JPH0638174A - 信号復調装置 - Google Patents
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- JPH0638174A JPH0638174A JP4200399A JP20039992A JPH0638174A JP H0638174 A JPH0638174 A JP H0638174A JP 4200399 A JP4200399 A JP 4200399A JP 20039992 A JP20039992 A JP 20039992A JP H0638174 A JPH0638174 A JP H0638174A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ハイビジョン方式のビデオ信号をＭＵＳＥ方
式で記録したビデオディスクを再生する場合において、
パイロット信号によるビート妨害を抑制する。 【構成】 ビデオディスク１１には、ハイビジョン方式
のビデオ信号がＭＵＳＥ方式の信号として記録されてい
る。バンドパスフィルタ１４は、光学ヘッド１３が出力
するＲＦ信号からＦＭ信号を抽出し、加算器１５に出力
する。また、バンドパスフィルタ１６は、パイロット信
号ｆPを抽出する。このパイロット信号ｆPは、移相回路
１７により逆相にされ、レベル調整回路１８によりその
レベルが２倍に調整されて、加算器１５に供給され、バ
ンドパスフィルタ１４より供給される信号と加算され
る。その結果、加算器１５の出力において、パイロット
信号成分によるレベル変化は残るが、位相変化はなくな
る。そこでリミッタ１９により、このレベル変化を除去
することにより、パイロット信号に起因するビート妨害
を抑制することができる。
式で記録したビデオディスクを再生する場合において、
パイロット信号によるビート妨害を抑制する。 【構成】 ビデオディスク１１には、ハイビジョン方式
のビデオ信号がＭＵＳＥ方式の信号として記録されてい
る。バンドパスフィルタ１４は、光学ヘッド１３が出力
するＲＦ信号からＦＭ信号を抽出し、加算器１５に出力
する。また、バンドパスフィルタ１６は、パイロット信
号ｆPを抽出する。このパイロット信号ｆPは、移相回路
１７により逆相にされ、レベル調整回路１８によりその
レベルが２倍に調整されて、加算器１５に供給され、バ
ンドパスフィルタ１４より供給される信号と加算され
る。その結果、加算器１５の出力において、パイロット
信号成分によるレベル変化は残るが、位相変化はなくな
る。そこでリミッタ１９により、このレベル変化を除去
することにより、パイロット信号に起因するビート妨害
を抑制することができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、例えばハイビジョン方
式のビデオ信号がミューズ（ＭＵＳＥ）方式で記録され
たビデオディスクを再生するビデオディスクプレーヤに
用いて好適な信号復調装置に関する。
式のビデオ信号がミューズ（ＭＵＳＥ）方式で記録され
たビデオディスクを再生するビデオディスクプレーヤに
用いて好適な信号復調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図５は、ハイビジョン方式のビデオ信号
をＭＵＳＥ方式の信号として、ビデオディスクに記録す
る記録装置の構成例を示している。ＦＭ変調器５１は、
入力されたビデオ信号を１２．５ＭＨｚのキャリアで周
波数変調し、ＦＭ信号ｆCとして加算器５２に出力す
る。このＦＭ信号ｆCの周波数偏移は±１．９ＭＨｚと
され、黒レベルは１０．６（＝１２．５−１．９）ＭＨ
ｚの周波数にされ、白レベルは１４．４（＝１２．５＋
１．９）ＭＨｚの周波数とされる。加算器５２には、ま
た、ＴＢＣ（時間軸誤差補正）、サーボなどに用いられ
る、２．３ＭＨｚ（＝ｆH×１３５／２（ｆHは水平走査
周波数））のパイロット信号ｆ1が供給されている。加
算器５２は、このＦＭ信号ｆCとパイロット信号ｆ1を加
算し、リミッタ５３に出力する。リミッタ５３は、入力
された信号のレベルを所定のレベルに制限する。リミッ
タ５３より出力された信号が、図示せぬビデオディスク
に供給され、記録されることになる。
をＭＵＳＥ方式の信号として、ビデオディスクに記録す
る記録装置の構成例を示している。ＦＭ変調器５１は、
入力されたビデオ信号を１２．５ＭＨｚのキャリアで周
波数変調し、ＦＭ信号ｆCとして加算器５２に出力す
る。このＦＭ信号ｆCの周波数偏移は±１．９ＭＨｚと
され、黒レベルは１０．６（＝１２．５−１．９）ＭＨ
ｚの周波数にされ、白レベルは１４．４（＝１２．５＋
１．９）ＭＨｚの周波数とされる。加算器５２には、ま
