、外部クロックの変化点以外
でのスイッチングノイズを発生しない。
圧回路の出力電圧の安定化のために特に安定化回路を設
ける必要がなく、従って、そこで生じる無効電力も無
い。出力電圧は、基準電圧に合わせて可変にできるの
で、基準電圧を連続的に変えられるようにしておける
ば、出力電圧も任意の値にすることができる。また外部
クロックに同期してチャージポンプを動作させる際、本
発明の一例においては、スイッチングトランジスタのゲ
ートパルスの振幅を制御することで、出力電圧を安定化
するようにしたことにより、外部クロックの変化点以外
でのスイッチングノイズを発生しない。
【図１】本発明の出力安定化機能付チャージポンプ式昇
圧回路の一例を示す回路図である。
圧回路の一例を示す回路図である。
【図２】本発明の出力安定化機能付チャージポンプ式昇
圧回路の他の例を示す回路図である。
圧回路の他の例を示す回路図である。
【図３】ＰＷＭ（パルス幅変調）を用いた本発明の出力
電圧安定化機能付チャージポンプ式昇圧回路の他の例を
示す回路図である。
電圧安定化機能付チャージポンプ式昇圧回路の他の例を
示す回路図である。
【図４】従来のチャージポンプ式昇圧回路と出力電圧安
定化回路を示す回路図である。
定化回路を示す回路図である。
ＴＲ１，ＴＲ２ 充電回路スイッチングトランジスタ ＴＲ３，ＴＲ４ 転送回路スイッチングトランジスタ Ｃ１，Ｃ２ 充放電コンデンサ １０１ 外部電源 １０２，１０３ スイッチングパルス発生器 １０６ 比較器 １０９ 基準電圧源
Claims (3)
- 【請求項１】 外部電源によって充電される第１のコン
デンサと、 該第１のコンデンサを外部電源に並列に接続して充電回
路を形成する第１及び第２のスイッチングトランジスタ
と、 前記外部電源と第１コンデンサを直列に接続して昇圧電
圧を供給する回路を形成する第３及び第４のスイッチン
グトランジスタと、 前記昇圧電圧を保持する第２のコンデンサと、 前記第１と第２及び第３と第４のスイッチングトランジ
スタに夫々スイッチングパルスを供給する第１及び第２
のパルス発生回路とを備えた昇圧回路であって、 該昇圧回路の出力を基準電圧と比較し、その誤差信号で
充電回路を形成するスイッチングトランジスタの少なく
とも一方の導通時の抵抗値を変えて前記第１コンデンサ
の充電を制御するようにしたことを特徴とするチャージ
ポンプ式昇圧回路。 - 【請求項２】 外部電源によって充電される第１のコン
デンサと、 該第１のコンデンサを外部電源に並列に接続して充電回
路を形成する第１及び第２のスイッチングトランジスタ
と、 前記外部電源と第１コンデンサを直列に接続して昇圧電
圧を供給する回路を形成する第３及び第４のスイッチン
グトランジスタと、 前記昇圧電圧を保持する第２のコンデンサと、 前記第１と第２及び第３と第４のスイッチングトランジ
スタに夫々スイッチングパルスを供給する第１及び第２
のパルス発生回路とを備えた昇圧回路であって、 該昇圧回路の出力電圧を基準電圧と比較し、その誤差信
号で充電回路を形成するスイッチングトランジスタの少
なくとも一方を非導通にして前記第１コンデンサの充電
を制御するようにしたことを特徴とするチャージポンプ
式昇圧回路。 - 【請求項３】 外部電源によって充電される第１のコン
デンサと、 該第１のコンデンサを外部電源に並列に接続して充電回
路を形成する第１及び第２のスイッチングトランジスタ
と、 前記外部電源と第１コンデンサを直列に接続して昇圧電
圧を供給する回路を形成する第３及び第４のスイッチン
グトランジスタと、 前記昇圧電圧を蓄積する第２のコンデンサと、 前記第１と第２及び第３と第４のスイッチングトランジ
スタに夫々スイッチングパルスを供給する第１及び第２
のパルス発生回路とを備えた昇圧回路であって、 該昇圧回路の出力電圧を基準電圧と比較し、その誤差信
号で充電回路を形成するスイッチングトランジスタの少
なくとも一方の導通時間を制御して前記第１コンデンサ
の充電を制御するようにしたことを特徴とするチャージ
ポンプ式昇圧回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13791693A JPH06351229A (ja) | 1993-06-08 | 1993-06-08 | 出力電圧安定化機能付チャージポンプ式昇圧回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13791693A JPH06351229A (ja) | 1993-06-08 | 1993-06-08 | 出力電圧安定化機能付チャージポンプ式昇圧回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06351229A true JPH06351229A (ja) | 1994-12-22 |
Family
ID=15209686
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13791693A Pending JPH06351229A (ja) | 1993-06-08 | 1993-06-08 | 出力電圧安定化機能付チャージポンプ式昇圧回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06351229A (ja) |
Cited By (35)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0862260A3 (en) * | 1997-02-28 | 1999-10-13 | Seiko Instruments Inc. | Charge pump circuit |
| WO2001065673A3 (en) * | 2000-02-29 | 2002-04-18 | Sipex Corp | A circuit for providing a regulated output voltage |
| US6412643B1 (en) | 2001-02-21 | 2002-07-02 | Robert T. Wysolmierski | Ferrous particle magnetic removal and collection apparatus |
