JPH0635558A - 定電流源回路 - Google Patents
定電流源回路Info
- Publication number
- JPH0635558A JPH0635558A JP18782292A JP18782292A JPH0635558A JP H0635558 A JPH0635558 A JP H0635558A JP 18782292 A JP18782292 A JP 18782292A JP 18782292 A JP18782292 A JP 18782292A JP H0635558 A JPH0635558 A JP H0635558A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- constant current
- resistor
- circuit
- change
- current source
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 製造のばらつきによる特性のばらつきを小さ
くし得る定電流源ＩＣを提供する。 【構成】 第１の定電流回路と第２の定電流回路があ
り、第１の定電流回路と直列に接続された第１の抵抗器
がバンドギャップ電圧Ｖａを発生する。第１の定電流回
路と第２の定電流回路とはカレントミラー回路に構成さ
れ、第２の定電流回路と直列に接続された第２の抵抗器
R2に流れる規定電流の一部の電流を定電流源として出力
Ｉout する。上記の構成を有する定電流源ＩＣは、第１
の抵抗器R1と第２の抵抗器R2とは、この第１および第２
の抵抗器の線幅が製造時等において実質的に同一の値だ
け変化した場合、第１の抵抗器の抵抗値の変化によって
生じる第２の定電流値の変化分が第２の抵抗値の変化に
よって生じる変化分により相殺される関係となる線幅の
比率を持って構成される。この処置によって製作のばら
つきによる定電流出力の誤差を小さくする補償作用の効
果が生じる。
くし得る定電流源ＩＣを提供する。 【構成】 第１の定電流回路と第２の定電流回路があ
り、第１の定電流回路と直列に接続された第１の抵抗器
がバンドギャップ電圧Ｖａを発生する。第１の定電流回
路と第２の定電流回路とはカレントミラー回路に構成さ
れ、第２の定電流回路と直列に接続された第２の抵抗器
R2に流れる規定電流の一部の電流を定電流源として出力
Ｉout する。上記の構成を有する定電流源ＩＣは、第１
の抵抗器R1と第２の抵抗器R2とは、この第１および第２
の抵抗器の線幅が製造時等において実質的に同一の値だ
け変化した場合、第１の抵抗器の抵抗値の変化によって
生じる第２の定電流値の変化分が第２の抵抗値の変化に
よって生じる変化分により相殺される関係となる線幅の
比率を持って構成される。この処置によって製作のばら
つきによる定電流出力の誤差を小さくする補償作用の効
果が生じる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、定電流源回路に関す
る。
る。
【０００２】
【従来の技術】図１には、従来から用いられている代表
的なバンドギャップ型定電流源回路と微小定電流源回路
が示されている。
的なバンドギャップ型定電流源回路と微小定電流源回路
が示されている。
【０００３】図１において、Q1〜Q10 はトランジスタ、
R1〜R3は抵抗器である。トランジスタQ1とトランジスタ
Q2とは同一規格であり、トランジスタQ1はｎ個の並列接
続によって構成されており、バンドギャップ電圧を発生
させる。またトランジスタQ4〜Q8によってカレンミラー
定電流回路が構成されている。この回路において次式が
成り立つ。
R1〜R3は抵抗器である。トランジスタQ1とトランジスタ
Q2とは同一規格であり、トランジスタQ1はｎ個の並列接
続によって構成されており、バンドギャップ電圧を発生
させる。またトランジスタQ4〜Q8によってカレンミラー
定電流回路が構成されている。この回路において次式が
成り立つ。
【０００４】 ＶBE(Q2)−ＶBE(Q1)＝Ｉ(Q1)×Ｒ１ ＶT ln (Ｉ(Q2)／Ｉs ）−ＶT ln (Ｉ(Q1)／ｎ・Ｉs ）＝Ｉ(Q1)×Ｒ１ ＶT ＋ln (Ｉ(Q2)・ｎ／Ｉ(Q1)) ＝Ｉ(Q1)×Ｒ１ なお、ＶBE( ) は( ) 内の符号で示されるトランジスタ
のベース・エミッタ間電圧，Ｉ( ) は( ) 内の符号で示