た、ＴＢＣ（時間軸誤差補正）、サーボなどに用いられ
る、２．３ＭＨｚ（＝ｆH×１３５／２（ｆHは水平走査
周波数））のパイロット信号ｆ1が供給されている。加
算器５２は、このＦＭ信号ｆCとパイロット信号ｆ1を加
算し、リミッタ５３に出力する。リミッタ５３は、入力
された信号のレベルを所定のレベルに制限する。リミッ
タ５３より出力された信号が、図示せぬビデオディスク
に供給され、記録されることになる。
【０００３】図６は、このようにしてビデオディスクに
記録された信号のアロケーションを示している。
記録された信号のアロケーションを示している。
【０００４】ところで、このようにＦＭ信号（メインキ
ャリア）ｆCにパイロット信号ｆ1を加算した信号のレベ
ルを、リミッタ５３により制限すると、下サイドバンド
ｆPと上サイドバンドｆP +が発生する。即ち、図７
（ａ）に示すように、ＦＭ信号ｆCにパイロット信号ｆ1
を加算した場合、パイロット信号ｆ1の位相変化に対応
して、パイロット信号ｆ1に対応するベクトルＦ1が、Ｆ
Ｍ信号ｆCに対応するベクトルＦCの先端を中心として回
転することになる。その結果、この混合信号は、位相的
（周波数的）変化（ＦＭ成分）のみならず、振幅的変化
（ＡＭ成分）も有することになる。
ャリア）ｆCにパイロット信号ｆ1を加算した信号のレベ
ルを、リミッタ５３により制限すると、下サイドバンド
ｆPと上サイドバンドｆP +が発生する。即ち、図７
（ａ）に示すように、ＦＭ信号ｆCにパイロット信号ｆ1
を加算した場合、パイロット信号ｆ1の位相変化に対応
して、パイロット信号ｆ1に対応するベクトルＦ1が、Ｆ
Ｍ信号ｆCに対応するベクトルＦCの先端を中心として回
転することになる。その結果、この混合信号は、位相的
（周波数的）変化（ＦＭ成分）のみならず、振幅的変化
（ＡＭ成分）も有することになる。
【０００５】これに対して、図７（ｂ）に示すように、
この混合信号の振幅を所定のレベルに制限すると、ベク
トルＦ1は、下サイドバンドｆPに対応するベクトルＦP
と、上サイドバンドｆP +に対応するベクトルＦP +との合
成ベクトルとなる。このベクトルＦPとＦP +が位相の変
化に対応して回転したとしても、ベクトルＦ1は回転せ
ず、その長さがベクトルＦCと垂直な方向に長くなった
り、短くなったりして変化するだけとなる。このとき、
ベクトルＦPとＦP +の振幅は、ベクトルＦ1の１／２とな
る。そしてビデオディスクには、正確には、この下サイ
ドバンドｆPがパイロット信号として記録されるだけで
なく、上サイドバンドｆP +も同時に記録されることにな
る。
この混合信号の振幅を所定のレベルに制限すると、ベク
トルＦ1は、下サイドバンドｆPに対応するベクトルＦP
と、上サイドバンドｆP +に対応するベクトルＦP +との合
成ベクトルとなる。このベクトルＦPとＦP +が位相の変
化に対応して回転したとしても、ベクトルＦ1は回転せ
ず、その長さがベクトルＦCと垂直な方向に長くなった
り、短くなったりして変化するだけとなる。このとき、
ベクトルＦPとＦP +の振幅は、ベクトルＦ1の１／２とな
る。そしてビデオディスクには、正確には、この下サイ
ドバンドｆPがパイロット信号として記録されるだけで
なく、上サイドバンドｆP +も同時に記録されることにな
る。
【０００６】ところで、ＦＭ信号ｆCの周波数が、例え
ば、１０．６ＭＨｚである場合（即ち、黒っぽい画像で
ある場合）、パイロット信号ｆPとの混合信号の周波数
アロケーションは図８に示すようになる。これをリミッ
タ５３に通すと、図９に示すように、メインキャリアと
しての周波数ｆC（＝１０．６ＭＨｚ）より、周波数ｆC
とパイロット信号ｆPとの差である８．３（＝１０．６
−２．３）ＭＨｚだけ高い周波数１８．９（＝１０．６
＋８．３）ＭＨｚの位置に、上サイドバンドｆP +が発生
する。この上サイドバンドｆP +は、下サイドバンドｆP
に対して逆相となる。
ば、１０．６ＭＨｚである場合（即ち、黒っぽい画像で
ある場合）、パイロット信号ｆPとの混合信号の周波数
アロケーションは図８に示すようになる。これをリミッ
タ５３に通すと、図９に示すように、メインキャリアと
しての周波数ｆC（＝１０．６ＭＨｚ）より、周波数ｆC
とパイロット信号ｆPとの差である８．３（＝１０．６
−２．３）ＭＨｚだけ高い周波数１８．９（＝１０．６
＋８．３）ＭＨｚの位置に、上サイドバンドｆP +が発生
する。この上サイドバンドｆP +は、下サイドバンドｆP
に対して逆相となる。
【０００７】図１０は、ＭＵＳＥ信号のベースバンドの
周波数帯域を示している。同図に示すように、ＭＵＳＥ
方式の周波数帯域は約８．１ＭＨｚまでの範囲を有して