| JP2002272091A (ja) * | 2001-03-06 | 2002-09-20 | Rohm Co Ltd | 倍電圧昇圧型ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| EP1258975A1 (fr) | 2001-05-18 | 2002-11-20 | EM Microelectronic-Marin SA | Circuit de régulation pour un générateur haute tension |
| US6504349B2 (en) | 2000-02-29 | 2003-01-07 | Sipex Corporation | Pulse width modulated voltage regulation circuit and related methods |
| JP2003088102A (ja) * | 2001-09-13 | 2003-03-20 | Ricoh Co Ltd | 電源回路 |
| JP2003528558A (ja) * | 2000-03-22 | 2003-09-24 | ザ ボード オブ トラスティーズ オブ ザ ユニバーシティ オブ イリノイ | ウルトラキャパシタによる動的調整チャージポンプ式電力コンバータ |
| JP2003528560A (ja) * | 2000-03-22 | 2003-09-24 | ザ ボード オブ トラスティーズ オブ ザ ユニバーシティ オブ イリノイ | 動的に制御され固有に調整されるチャージポンプ電力コンバータ |
| JP2004297953A (ja) * | 2003-03-27 | 2004-10-21 | Dve:Kk | 安定化電源回路 |
| JP2004297952A (ja) * | 2003-03-27 | 2004-10-21 | Dve:Kk | 安定化電源回路 |
| US6954101B2 (en) | 2000-05-24 | 2005-10-11 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Potential detector and semiconductor integrated circuit |
| US6998900B2 (en) | 2003-06-19 | 2006-02-14 | Seiko Epson Corporation | Booster circuit, semiconductor device, and display device |
| JP2006067739A (ja) * | 2004-08-27 | 2006-03-09 | Kawasaki Microelectronics Kk | チャージポンプ回路 |
| KR100603516B1 (ko) * | 1999-04-20 | 2006-07-20 | 페어차일드코리아반도체 주식회사 | 충전 펌프 회로를 갖는 스위칭 레귤레이터 |
| US7142040B2 (en) | 2003-03-27 | 2006-11-28 | Device Engineering Co., Ltd. | Stabilized power supply circuit |
| JP2007020247A (ja) * | 2005-07-05 | 2007-01-25 | Nec Electronics Corp | 電源回路 |
| JP2007089242A (ja) * | 2005-09-20 | 2007-04-05 | Seiko Instruments Inc | チャージポンプ式昇圧回路を有する半導体装置 |
| JP2007508793A (ja) * | 2003-10-13 | 2007-04-05 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | ブーストコンバータ |
| CN1328843C (zh) * | 2003-06-19 | 2007-07-25 | 精工爱普生株式会社 | 升压电路、半导体装置及显示装置 |
| JP2008029098A (ja) * | 2006-07-20 | 2008-02-07 | Oki Electric Ind Co Ltd | 昇圧回路 |
| CN100386960C (zh) * | 2003-06-19 | 2008-05-07 | 精工爱普生株式会社 | 半导体装置及显示装置 |
| JPWO2006061952A1 (ja) * | 2004-12-06 | 2008-06-05 | ローム株式会社 | 昇圧回路及びこれを用いた携帯機器 |
| JP2009021823A (ja) * | 2007-07-12 | 2009-01-29 | Hitachi Ltd | 電圧駆動型半導体素子のドライブ回路及びインバータ装置 |
| JP2010526458A (ja) * | 2007-05-02 | 2010-07-29 | ゼテックス・セミコンダクターズ・パブリック・リミテッド・カンパニー | Ｌｎｂのための電圧レギュレータ |
| JP2012518861A (ja) * | 2009-02-25 | 2012-08-16 | インターナショナル・ビジネス・マシーンズ・コーポレーション | 集積回路のためのオンチップ電圧変換装置およびシステム |
| WO2012144116A1 (ja) * | 2011-04-19 | 2012-10-26 | パナソニック株式会社 | チャージポンプ型ｄｃ―ｄｃコンバータ |
| CN101656472B (zh) | 2008-08-22 | 2012-11-21 | 索尼株式会社 | 升压电路、固体摄像器件和照相机系统 |
| JP2013099181A (ja) * | 2011-11-04 | 2013-05-20 | Toyota Central R&D Labs Inc | 駆動回路 |