されるトランジスタのエミッタにおける電流値，Ｒ１は
抵抗器R1の抵抗値を表す。また、ＶT ＝ kＴ／q （ｋ：
ボルツマン定数、ｑ：素電荷、Ｔ：絶対温度）、Ｉs は
そのトランジスタの逆方向飽和電流を表している。
のベース・エミッタ間電圧，Ｉ( ) は( ) 内の符号で示
されるトランジスタのエミッタにおける電流値，Ｒ１は
抵抗器R1の抵抗値を表す。また、ＶT ＝ kＴ／q （ｋ：
ボルツマン定数、ｑ：素電荷、Ｔ：絶対温度）、Ｉs は
そのトランジスタの逆方向飽和電流を表している。
【０００５】ここでトランジスタQ4，Q5のカレントミラ
ー回路によって実質的にＩ(Q4)＝Ｉ(Q5)でありＩ(Q1)
Ｉ(Q2)であり、 ∴Ｉ(Q1)＝ＶT lnｎ／Ｒ１ ……(1) となる。
ー回路によって実質的にＩ(Q4)＝Ｉ(Q5)でありＩ(Q1)
Ｉ(Q2)であり、 ∴Ｉ(Q1)＝ＶT lnｎ／Ｒ１ ……(1) となる。
【０００６】ここで、たとえば、Ｒ１＝６ＫΩ，ｎ＝１
０とすると、Ｉ(Q1)及びＩ(Q4)は次の関係式となる。
０とすると、Ｉ(Q1)及びＩ(Q4)は次の関係式となる。
【０００７】Ｉ(Q4) Ｉ(Q1)＝１０μAトランジスタQ7
〜Q10 、抵抗値Ｒ１は上記カレントミラー電流Ｉ(Q4)の
電流値より１桁〜２桁小さい定電流Ｉout を発生させる
定電流源回路を構成している。この回路において、次式
が成り立つ。
〜Q10 、抵抗値Ｒ１は上記カレントミラー電流Ｉ(Q4)の
電流値より１桁〜２桁小さい定電流Ｉout を発生させる
定電流源回路を構成している。この回路において、次式
が成り立つ。
【０００８】 ＶBE(Q7)−ＶBE(Q8)＝Ｉ(Q10) ×Ｒ２ ＶT ln (Ｉ(Q7)／Ｉs ）−ＶT ln (Ｉ(Q8)／Ｉs ）＝Ｉ(Q10) ×Ｒ２ ＶT ln (Ｉ(Q7)／Ｉ(Q8)) ＝Ｉ(Q10) ×Ｒ２ Ｉ(Q7)／Ｉ(Q8)＝ exp（Ｉ(Q10) ×Ｒ２／ＶT ） ∴Ｉout ＝Ｉ(Q8)＝Ｉ(Q7)／exp （Ｉ(Q10) ×R2）／ＶT ） ……(2) ただし上式は条件、Ｉout <<Ｉ(Q10) としている。
【０００９】ここで、Ｉ(Q4)＝１０μA ，ｍ＝１、Ｒ２
＝１２ＫΩとすると、 Ｉ(Q10) ／ｍ＝Ｉ(Q7)＝Ｉ(Q4)＝１０μA Ｉout １０μA ／exp(１２０mV／２６mV） １０μA ／１００ ＝０．１μA となる。
＝１２ＫΩとすると、 Ｉ(Q10) ／ｍ＝Ｉ(Q7)＝Ｉ(Q4)＝１０μA Ｉout １０μA ／exp(１２０mV／２６mV） １０μA ／１００ ＝０．１μA となる。
【００１０】このように、温度や電源電圧の変動に対し
て比較的安定な定電流を提供することができるバンドギ
ャップ型定電流源回路を基に微小定電流を供給する回路
を構成することができる。
て比較的安定な定電流を提供することができるバンドギ
ャップ型定電流源回路を基に微小定電流を供給する回路
を構成することができる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】ＩＣ（集積回路）では
電流源としてバンドギャップ型の定電流回路を用いる場
合が多い、これは電流値の比較的小さな定電流回路を、
抵抗値Ｒ１が数ＫΩの比較的抵抗値の小さい抵抗器R1を
用いることで形成できるためであり、また１桁〜２桁小
さい定電流源回路を上記の回路構成等により数ＫΩ〜数
十ＫΩの抵抗器を用いて実現することができる。これら
の定電流は、繰り返しパターンでトランジスタを形成す
ることによりＶBEに因らず、またｈFEの影響は回路構成
により小さく押えることができる。しかし上記の式(1)
からわかるように抵抗器R1の抵抗値Ｒ１により定電流の
電流値が決まるため、ＩＣ（集積回路）生産時のプロセ
スばらつきにより抵抗値が設計値からずれると定電流の
電流値もずれてしまう欠点を有している。
電流源としてバンドギャップ型の定電流回路を用いる場
合が多い、これは電流値の比較的小さな定電流回路を、
抵抗値Ｒ１が数ＫΩの比較的抵抗値の小さい抵抗器R1を
用いることで形成できるためであり、また１桁〜２桁小
さい定電流源回路を上記の回路構成等により数ＫΩ〜数
十ＫΩの抵抗器を用いて実現することができる。これら
の定電流は、繰り返しパターンでトランジスタを形成す
ることによりＶBEに因らず、またｈFEの影響は回路構成
により小さく押えることができる。しかし上記の式(1)
からわかるように抵抗器R1の抵抗値Ｒ１により定電流の