いる。これに対して、メインキャリア（ＦＭ信号）ｆC
とパイロット信号ｆPの周波数差に対応して発生するビ
ート妨害波の周波数は、８．３（＝１０．６−２．３）
ＭＨｚとなる。即ち、この妨害波は、ＭＵＳＥ方式の周
波数帯域に近い位置にあるため、画面上においてビート
状のノイズとして現れる。メインキャリアｆCの周波数
が１４．４ＭＨｚに近い場合（即ち、明るい画面である
場合）、ビート妨害が発生する周波数は、１２．１（＝
１４．４−２．３）ＭＨｚとなり、ＭＵＳＥ方式の周波
数帯域８．１ＭＨｚよりかなり大きくなるため、ビート
妨害はあまり目立たなくなる。即ち、ビート妨害は、暗
い画面のときに特に目立つことになる。
周波数帯域を示している。同図に示すように、ＭＵＳＥ
方式の周波数帯域は約８．１ＭＨｚまでの範囲を有して
いる。これに対して、メインキャリア（ＦＭ信号）ｆC
とパイロット信号ｆPの周波数差に対応して発生するビ
ート妨害波の周波数は、８．３（＝１０．６−２．３）
ＭＨｚとなる。即ち、この妨害波は、ＭＵＳＥ方式の周
波数帯域に近い位置にあるため、画面上においてビート
状のノイズとして現れる。メインキャリアｆCの周波数
が１４．４ＭＨｚに近い場合（即ち、明るい画面である
場合）、ビート妨害が発生する周波数は、１２．１（＝
１４．４−２．３）ＭＨｚとなり、ＭＵＳＥ方式の周波
数帯域８．１ＭＨｚよりかなり大きくなるため、ビート
妨害はあまり目立たなくなる。即ち、ビート妨害は、暗
い画面のときに特に目立つことになる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】そこで従来において
は、ビデオディスクから再生されたＲＦ信号から２．３
ＭＨｚの周波数帯域のパイロット信号（下サイドバン
ド）ｆPを除去した後、メインキャリアｆCをＦＭ復調す
るようにしていた。しかしながら、上述したように、ビ
デオディスクには上サイドバンドｆP +が含んで記録され
ているため、下サイドバンドｆPを除去したとしても、
ビート成分を充分抑制することができない課題があっ
た。
は、ビデオディスクから再生されたＲＦ信号から２．３
ＭＨｚの周波数帯域のパイロット信号（下サイドバン
ド）ｆPを除去した後、メインキャリアｆCをＦＭ復調す
るようにしていた。しかしながら、上述したように、ビ
デオディスクには上サイドバンドｆP +が含んで記録され
ているため、下サイドバンドｆPを除去したとしても、
ビート成分を充分抑制することができない課題があっ
た。
【０００９】また、上サイドバンドｆP +を除こうとして
も、この周波数はメインキャリアｆCの周波数に依存す
るため、一定ではなく、除去することが困難である。さ
らにまた、８．３ＭＨｚ近傍の妨害波自体を除去するこ
とは、その周波数帯域がＭＵＳＥ方式の本来の信号周波
数帯域に近いため、これも困難である。
も、この周波数はメインキャリアｆCの周波数に依存す
るため、一定ではなく、除去することが困難である。さ
らにまた、８．３ＭＨｚ近傍の妨害波自体を除去するこ
とは、その周波数帯域がＭＵＳＥ方式の本来の信号周波
数帯域に近いため、これも困難である。
【００１０】このようなことから、従来、パイロット信
号による妨害波を充分抑制することが困難であった。
号による妨害波を充分抑制することが困難であった。
【００１１】本発明はこのような状況に鑑みてなされた
ものであり、パイロット信号によるビート妨害を効果的
に抑制することができるようにするものである。
ものであり、パイロット信号によるビート妨害を効果的
に抑制することができるようにするものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明の信号復調装置
は、パイロット信号とＦＭ信号とを含む伝送信号から、
ＦＭ信号を復調する信号復調装置において、伝送信号か
らパイロット信号を分離する分離手段としてのバンドパ
スフィルタ１６と、バンドパスフィルタ１６により分離
されたパイロット信号の位相を逆相にするとともに、そ
のレベルを２倍に調整する調整手段としての移相回路１
７およびレベル調整回路１８と、レベル調整回路１８の
出力を、伝送信号に加算する加算手段としての加算器１
５と、加算器１５の出力のレベルを制限する制限手段と
してのリミッタ１９と、リミッタ１９の出力をＦＭ復調
する復調手段としてのＦＭ復調器２０とを備えることを
特徴とする。
は、パイロット信号とＦＭ信号とを含む伝送信号から、
ＦＭ信号を復調する信号復調装置において、伝送信号か
らパイロット信号を分離する分離手段としてのバンドパ
スフィルタ１６と、バンドパスフィルタ１６により分離
されたパイロット信号の位相を逆相にするとともに、そ