| CN103280967A (zh) * | 2013-05-29 | 2013-09-04 | 成都芯源系统有限公司 | 一种电荷泵及其使其负输出电压跟随正输出电压的方法 |
| JP2013258895A (ja) * | 2012-05-18 | 2013-12-26 | Semiconductor Energy Lab Co Ltd | 半導体装置及びその駆動方法 |
| US8629935B2 (en) | 2006-11-29 | 2014-01-14 | Sony Corporation | Solid-state imaging device and imaging apparatus |
| JP2014064403A (ja) * | 2012-09-21 | 2014-04-10 | Asahi Kasei Electronics Co Ltd | 容量素子、チャージポンプ回路 |
| JP2017513443A (ja) * | 2014-02-24 | 2017-05-25 | フィリップス ライティング ホールディング ビー ヴィ | 拡張動作範囲を有する駆動回路 |
| WO2021149354A1 (ja) * | 2020-01-22 | 2021-07-29 | ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 | スイッチングアンプ |
-
1993
- 1993-06-08 JP JP13791693A patent/JPH06351229A/ja active Pending
Cited By (45)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0862260A3 (en) * | 1997-02-28 | 1999-10-13 | Seiko Instruments Inc. | Charge pump circuit |
| KR100603516B1 (ko) * | 1999-04-20 | 2006-07-20 | 페어차일드코리아반도체 주식회사 | 충전 펌프 회로를 갖는 스위칭 레귤레이터 |
| US6504349B2 (en) | 2000-02-29 | 2003-01-07 | Sipex Corporation | Pulse width modulated voltage regulation circuit and related methods |
| WO2001065673A3 (en) * | 2000-02-29 | 2002-04-18 | Sipex Corp | A circuit for providing a regulated output voltage |
| JP2003528558A (ja) * | 2000-03-22 | 2003-09-24 | ザ ボード オブ トラスティーズ オブ ザ ユニバーシティ オブ イリノイ | ウルトラキャパシタによる動的調整チャージポンプ式電力コンバータ |
| JP2003528560A (ja) * | 2000-03-22 | 2003-09-24 | ザ ボード オブ トラスティーズ オブ ザ ユニバーシティ オブ イリノイ | 動的に制御され固有に調整されるチャージポンプ電力コンバータ |
| US7307466B2 (en) | 2000-05-24 | 2007-12-11 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Potential detector and semiconductor integrated circuit |
| US6954101B2 (en) | 2000-05-24 | 2005-10-11 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Potential detector and semiconductor integrated circuit |
| US7135911B2 (en) | 2000-05-24 | 2006-11-14 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Potential detector and semiconductor integrated circuit |
| US6412643B1 (en) | 2001-02-21 | 2002-07-02 | Robert T. Wysolmierski | Ferrous particle magnetic removal and collection apparatus |
| JP2002272091A (ja) * | 2001-03-06 | 2002-09-20 | Rohm Co Ltd | 倍電圧昇圧型ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| EP1258975A1 (fr) | 2001-05-18 | 2002-11-20 | EM Microelectronic-Marin SA | Circuit de régulation pour un générateur haute tension |
| JP2003088102A (ja) * | 2001-09-13 | 2003-03-20 | Ricoh Co Ltd | 電源回路 |
| JP2004297952A (ja) * | 2003-03-27 | 2004-10-21 | Dve:Kk | 安定化電源回路 |
| US7142040B2 (en) | 2003-03-27 | 2006-11-28 | Device Engineering Co., Ltd. | Stabilized power supply circuit |
| JP2004297953A (ja) * | 2003-03-27 | 2004-10-21 | Dve:Kk | 安定化電源回路 |
| CN100386960C (zh) * | 2003-06-19 | 2008-05-07 | 精工爱普生株式会社 | 半导体装置及显示装置 |
| CN1328843C (zh) * | 2003-06-19 | 2007-07-25 | 精工爱普生株式会社 | 升压电路、半导体装置及显示装置 |