電流値が決まるため、ＩＣ（集積回路）生産時のプロセ
スばらつきにより抵抗値が設計値からずれると定電流の
電流値もずれてしまう欠点を有している。
【００１２】ＩＣ（集積回路）のプロセスばらつきには
大きく分けて２種類ある。１つは相対ばらつきと一般に
言われるＩＣチップ内の個々の素子のばらつきであり、
もう１つは絶対ばらつきと言われる個々のＩＣチップ内
の素子が全体的にある特性方向にシフトし、そのシフト
量がチップ（あるいはウェハ）によってばらつくもので
ある。相対ばらつきは回路動作上特性の整合性が必要な
素子を出来る限り近くに形成することによりほぼ解決す
ることができる。絶対ばらつきについては、バンドギャ
ップ型定電流源回路により発生させた定電流を抵抗器R1
と同形状の抵抗器を負荷としてそこに発生する電圧Ｖou
t を次段に使用または外部に出力する場合には、抵抗値
が同じ割合でばらつくため互いに打ち消し合い抵抗値の
絶対ばらつきの影響は殆どないが、電流Ｉout を定電流
として使用または出力する場合には抵抗値のシフト量に
応じて電流値がばらついてしまう。
大きく分けて２種類ある。１つは相対ばらつきと一般に
言われるＩＣチップ内の個々の素子のばらつきであり、
もう１つは絶対ばらつきと言われる個々のＩＣチップ内
の素子が全体的にある特性方向にシフトし、そのシフト
量がチップ（あるいはウェハ）によってばらつくもので
ある。相対ばらつきは回路動作上特性の整合性が必要な
素子を出来る限り近くに形成することによりほぼ解決す
ることができる。絶対ばらつきについては、バンドギャ
ップ型定電流源回路により発生させた定電流を抵抗器R1
と同形状の抵抗器を負荷としてそこに発生する電圧Ｖou
t を次段に使用または外部に出力する場合には、抵抗値
が同じ割合でばらつくため互いに打ち消し合い抵抗値の
絶対ばらつきの影響は殆どないが、電流Ｉout を定電流
として使用または出力する場合には抵抗値のシフト量に
応じて電流値がばらついてしまう。
【００１３】上記微小定電流の出力回路においてもバン
ドギャップ型定電流源回路により発生させた電流を基に
形成しているため同様に抵抗値の絶対ばらつきに応じて
電流Ｉout がばらついてしまう。
ドギャップ型定電流源回路により発生させた電流を基に
形成しているため同様に抵抗値の絶対ばらつきに応じて
電流Ｉout がばらついてしまう。
【００１４】本発明は上記の各種の欠点を解消した定電
流源回路の提供を目的とする。
流源回路の提供を目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明の定電流源回路は
バンドギャップ電圧を発生させる第１の抵抗器を有して
おり、第１の定電流を発生する第１の定電流回路および
第１の定電流が流れる第２の抵抗器を有しておりこの第
２の抵抗器に発生する電圧に応じた第２の定電流を発生
する第２の定電流回路を有する定電流源回路であって、
第１の抵抗器と第２の抵抗器とは、この第１および第２
の抵抗器の線幅が実質的に同一の値だけ変化した場合、
第１の抵抗器の抵抗値の変化によって生じる第２の定電
流値の変化分が第２の抵抗値の変化によって生じる変化
分により相殺される関係となる線幅の比率を有している
ことを特徴とする。
バンドギャップ電圧を発生させる第１の抵抗器を有して
おり、第１の定電流を発生する第１の定電流回路および
第１の定電流が流れる第２の抵抗器を有しておりこの第
２の抵抗器に発生する電圧に応じた第２の定電流を発生
する第２の定電流回路を有する定電流源回路であって、
第１の抵抗器と第２の抵抗器とは、この第１および第２
の抵抗器の線幅が実質的に同一の値だけ変化した場合、
第１の抵抗器の抵抗値の変化によって生じる第２の定電
流値の変化分が第２の抵抗値の変化によって生じる変化
分により相殺される関係となる線幅の比率を有している
ことを特徴とする。
【００１６】
【作用】上記の関係を有する定電流源回路は、制作時の
抵抗器の線幅ばらつきが定電流出力値に影響するのを防
止し、定電流出力値のばらつきの発生をキャンセルする
補償作用を生じる。
抵抗器の線幅ばらつきが定電流出力値に影響するのを防
止し、定電流出力値のばらつきの発生をキャンセルする
補償作用を生じる。
【００１７】
【実施例】本発明の実施回路例を図１に示す。図１の回
路はバンドギャップ型定電流源回路を表しており、本発
明と従来技術の相違点は回路図上には現れず、その特徴