のレベルを２倍に調整する調整手段としての移相回路１
７およびレベル調整回路１８と、レベル調整回路１８の
出力を、伝送信号に加算する加算手段としての加算器１
５と、加算器１５の出力のレベルを制限する制限手段と
してのリミッタ１９と、リミッタ１９の出力をＦＭ復調
する復調手段としてのＦＭ復調器２０とを備えることを
特徴とする。
【００１３】バンドパスフィルタ１６には、ＰＬＬ回路
３２を接続することができる。また、このＰＬＬ回路３
２の出力を利用して、ＦＭ復調器２０の出力の時間軸誤
差を補正する補正手段としてのＴＢＣ回路２２をさらに
設けることができる。さらに、パイロット信号の周波数
は、約２．３ＭＨｚとすることができる。
３２を接続することができる。また、このＰＬＬ回路３
２の出力を利用して、ＦＭ復調器２０の出力の時間軸誤
差を補正する補正手段としてのＴＢＣ回路２２をさらに
設けることができる。さらに、パイロット信号の周波数
は、約２．３ＭＨｚとすることができる。
【００１４】
【作用】上記構成の信号復調装置においては、パイロッ
ト信号の位相に対して逆相で、そのレベルが２倍に調整
された信号が伝送信号に加算される。その結果、パイロ
ット信号を効果的に抑制することが可能となる。
ト信号の位相に対して逆相で、そのレベルが２倍に調整
された信号が伝送信号に加算される。その結果、パイロ
ット信号を効果的に抑制することが可能となる。
【００１５】
【実施例】図１は、本発明の信号復調装置を応用したビ
デオディスクプレーヤの一実施例の構成を示すブロック
図である。ビデオディスク１１には、ハイビジョン方式
のビデオ信号がＭＵＳＥ方式のビデオ信号として記録さ
れている。このビデオディスク１１は、スピンドルモー
タ１２により回転されるようになされている。光学ヘッ
ド１３は、ビデオディスク１１にレーザ光を照射し、そ
の反射光からビデオディスク１１に記録されている信号
を再生する。
デオディスクプレーヤの一実施例の構成を示すブロック
図である。ビデオディスク１１には、ハイビジョン方式
のビデオ信号がＭＵＳＥ方式のビデオ信号として記録さ
れている。このビデオディスク１１は、スピンドルモー
タ１２により回転されるようになされている。光学ヘッ
ド１３は、ビデオディスク１１にレーザ光を照射し、そ
の反射光からビデオディスク１１に記録されている信号
を再生する。
【００１６】光学ヘッド１３が出力するＲＦ信号は、バ
ンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１４と１６に供給されてい
る。ＢＰＦ１４は、入力された信号のうち、１２．５Ｍ
Ｈｚを中心とする周波数帯域の信号（メインキャリアｆ
C）を抽出し、加算器１５に出力している。また、ＢＰ
Ｆ１６は、２．３ＭＨｚのパイロット信号ｆPを分離
し、移相回路１７に出力している。移相回路１７は、入
力されるパイロット信号ｆPの位相を逆相とし、レベル
調整回路１８に出力している。レベル調整回路１８は、
移相回路１７より入力されたパイロット信号のレベルを
２倍のレベルに調整して、加算器１５に出力している。
ンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１４と１６に供給されてい
る。ＢＰＦ１４は、入力された信号のうち、１２．５Ｍ
Ｈｚを中心とする周波数帯域の信号（メインキャリアｆ
C）を抽出し、加算器１５に出力している。また、ＢＰ
Ｆ１６は、２．３ＭＨｚのパイロット信号ｆPを分離
し、移相回路１７に出力している。移相回路１７は、入
力されるパイロット信号ｆPの位相を逆相とし、レベル
調整回路１８に出力している。レベル調整回路１８は、
移相回路１７より入力されたパイロット信号のレベルを
２倍のレベルに調整して、加算器１５に出力している。
【００１７】加算器１５は、ＢＰＦ１４の出力（メイン
キャリアｆC、パイロット信号（下サイドバンド）ｆPお
よび上サイドバンドｆP +の混合信号）とレベル調整回路
１８の出力とを加算し、リミッタ１９に出力している。
リミッタ１９は、加算器１５より入力された信号のレベ
ルを所定の範囲のレベルに制限した後、ＦＭ復調器２０
に供給している。ＦＭ復調器２０は、リミッタ１９より
供給された信号をＦＭ復調し、ローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）２１を介して時間軸誤差補正（ＴＢＣ）回路２２に
出力している。
キャリアｆC、パイロット信号（下サイドバンド）ｆPお
よび上サイドバンドｆP +の混合信号）とレベル調整回路
１８の出力とを加算し、リミッタ１９に出力している。
リミッタ１９は、加算器１５より入力された信号のレベ
ルを所定の範囲のレベルに制限した後、ＦＭ復調器２０