| US6998900B2 (en) | 2003-06-19 | 2006-02-14 | Seiko Epson Corporation | Booster circuit, semiconductor device, and display device |
| US7538763B2 (en) | 2003-06-19 | 2009-05-26 | Seiko Epson Corporation | Semiconductor device and display device |
| US7554537B2 (en) | 2003-06-19 | 2009-06-30 | Seiko Epson Corporation | Booster circuit, semiconductor device, and display device |
| JP2007508793A (ja) * | 2003-10-13 | 2007-04-05 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | ブーストコンバータ |
| JP2006067739A (ja) * | 2004-08-27 | 2006-03-09 | Kawasaki Microelectronics Kk | チャージポンプ回路 |
| US7724551B2 (en) | 2004-12-06 | 2010-05-25 | Rohm Co., Ltd. | Step-up circuit and portable device using it |
| JPWO2006061952A1 (ja) * | 2004-12-06 | 2008-06-05 | ローム株式会社 | 昇圧回路及びこれを用いた携帯機器 |
| JP4615524B2 (ja) * | 2004-12-06 | 2011-01-19 | ローム株式会社 | 昇圧回路及びこれを用いた携帯機器 |
| JP2007020247A (ja) * | 2005-07-05 | 2007-01-25 | Nec Electronics Corp | 電源回路 |
| JP2007089242A (ja) * | 2005-09-20 | 2007-04-05 | Seiko Instruments Inc | チャージポンプ式昇圧回路を有する半導体装置 |
| JP2008029098A (ja) * | 2006-07-20 | 2008-02-07 | Oki Electric Ind Co Ltd | 昇圧回路 |
| CN101110549B (zh) | 2006-07-20 | 2012-06-20 | 冲电气工业株式会社 | 升压电路 |
| US8629935B2 (en) | 2006-11-29 | 2014-01-14 | Sony Corporation | Solid-state imaging device and imaging apparatus |
| JP2010526458A (ja) * | 2007-05-02 | 2010-07-29 | ゼテックス・セミコンダクターズ・パブリック・リミテッド・カンパニー | Ｌｎｂのための電圧レギュレータ |
| JP2009021823A (ja) * | 2007-07-12 | 2009-01-29 | Hitachi Ltd | 電圧駆動型半導体素子のドライブ回路及びインバータ装置 |
| CN101656472B (zh) | 2008-08-22 | 2012-11-21 | 索尼株式会社 | 升压电路、固体摄像器件和照相机系统 |
| JP2012518861A (ja) * | 2009-02-25 | 2012-08-16 | インターナショナル・ビジネス・マシーンズ・コーポレーション | 集積回路のためのオンチップ電圧変換装置およびシステム |
| WO2012144116A1 (ja) * | 2011-04-19 | 2012-10-26 | パナソニック株式会社 | チャージポンプ型ｄｃ―ｄｃコンバータ |
| JP2013099181A (ja) * | 2011-11-04 | 2013-05-20 | Toyota Central R&D Labs Inc | 駆動回路 |
| JP2013258895A (ja) * | 2012-05-18 | 2013-12-26 | Semiconductor Energy Lab Co Ltd | 半導体装置及びその駆動方法 |
| JP2014064403A (ja) * | 2012-09-21 | 2014-04-10 | Asahi Kasei Electronics Co Ltd | 容量素子、チャージポンプ回路 |
| CN103280967A (zh) * | 2013-05-29 | 2013-09-04 | 成都芯源系统有限公司 | 一种电荷泵及其使其负输出电压跟随正输出电压的方法 |
| JP2017513443A (ja) * | 2014-02-24 | 2017-05-25 | フィリップス ライティング ホールディング ビー ヴィ | 拡張動作範囲を有する駆動回路 |
| WO2021149354A1 (ja) * | 2020-01-22 | 2021-07-29 | ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 | スイッチングアンプ |
| JPWO2021149354A1 (ja) * | 2020-01-22 | 2021-07-29 | ||
| CN114982127A (zh) * | 2020-01-22 | 2022-08-30 | 索尼半导体解决方案公司 | 开关放大器 |
| US12597899B2 (en) | 2020-01-22 | 2026-04-07 | Sony Semiconductor Solutions Corporation | Switching amplifier |
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