は集積回路の形成上において現れる。しかし発明の内容
は回路図に基づいた方が解り易いため、以下にその詳細
を説明する。
路はバンドギャップ型定電流源回路を表しており、本発
明と従来技術の相違点は回路図上には現れず、その特徴
は集積回路の形成上において現れる。しかし発明の内容
は回路図に基づいた方が解り易いため、以下にその詳細
を説明する。
【００１８】図１のバンドギャップ型定電流源回路はＮ
ＰＮ型トランジスタQ1、Q2、Q3、Q9、Q10 、ＰＮＰ型ト
ランジスタQ4〜Q8および抵抗器R1〜R3により構成されて
いる。トランジスタQ1は、トランジスタQ2と同一特性を
有するように設計されており、ｎ個並列接続されてい
る。トランジスタQ9はトランジスタQ10 と同様の関係を
有しており、ｍ個並列接続されている。
ＰＮ型トランジスタQ1、Q2、Q3、Q9、Q10 、ＰＮＰ型ト
ランジスタQ4〜Q8および抵抗器R1〜R3により構成されて
いる。トランジスタQ1は、トランジスタQ2と同一特性を
有するように設計されており、ｎ個並列接続されてい
る。トランジスタQ9はトランジスタQ10 と同様の関係を
有しており、ｍ個並列接続されている。
【００１９】上記のバンドギャップ型定電流源回路にお
いて、集積回路上の抵抗器R1およびR2を形成する線幅を
以下のように設定することにより、微小定電流Ｉout の
電流を、抵抗器R1およびR2の線幅のばらつきに因らず一
定にすることができる。
いて、集積回路上の抵抗器R1およびR2を形成する線幅を
以下のように設定することにより、微小定電流Ｉout の
電流を、抵抗器R1およびR2の線幅のばらつきに因らず一
定にすることができる。
【００２０】この回路において「従来の技術」で記した
ように以下の関係が成り立つ。
ように以下の関係が成り立つ。
【００２１】 Ia＝Ｉ(Q1)＝Ｖa ／R1 ……(3) （ただしＶa ＝ＶT lnｎ） Ｖb ＝R2×Ｉb ……(4) （ただしＩout<< Ｉb とする） Ｉb ＝Ia／ｍ ……(5) Ｉout ＝Ia／exp （Ｖb ／ＶT ） ……(6) ここで例えばＲ１＝６ＫΩ、ｎ＝１０、Ｒ２＝１２Ｋ
Ω、ｍ＝１とすると、 Ｉa Ｉb １０μA Ｖb １２０mV Ｉout ０．１μA となる (3)(4)(5) 式より Ｖb ＝Ｒ２×Ｖa ／ (Ｒ１×ｍ) ∴Ｒ２×Ｖa ＝Ｖb × (Ｒ１×ｍ) この関係式から製造過程の抵抗器の線幅ばらつきによる
変化率だけを考えると以下のようになる。
Ω、ｍ＝１とすると、 Ｉa Ｉb １０μA Ｖb １２０mV Ｉout ０．１μA となる (3)(4)(5) 式より Ｖb ＝Ｒ２×Ｖa ／ (Ｒ１×ｍ) ∴Ｒ２×Ｖa ＝Ｖb × (Ｒ１×ｍ) この関係式から製造過程の抵抗器の線幅ばらつきによる
変化率だけを考えると以下のようになる。
【００２２】 （Ｒ２＋ΔＲ２)/Ｒ２＝{(Ｒ１＋ΔＲ１)/Ｒ１} ×{(Ｖb ＋ΔＶb)/ Ｖb} 抵抗値の変化率を抵抗器の線幅の変化率に置き換えると
以下のようになる。
以下のようになる。
【００２３】 r2/(r2＋Δr2) ＝{r1/（r1＋Δr1)}×{(Ｖb ＋ΔＶb)/ Ｖb} ∴（r2＋Δr2)/r2＝{(r1＋Δr1)/r1} × {Ｖb/( Ｖb ＋ΔＶb)} ……(7) r1,r2 は抵抗器R1，R2の線幅を表しΔr1, Δr2はそのば
らつき又はシフト幅を表す。ここでΔＶb は抵抗器R1,R
2 の線幅ばらつきによって抵抗器R2にかかる電圧Ｖb の
変化量を表す。
らつき又はシフト幅を表す。ここでΔＶb は抵抗器R1,R
2 の線幅ばらつきによって抵抗器R2にかかる電圧Ｖb の
変化量を表す。
【００２４】もしここで抵抗器R1とR2が同じ線幅（r1＝
r2) であると仮定すると、抵抗器の線幅のシフト量は同
じ（Δr1＝Δr2) であり、ΔＶb ＝０となり電圧Ｖb は
変化しない。
r2) であると仮定すると、抵抗器の線幅のシフト量は同
じ（Δr1＝Δr2) であり、ΔＶb ＝０となり電圧Ｖb は
変化しない。
【００２５】次に電流ＩOUT が抵抗器の線幅ばらつきに
係わらず一定であるための必要条件は、抵抗器R2にかか
る電圧Ｖb の変化量ΔＶb が以下の関係式を満たすこと
である。
係わらず一定であるための必要条件は、抵抗器R2にかか
る電圧Ｖb の変化量ΔＶb が以下の関係式を満たすこと
である。