に供給している。ＦＭ復調器２０は、リミッタ１９より
供給された信号をＦＭ復調し、ローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）２１を介して時間軸誤差補正（ＴＢＣ）回路２２に
出力している。
【００１８】次に、その動作について説明する。光学ヘ
ッド１３がビデオディスク１１を再生し、出力するＲＦ
信号は、ＢＰＦ１４と１６に供給される。このうち、メ
インキャリア（ＦＭ信号）ｆCを含む、それより低い周
波数帯域の信号は、ＢＰＦ１４により抽出され、加算器
１５に供給される。これに対して、パイロット信号ｆP
は、ＢＰＦ１６により抽出され、移相回路１７に供給さ
れる。移相回路１７は、入力されたパイロット信号ｆP
の位相を１８０度反転して（逆相にして）、レベル調整
回路１８に出力する。レベル調整回路１８は、入力され
た逆相のパイロット信号−ｆPのレベルを２倍に調整し
て、加算器１５に出力する。加算器１５は、ＢＰＦ１４
より入力された信号と、レベル調整回路１８より入力さ
れた、逆相で２倍のレベルのパイロット信号２（−
ｆP）を加算し、リミッタ１９に出力する。リミッタ１
９は、加算器１５より入力された信号のレベルを所定の
レベルに制限する。
ッド１３がビデオディスク１１を再生し、出力するＲＦ
信号は、ＢＰＦ１４と１６に供給される。このうち、メ
インキャリア（ＦＭ信号）ｆCを含む、それより低い周
波数帯域の信号は、ＢＰＦ１４により抽出され、加算器
１５に供給される。これに対して、パイロット信号ｆP
は、ＢＰＦ１６により抽出され、移相回路１７に供給さ
れる。移相回路１７は、入力されたパイロット信号ｆP
の位相を１８０度反転して（逆相にして）、レベル調整
回路１８に出力する。レベル調整回路１８は、入力され
た逆相のパイロット信号−ｆPのレベルを２倍に調整し
て、加算器１５に出力する。加算器１５は、ＢＰＦ１４
より入力された信号と、レベル調整回路１８より入力さ
れた、逆相で２倍のレベルのパイロット信号２（−
ｆP）を加算し、リミッタ１９に出力する。リミッタ１
９は、加算器１５より入力された信号のレベルを所定の
レベルに制限する。
【００１９】以上の動作を図２を参照して、さらに説明
する。上述したように、光学ヘッド１３により、ビデオ
ディスク１１より再生された信号に含まれるメインキャ
リアｆCと、下サイドバンドｆPおよび上サイドバンドｆ
P +との位相関係は、図２（ａ）に示すようになってい
る。ＢＰＦ１６により、このうち下サイドバンドｆPが
分離される。そして移相回路１７により逆相のパイロッ
ト信号−ｆPが生成され、さらにレベル調整回路１８に
より、そのレベルが２倍に調整されて、パイロット信号
２（−ｆP）が生成される。これが加算器１５におい
て、ＢＰＦ１４より供給される下サイドバンドｆPと加
算され（図２（ｂ））、加算器１５より出力される信号
は、図２（ｃ）に示すようになる。
する。上述したように、光学ヘッド１３により、ビデオ
ディスク１１より再生された信号に含まれるメインキャ
リアｆCと、下サイドバンドｆPおよび上サイドバンドｆ
P +との位相関係は、図２（ａ）に示すようになってい
る。ＢＰＦ１６により、このうち下サイドバンドｆPが
分離される。そして移相回路１７により逆相のパイロッ
ト信号−ｆPが生成され、さらにレベル調整回路１８に
より、そのレベルが２倍に調整されて、パイロット信号
２（−ｆP）が生成される。これが加算器１５におい
て、ＢＰＦ１４より供給される下サイドバンドｆPと加
算され（図２（ｂ））、加算器１５より出力される信号
は、図２（ｃ）に示すようになる。
【００２０】即ち、メインキャリアｆCのベクトルＦCの
先端において、逆相の下サイドバンド−ｆPに対応する
ベクトル−ＦPと、上サイドバンドｆP +に対応するベク
トルＦP +が位相変化に対応して、相互に逆方向に回転す
ることになる。その結果、合成ベクトルは、ベクトルＦ
Cの先端の位置が、図中左右方向に変化するものとな
る。即ち、ＦＭ成分が除去され、ＡＭ成分だけとなる。
そこで、この図２（ｃ）に示す信号をリミッタ１９によ
り所定のレベルに制限することにより、図２（ｄ）に示
すパイロット信号成分を完全に除去したメインキャリア
（ＦＭ信号）ｆCを得ることができる。
先端において、逆相の下サイドバンド−ｆPに対応する
ベクトル−ＦPと、上サイドバンドｆP +に対応するベク
トルＦP +が位相変化に対応して、相互に逆方向に回転す
ることになる。その結果、合成ベクトルは、ベクトルＦ
Cの先端の位置が、図中左右方向に変化するものとな
る。即ち、ＦＭ成分が除去され、ＡＭ成分だけとなる。
そこで、この図２（ｃ）に示す信号をリミッタ１９によ
り所定のレベルに制限することにより、図２（ｄ）に示
すパイロット信号成分を完全に除去したメインキャリア
（ＦＭ信号）ｆCを得ることができる。
【００２１】このようにして得られたリミッタ１９の出
力ｆCをＦＭ復調器２０に入力し、ＦＭ復調すれば、パ
イロット信号成分によるビート妨害が殆んど完全に抑制
される。ＦＭ復調器２０によりＦＭ復調された信号は、
ＬＰＦ２１により不要な高周波成分が除去された後、Ｔ
ＢＣ回路２２に入力され、時間軸誤差が補正される。そ
して、時間軸誤差が補正された信号が、図示せぬＣＲＴ
などに出力され、表示されることになる。
力ｆCをＦＭ復調器２０に入力し、ＦＭ復調すれば、パ
イロット信号成分によるビート妨害が殆んど完全に抑制
される。ＦＭ復調器２０によりＦＭ復調された信号は、
ＬＰＦ２１により不要な高周波成分が除去された後、Ｔ
ＢＣ回路２２に入力され、時間軸誤差が補正される。そ
して、時間軸誤差が補正された信号が、図示せぬＣＲＴ
などに出力され、表示されることになる。
【００２２】図３は、図１の各部におけるエネルギース
ペクトラムを示している。図３（ａ）は、光学ヘッド１
３が出力するＲＦ信号の周波数スペクトラムを示してい
る。同図に示すように、この信号には、−２２ｄＢで
２．２８ＭＨｚ（＝約２．３ＭＨｚ）の下サイドバンド
と、−３３ｄＢで１８．９ＭＨｚの上サイドバンドが含
まれている。
ペクトラムを示している。図３（ａ）は、光学ヘッド１
３が出力するＲＦ信号の周波数スペクトラムを示してい
る。同図に示すように、この信号には、−２２ｄＢで
２．２８ＭＨｚ（＝約２．３ＭＨｚ）の下サイドバンド
と、−３３ｄＢで１８．９ＭＨｚの上サイドバンドが含
まれている。
【００２３】また、図３（ｂ）は、リミッタ１９の出力
における周波数スペクトラムを示しており、図３（ｃ）
は、ＴＢＣ回路２２の出力の周波数スペクトラムを示し
ている。図３（ｂ）に示すように、下サイドバンドのレ
ベルが、レベル調整回路１８の出力を加算器１５におい
て加算しない場合、−３４ｄＢであるところ、この加算
を行うと、−４７ｄＢになっている。同様に、上サイド
バンドのレベルが、レベル調整回路１８の出力を加算器
１５において加算しない場合、−３７ｄＢであるとこ
ろ、この加算を行うと、−４８ｄＢに減衰している。さ
らに、図３（ｃ）においては、８．３ＭＨｚのビート妨
害成分のレベルが、レベル調整回路１８の出力を加算器
１５により加算した場合、加算しない場合に比べ、１４
ｄＢだけ減衰していることが判る。
における周波数スペクトラムを示しており、図３（ｃ）
は、ＴＢＣ回路２２の出力の周波数スペクトラムを示し
ている。図３（ｂ）に示すように、下サイドバンドのレ
ベルが、レベル調整回路１８の出力を加算器１５におい
て加算しない場合、−３４ｄＢであるところ、この加算
を行うと、−４７ｄＢになっている。同様に、上サイド
バンドのレベルが、レベル調整回路１８の出力を加算器
１５において加算しない場合、−３７ｄＢであるとこ
ろ、この加算を行うと、−４８ｄＢに減衰している。さ
らに、図３（ｃ）においては、８．３ＭＨｚのビート妨
害成分のレベルが、レベル調整回路１８の出力を加算器
１５により加算した場合、加算しない場合に比べ、１４
ｄＢだけ減衰していることが判る。
【００２４】図４は、本発明のビデオディスクプレーヤ
の第２の実施例を示すブロック図であり、図１における
場合と対応する部分には同一の符号を付してある。この
実施例においては、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１６
の出力がリミッタ３１を介してＰＬＬ回路３２に入力さ
れている。ＰＬＬ回路３２は、リミッタ３１より入力さ
れる信号と分周回路４４の出力の位相を比較し、その位
相誤差を出力する位相比較回路４１と、位相比較回路４
１の出力の低域成分を抽出するローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）４２と、ＬＰＦ４２の出力に対応してクロックを発
生する電圧制御発振器（ＶＣＯ）４３と、ＶＣＯ４３の
出力を１／１２に分周して、位相比較回路４１と移相回
路１７に出力する分周回路４４とにより構成されてい
る。そしてＶＣＯ４３の出力がＴＢＣ回路２２にも供給
されている。その他の構成は、図１における場合と同様
である。
の第２の実施例を示すブロック図であり、図１における
場合と対応する部分には同一の符号を付してある。この
実施例においては、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１６
の出力がリミッタ３１を介してＰＬＬ回路３２に入力さ