【００２６】 ΔＶb ＝ kＴ／q ln((r1＋Δr1) ／r1) ……(8) 具体的な事例において考察を加える。ここでＩＣチップ
の抵抗器R1が１０μm幅であり、抵抗器の線幅のシフト
量が＋１μm である場合について考えると、 ΔＶb ＝ kＴ／q ln((１０＋１))／１０) ２．６４５mV 抵抗器の線幅が＋１μm シフトしたとき、電圧Ｖb がこ
の電圧値ΔＶb だけ増加すればＩout の電流を一定にす
ることができる。
の抵抗器R1が１０μm幅であり、抵抗器の線幅のシフト
量が＋１μm である場合について考えると、 ΔＶb ＝ kＴ／q ln((１０＋１))／１０) ２．６４５mV 抵抗器の線幅が＋１μm シフトしたとき、電圧Ｖb がこ
の電圧値ΔＶb だけ増加すればＩout の電流を一定にす
ることができる。
【００２７】r1＝１０μm,Ｖb ＝１２０mV, ΔＶb ＝
２．６４５mV, Δr1＝＋１μm を(7)式に入力すると、 １＋Δr2／r2＝（１１／１０）×（１２０／１２２．６４５） ＝１．０７６２７７ r2＝Δr2／０．０７６２７７ ……(9) ＩＣ製造において抵抗器の線幅のシフト量は個々の抵抗
器の線幅に因らず実質的に一定であるので、抵抗器R2の
線幅シフト量Δr2は、抵抗器R1の線幅シフト量Δr1と同
じであり、 Δr2＝Δr1＝１μm であり、これを(9) 式に入力すると、 r2 １３．１１μm となる。
２．６４５mV, Δr1＝＋１μm を(7)式に入力すると、 １＋Δr2／r2＝（１１／１０）×（１２０／１２２．６４５） ＝１．０７６２７７ r2＝Δr2／０．０７６２７７ ……(9) ＩＣ製造において抵抗器の線幅のシフト量は個々の抵抗
器の線幅に因らず実質的に一定であるので、抵抗器R2の
線幅シフト量Δr2は、抵抗器R1の線幅シフト量Δr1と同
じであり、 Δr2＝Δr1＝１μm であり、これを(9) 式に入力すると、 r2 １３．１１μm となる。
【００２８】Ｒ１＝６ＫΩ（１０μm 巾），Ｒ２＝１２
ＫΩ（１３．１１μm 巾），ｎ＝１０, ｍ＝１として、
抵抗の線幅＋２μm シフトした時について考える。
ＫΩ（１３．１１μm 巾），ｎ＝１０, ｍ＝１として、
抵抗の線幅＋２μm シフトした時について考える。
【００２９】 Ｒ１＝（１０／１２）×６ＫΩ＝５ＫΩ Ｉa ＝６０／５＝１２μA Ｒ２＝（１３．１１／１５．１１）×１２ＫΩ １０／４１ＫΩ となるため、 Ｖb ＝１２μA ×１０．４１ＫΩ＝１２４．９mVとな
る。
る。
【００３０】このＶb とＩa を(6) 式に代入すると Ｉout ＝１２μA ／exp(１２４．９mV／２６mV) ０．０９９μA となる。
【００３１】この得られた数値０．０９９μA は、シフ
トの無い場合の数値０．１μA に対し理論誤差が約−
０．００１μA となる。
トの無い場合の数値０．１μA に対し理論誤差が約−
０．００１μA となる。
【００３２】また、抵抗の線幅が−２μm シフトした時
について考える。
について考える。
【００３３】 Ｒ１＝（１０／８）×６ＫΩ＝７．５ＫΩ Ｉa ＝６０／７．５＝８μA Ｒ２＝（１３．１１／１１．１１）×１２ＫΩ １４．１６ＫΩ となるため、 Ｖb ＝８μA ×１４．１６ＫΩ＝１１３．２８mV となる。このＶb とＩa を(6) 式に代入すると Ｉout ＝８μA ／exp(１１３．３mV／２６mV） ０．１０２μA となる。同様に理論誤差が約０．００２μA となる。
【００３４】従来の回路ではバンドギャップ定電流源回
路の基準抵抗器R1の線幅が±２０％（１０μm ±２μm
）シフトすると定電流Ｉout も±２０％（０．１μA
±０．０２μA ）シフトするのに対し、実施例のシフト
量は１／２０および１／１０である。本発明における抵
抗器R1、R2の線幅を変える手法によって上述のようにほ
ぼ打ち消すことができる。
路の基準抵抗器R1の線幅が±２０％（１０μm ±２μm
）シフトすると定電流Ｉout も±２０％（０．１μA
±０．０２μA ）シフトするのに対し、実施例のシフト
量は１／２０および１／１０である。本発明における抵
抗器R1、R2の線幅を変える手法によって上述のようにほ
ぼ打ち消すことができる。
【００３５】なおカレントミラー回路に於けるアーリー
効果等による定電流の変化を押さえるために図２に示す
回路構成等が考えられる。このような回路構成において
も抵抗器R1,R2 の線幅を図１の回路例の時と同様に設定