れている。ＰＬＬ回路３２は、リミッタ３１より入力さ
れる信号と分周回路４４の出力の位相を比較し、その位
相誤差を出力する位相比較回路４１と、位相比較回路４
１の出力の低域成分を抽出するローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）４２と、ＬＰＦ４２の出力に対応してクロックを発
生する電圧制御発振器（ＶＣＯ）４３と、ＶＣＯ４３の
出力を１／１２に分周して、位相比較回路４１と移相回
路１７に出力する分周回路４４とにより構成されてい
る。そしてＶＣＯ４３の出力がＴＢＣ回路２２にも供給
されている。その他の構成は、図１における場合と同様
である。
【００２５】即ち、この実施例においては、ＢＰＦ１６
により抽出されたパイロット信号がリミッタ３１を介し
てＰＬＬ回路３２に入力され、これに同期したパイロッ
ト信号が新たに生成されている。その結果、パイロット
信号がドロップアウトにより欠落したり、そのレベルに
変動があったような場合においても、安定した位相とレ
ベルのパイロット信号を移相回路１７に供給することが
可能となる。従って、図１の実施例にくらべて、Ｓ／Ｎ
を向上させることが可能となる。尚、ＴＢＣ回路２２に
は、本来、再生信号に同期したクロックを供給する必要
があるため、そのためのＰＬＬを共用すれば、特別に回
路構成を追加する必要がなくなり、コストの増加をまね
かなくて済むことになる。
により抽出されたパイロット信号がリミッタ３１を介し
てＰＬＬ回路３２に入力され、これに同期したパイロッ
ト信号が新たに生成されている。その結果、パイロット
信号がドロップアウトにより欠落したり、そのレベルに
変動があったような場合においても、安定した位相とレ
ベルのパイロット信号を移相回路１７に供給することが
可能となる。従って、図１の実施例にくらべて、Ｓ／Ｎ
を向上させることが可能となる。尚、ＴＢＣ回路２２に
は、本来、再生信号に同期したクロックを供給する必要
があるため、そのためのＰＬＬを共用すれば、特別に回
路構成を追加する必要がなくなり、コストの増加をまね
かなくて済むことになる。
【００２６】以上においては、本発明をビデオディスク
プレーヤに応用した場合を例として説明したが、本発明
は、その他のＦＭ信号とパイロット信号とを含む伝送信
号からＦＭ信号を復調する場合に適用することが可能で
ある。
プレーヤに応用した場合を例として説明したが、本発明
は、その他のＦＭ信号とパイロット信号とを含む伝送信
号からＦＭ信号を復調する場合に適用することが可能で
ある。
【００２７】
【発明の効果】以上の如く本発明の信号復調装置によれ
ば、パイロット信号に対して逆相で２倍のレベルの信号
を生成し、これを伝送信号に加算するようにしたので、
パイロット信号成分を充分抑圧することができ、ビート
妨害の発生を抑制することができる。
ば、パイロット信号に対して逆相で２倍のレベルの信号
を生成し、これを伝送信号に加算するようにしたので、
パイロット信号成分を充分抑圧することができ、ビート
妨害の発生を抑制することができる。
【図１】本発明の信号復調装置を応用したビデオディス
クプレーヤの一実施例の構成を示すブロック図である。
クプレーヤの一実施例の構成を示すブロック図である。
【図２】図１の実施例の動作を説明するベクトル図であ
る。
る。
【図３】図１の実施例の動作を説明する周波数スペクト
ラム図である。
ラム図である。
【図４】本発明の信号復調装置を応用したビデオディス
クプレーヤの他の実施例の構成を示すブロック図であ
る。
クプレーヤの他の実施例の構成を示すブロック図であ
る。
【図５】ビデオディスクに信号を記録する装置の一例の
構成を示すブロック図である。
構成を示すブロック図である。
【図６】ＭＵＳＥ方式のビデオディスクにおける周波数
アロケーションを示す図である。
アロケーションを示す図である。
【図７】図５のリミッタ５３の処理により、パイロット
信号の上下のサイドバンドが発生する原理を説明する図
である。
信号の上下のサイドバンドが発生する原理を説明する図
である。
【図８】図５のリミッタ５３の入力における周波数スペ
クトラムを示す図である。
クトラムを示す図である。
【図９】図５のリミッタ５３の出力における周波数スペ
クトラムを示す図である。
クトラムを示す図である。
【図１０】従来のＭＵＳＥ方式のビデオディスクを再生
した場合のパイロット信号によるビート妨害を説明する
図である。
した場合のパイロット信号によるビート妨害を説明する
図である。
１１ ビデオディスク １３ 光学ヘッド １４ バンドパスフィルタ １５ 加算器 １６ バンドパスフィルタ １７ 移相回路 １８ レベル調整回路 １９ リミッタ ２０ ＦＭ復調器 ３１ リミッタ ３２ ＰＬＬ回路 ５２ 加算器 ５３ リミッタ