することにより定電流Ｉoutの抵抗器の線幅ばらつきに
よる影響をキャンセルすることができる。
効果等による定電流の変化を押さえるために図２に示す
回路構成等が考えられる。このような回路構成において
も抵抗器R1,R2 の線幅を図１の回路例の時と同様に設定
することにより定電流Ｉoutの抵抗器の線幅ばらつきに
よる影響をキャンセルすることができる。
【００３６】また実施例ではＰＮＰトランジスタの電流
源で説明したが、それぞれ逆の極性のトランジスタによ
ってＮＰＮトランジスタの電流源でも構成できる。
源で説明したが、それぞれ逆の極性のトランジスタによ
ってＮＰＮトランジスタの電流源でも構成できる。
【００３７】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、抵
抗器１本の線幅のみを変更することにより、抵抗器の線
幅ばらつきによる影響を補償した定電流源回路を実現す
ることができる。
抗器１本の線幅のみを変更することにより、抵抗器の線
幅ばらつきによる影響を補償した定電流源回路を実現す
ることができる。
【図１】定電流源回路の第一の実施例を示す図である。
【図２】定電流源回路の第二の実施例を示す図である。
Q1、Q2、Q3、Q9、Q10 ＮＰＮ型トランジスタ Q4〜Q8 ＰＮＰ型トランジスタ R1〜R3 抵抗器
Claims (1)
- 【請求項１】 バンドギャップ電圧を発生させる第１の
抵抗器を有しており、第１の定電流を発生する第１の定
電流回路および前記第１の定電流が流れる第２の抵抗器
を有しており該第２の抵抗器に発生する電圧に応じた第
２の定電流を発生する第２の定電流回路を有する定電流
源回路であって、前記第１の抵抗器と前記第２の抵抗器
とは、該第１および第２の抵抗器の線幅が実質的に同一
の値だけ変化した場合、前記第１の抵抗器の抵抗値の変
化によって生じる前記第２の定電流値の変化分が前記第
２の抵抗値の変化によって生じる変化分により相殺され
る関係となる線幅の比率を有していることを特徴とする
定電流源回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18782292A JP3194625B2 (ja) | 1992-07-15 | 1992-07-15 | 定電流源回路 |
| US08/076,971 US5381083A (en) | 1992-07-15 | 1993-06-16 | Constant-current power-supply circuit formed on an IC |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18782292A JP3194625B2 (ja) | 1992-07-15 | 1992-07-15 | 定電流源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0635558A true JPH0635558A (ja) | 1994-02-10 |
| JP3194625B2 JP3194625B2 (ja) | 2001-07-30 |
Family
ID=16212846
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18782292A Expired - Fee Related JP3194625B2 (ja) | 1992-07-15 | 1992-07-15 | 定電流源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3194625B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100323721B1 (ko) * | 2000-02-29 | 2002-02-19 | 박종섭 | 커런트 트리밍 장치 |
| KR100330094B1 (ko) * | 1995-05-17 | 2002-08-08 | 삼성전자 주식회사 | 밴드캡레퍼런스를이용한바이어스회로 |
| EP0583008B1 (en) * | 1992-08-11 | 2003-07-16 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Semiconductor integrated circuit device and method of manufacturing the same |