Claims (4)
- 【請求項１】 パイロット信号とＦＭ信号とを含む伝送
信号から、前記ＦＭ信号を復調する信号復調装置におい
て、 前記伝送信号から前記パイロット信号を分離する分離手
段と、 前記分離手段により分離された前記パイロット信号の位
相を逆相にするとともに、そのレベルを２倍に調整する
調整手段と、 前記調整手段の出力を、前記伝送信号に加算する加算手
段と、 前記加算手段の出力のレベルを制限する制限手段と、 前記制限手段の出力をＦＭ復調する復調手段とを備える
ことを特徴とする信号復調装置。 - 【請求項２】 前記分離手段は、ＰＬＬ回路を含むこと
を特徴とする請求項１に記載の信号復調装置。 - 【請求項３】 前記ＰＬＬ回路の出力を利用して、前記
復調手段の出力の時間軸誤差を補正する補正手段をさら
に備えることを特徴とする請求項２に記載の信号復調装
置。 - 【請求項４】 前記パイロット信号は、その周波数が約
２．３ＭＨｚであることを特徴とする請求項１，２また
は３に記載の信号復調装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4200399A JPH0638174A (ja) | 1992-07-03 | 1992-07-03 | 信号復調装置 |
| US08/083,283 US5493346A (en) | 1992-07-03 | 1993-06-29 | Signal demodulating apparatus capable of effectively suppressing the beat interference caused by the pilot signal |
| DE69320431T DE69320431T2 (de) | 1992-07-03 | 1993-06-30 | Vorrichtung zum Demodulieren eines wiedergegebenen Videosignals |
| EP93305149A EP0577419B1 (en) | 1992-07-03 | 1993-06-30 | Signal demodulating apparatus for a reproduced video signal |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4200399A JPH0638174A (ja) | 1992-07-03 | 1992-07-03 | 信号復調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0638174A true JPH0638174A (ja) | 1994-02-10 |
Family
ID=16423677
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4200399A Withdrawn JPH0638174A (ja) | 1992-07-03 | 1992-07-03 | 信号復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0638174A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10243394B2 (en) | 2012-08-27 | 2019-03-26 | Webasto Charging Systems, Inc. | Portable electric vehicle supply equipment |
-
1992
- 1992-07-03 JP JP4200399A patent/JPH0638174A/ja not_active Withdrawn
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10243394B2 (en) | 2012-08-27 | 2019-03-26 | Webasto Charging Systems, Inc. | Portable electric vehicle supply equipment |
| US10749370B2 (en) | 2012-08-27 | 2020-08-18 | Webasto Charging Systems, Inc. | Portable electric vehicle supply equipment |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19991005 |