| JP2008176702A (ja) * | 2007-01-22 | 2008-07-31 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 定電流源 |
-
1992
- 1992-07-15 JP JP18782292A patent/JP3194625B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0583008B1 (en) * | 1992-08-11 | 2003-07-16 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Semiconductor integrated circuit device and method of manufacturing the same |
| KR100330094B1 (ko) * | 1995-05-17 | 2002-08-08 | 삼성전자 주식회사 | 밴드캡레퍼런스를이용한바이어스회로 |
| KR100323721B1 (ko) * | 2000-02-29 | 2002-02-19 | 박종섭 | 커런트 트리밍 장치 |
| JP2008176702A (ja) * | 2007-01-22 | 2008-07-31 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 定電流源 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3194625B2 (ja) | 2001-07-30 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3039454B2 (ja) | 基準電圧発生回路 | |
| US4087758A (en) | Reference voltage source circuit | |
| US7053694B2 (en) | Band-gap circuit with high power supply rejection ratio | |
| US4362985A (en) | Integrated circuit for generating a reference voltage | |
| JP4240691B2 (ja) | 定電流回路 | |
| US5381083A (en) | Constant-current power-supply circuit formed on an IC | |
| KR0128251B1 (ko) | 정전압 회로 | |
| JPH0635558A (ja) | 定電流源回路 | |
| JPH1124769A (ja) | 定電流回路 | |
| JPH0247883B2 (ja) | ||
| JPH07146727A (ja) | 低電圧基準電圧発生回路 | |
| JP3137154B2 (ja) | 定電流回路内蔵ｉｃ | |
| KR100724145B1 (ko) | 씨모스 레퍼런스 회로 | |
| JP3227620B2 (ja) | バンドギャップ型定電流源回路 | |
| JPH09146648A (ja) | 基準電圧発生回路 | |
| JP3529601B2 (ja) | 定電圧発生回路 | |
| JP2748414B2 (ja) | 電圧源回路 | |
| JP2503913B2 (ja) | 差動増幅器 | |
| JPS63266509A (ja) | 基準電圧回路 | |
| JPS60117312A (ja) | 定電圧回路 | |
| JP3058998B2 (ja) | 半導体集積回路装置 | |
| JP2629234B2 (ja) | 低電圧基準電源回路 | |
| JPH04104517A (ja) | バイアス回路 | |
| JPS60250417A (ja) | 基準電圧回路 | |
| JP2694945B2 (ja) | 電流量制御回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090601 Year of fee payment: 8 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |