JPH0638611B2 - デ−タ伝送系の受信機で局部搬送波の周波数を補正する方法及びこの方法を用いる受信機 - Google Patents

デ−タ伝送系の受信機で局部搬送波の周波数を補正する方法及びこの方法を用いる受信機

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JPH0638611B2
JPH0638611B2 JP58061574A JP6157483A JPH0638611B2 JP H0638611 B2 JPH0638611 B2 JP H0638611B2 JP 58061574 A JP58061574 A JP 58061574A JP 6157483 A JP6157483 A JP 6157483A JP H0638611 B2 JPH0638611 B2 JP H0638611B2
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アレン・デコンシユ
ジヤン−ピエ−ル・アンリ・フアン・ウツフエレン
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エヌ・ベ−・フイリツプス・フル−イランペンフアブリケン
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Description

【発明の詳細な説明】 本発明はデータが搬送波変調により伝送され、このデー
タの前に受信機の同期ワードが伝送され、この受信機が
局部搬送波と同相の信号及び直角な信号を用いて受信さ
れた信号を復調する手段と、変調速度に等しいサンプリ
ング周波数で同相復調信号と直角復調信号とをサンプリ
ングする手段とを具え、こうして形成された同相サンプ
ルと直角サンプルの各々の新しい対を受信信号メモリに
書き込み、受信機が更に伝送されてきた同期ワードと同
一の局部同期ワードの同相サンプル及び直角サンプルを
蓄わえる同期ワードメモリを具えるデータ伝送系の受信
機で局部搬送波の周波数を補正する方法に関するもので
ある。
本発明はまた上記方法を用いる、データ伝送系で使用さ
れる受信機に関するものである。
搬送波変調を用いるデータ伝送系ではデータを正しく再
生するために受信機でいくつかの同期をとる必要があ
る。即ち、局部搬送波の同期をとつて受信信号をコヒー
レントに復調し、局部クロツクの同期（ビツト同期とも
称する）をとつて復調された信号の最適サンプリングを
行ない、最後にフレーム同期（ワード同期とも称する）
をとつて通信の開始をマーキングする。通信を開始する
前にこれらの種々の同期をとるための従来の方法は、各
通信に先立つて、例えば局部搬送波の同期のための純粋
な搬送波と、局部クロツクの同期のための「１」と
「０」ビツトの交番系列と、最後にワード同期のための
既知のワードとを具えるプレアンブルを送ることであ
る。この獲得方法は搬送波同期とクロツク同期のための
位相又は周波数制御ループを具え、非常に低速で、通信
の持続時間を非常に短く、例えば１秒のオーダーの程度
であるデータパケツトを利用する現在のデイジタル通信
技術には不向きである。
受信機の高速同期を必要とするこれらの伝送系では、制
御ループを用いず、伝送されてきて受信機には既知の同
期ワードを用いるだけで受信機の初期同期をとると好適
である。M.H.MeyersとL.E.Francsの「Joint Carrier Ph
ase and Symbol Timing Recovery for PAM Systems」と
題する論文（IEEE Transactions，第COM-28巻第８号，1
980年８月，第1121〜1129項所収）には、送信されてき
た同期ワードと同一の局部同期ワードと、同期ワードの
持続時間に等しい時間窓中に観察される受信された復調
信号との相の相関関数を計算することに基づくこのタイ
プの方法が記載されている。而してこの方法によればこ
の相関関数を最大にする局部搬送波と局部クロツクとの
位相値を計算することにより同期に局部搬送波同期と局
部クロツク同期とが得られる。これらの最適位相値は最
適値に合理的に近い評価された値に基づいて外挿するこ
とにより得られる。この既知の方法によれば、局部搬送
波の位相の決定が、局部クロツクの位相の決定に緊密に
関係しており、この方法を用いることは相当にむずかし
い。
本発明も通信の前にプレアンプルとして送られてきた同
期ワードだけを用いることにより受信機の同期の高速な
獲得を許すが、局部搬送波の同期の点で全く異なる方法
を用いて同期の高速な獲得を許す。このような本発明は
局部搬送波と受信された搬送波との間の周波数偏移を測
定し、搬送波、クロツク同期及びフレーム同期とを一サ
ンプリン期間内に獲得できるようにすることに基づいて
局部搬送波の周波数を補正する方法を提供する。
本発明によれば、冒頭に記載した方法において、各サン
プリング期間において、同期ワードメモリに蓄えられて
いるｎ対のサンプルと、受信信号メモリに最近に書き込
まれたｎ対のサンプルとを少なくとも一回同期をとつて
読み出し、Ｐ段階（ｐ１）において局部搬送波に施す
べき周波数補正の大きさを求め、 −各段階において、前記読み出されたサンプルから少な
くとも一対の同相部分相関Ｃｒ(k-1)，Ｃｒ(k)と、少な
くとも一対の直角部分相関Ｃｉ(k-1)，Ｃｉ(k)とを計算
し、各段階において順序(k-1)と(k)の部分相関が局部同
期ワードの同一長さの２個の順次の部分を用い、ｐ＞１
の順序の段階の部分相関は順序ｐ−１の先行する段階時
に用いられた部分の長さを越える長さの同期ワードの部
分を用い、順序Ｐの段階の部分相関を先行する段階ｐ−
１の終りにおいて計算された周波数補正を考慮しつつ計
算し、−各段階において、少なくとも１個の量Ｅ＝Ｃｒ
(k-1)・Ｃｉ(k)−Ｃｉ(k-1)・Ｃｒ(k)を計算し、これを
受信信号のレベルの関数として補正し、同期ワードの前
記部分の長さを形成するビツト数ｂに対応する時間間隔
中に局部搬送波と受信信号との間の周波数偏移Δによ
り作られた位相偏移Δの予じめ定められた関数である である補正された量Ｅ＊を供給し、 −ｐ１の場合の各段階の終りにおいて、当該段階中に
形成され且つこの段階で使用された同期ワードの部分と
同じ長さの少なくとも１個の補正された量Ｅ＊から周波
数偏移Δｐを計算し、その後で和 を計算し、この和が周波数補正の大きさを評価し、段階
ｐの終りにおけるこの補正が局部搬送波に施すべき周波
数補正の大きさとして維持すべき最終値となることを特
徴とする。
本発明方法の一段階中に周波数偏移Δｐを計算するこ
とは、この段階中に計算された各量Ｅをこの量ＥをＥの
計算時に使用される同相部分相関の２乗と直角部分相関
の２乗の和に等しい項により除算することにより補正
し、補正された量Ｅが位相偏移Δの関数Ｅ＊＝sinΔ
とすれば簡単になる。
本発明方法を用いる受信機では最後の周波数補正計算段
階の後でフレーム同期を求めると有利である。この場合
は受信機内に設けられ、最後の段階Ｐまで部分相関を形
成する手段が、就中段階Ｐの終りにおいて計算される最
終周波数補正を考慮に入れて制御され、同期ワードの全
長に関係する完全な同相相関と直角相関とを形成し、他
の手段を設けて前記同相分と直角分の完全な相関の２乗
の和を形成し、この和をしきい値と比較し、このしきい
値を越えることが同時にフレーム同期の獲得と、このフ
レームの同期の獲得に続くデータの伝送のために局部搬
送波に施すべき周波数補正を表わす。
このタイプの受信機では受信され、復調された信号が変
調速度1/Tの倍数であるサンプリング周波数j/Tでサンプ
リングされ、期間Ｔを有し、インターリーブされたれｊ
個のサンプリングされた信号を形成するデータ伝送系用
の受信機において、受信機内に設けられ、周波数補正の
大きさを形成する手段を設け、その後で完全な同相及び
直角相関の２乗の和を前記ｊ個のインタ−リーブされた
信号の各一つ毎に時分割で使用し、こうして一変調期間
中に形成された相関の２乗のｊ個の和をしきい値と比較
し、このしきい値を越えることが同時にフレーム同期の
獲得と、局部搬送波に施すべき周波数補正と、フレーム
同期の獲得後に続くデータの伝送に使用さるべきサンプ
リング瞬時が最適位置になつたことを表示すると有利で
ある。
例として図面につきなされる下記の説明を読めばどのよ
うにして本発明が実現されるのかよく判かるであろう。
図面につき本発明を詳細に説明する。
第１図は本発明に係る周波数補正法を採用するデータ伝
送系の受信機の略図である。遠方にある送信機（図示せ
ず）では搬送波が送信すべきデータ信号により位相変調
及び／又は振幅変調又は周波数変調され、これにより形
成された変調された搬送波信号は帯域幅が限られている
伝送路を通つて受信機に送信されてくる。この伝送は、
例えば、無線通信路を介して行なわれる。
第１図に示した受信機の入力端子１で受信された変調さ
れた信号は２個のミクサ２及び３に送られ、そこで位相
が互に９０°ずれている２個の局部搬送波信号により復
調される。局部搬送波発生器４から直接与えられる同相
局部搬送波信号はミクサ２に加えられ、局部搬送波発生
器４から取り出され、９０°移送回路５を通した直角搬
送波信号はミクサ３に加えられる。夫々ミクサ２及び３
の出力端子に接続されている低域フイルタ６及び７は伝
送に使用された帯域の上側に位置する周波数成分を取り
除き、夫々同相復調信号ｓｒ及び直角復調信号ｓｉを供
給する。これらの信号ｓｒ及びｓｉは夫々遠方の送信機
で搬送波を変調するのに使用したデータ信号を表わすベ
ースバンド信号の実数分及び虚数分である。この後で回
路８及び９でサンプリング周波数Ｈで夫々信号ｓｒ及び
ｓｉをサンプリングする。但し、ここではサンプリング
周波数ＨはＴを変調期間として送信機内での変調速度1/
Tに等しいものとみなす。このサンプリング周波数Ｈは
低周波局部クロツクを出力する発生器１０から供給され
るが、この低周波局部クロツクは周波数がずつと高い時
間軸発生器１１ら導びかれる。受信機内での以后の処理
操作をデイジタル形式で行なう場合（これは本発明方法
を用いる受信機での場合である）は、回路８及び９で得
られたサンプルを更にデイジタル形式に変換する。受信
機の同期がとられているものとすると、同相サンプルＳ
ｒと直角サンプルＳｉとを直接（又は等化器を介して受
信機の識別回路に加えることができる。この識別回路
（図示せず）の目的はデータを再生するにある。
しかし、データを正しく再生することは先ず受信機での
復調に使用される局部搬送波の周波数及び位相が受信さ
れた信号の搬送波の周波数及び位相と厳格に同期がとれ
ていることを意味する。これらの２個の搬送波の周波数
間の許し得る差の最大値の代表的値は１Hzであり、これ
は例えば３０MHzのＲＦ搬送波周波数との関係で３×１
０-8の精度に対応する。種々の理由、例えば車輌間の通
信の場合のドツプラー効果により、受信される搬送波の
周波数が１Hz以上ずれることがあり、各通信の前に局部
復調用搬送波の周波数を補正し、この局部搬送波の周波
数と受信された搬送波の周波数との間の差が許容限度を
越えないようにする必要がある。
データを正しく再生するにはまた局部サンプリングクロ
ツク発生器１０の周波数と位相を受信信号内に含まれる
クロツク情報の周波数と位相とに同期させ、回路８及び
９での信号ｓｒ及びｓｉのサンプリングが変調速度1/T
及び最適位相で行なわれるようにする必要がある。
最后に、データを正しく再生するためには各通信の開始
のマーキングを許すフレーム同期をとることが必要であ
る。このフレーム同期は受信機側で各データメツセージ
の前に送られてくるフレーム同期ワードを認識すること
により通常の態様で得られる。この認識は受信機内で局
部的に発生させられるフレーム同期ワードと、同相サン
プルＳｒ及び直角サンプルＳｉの助けを借りて形成され
る受信され復調された信号のサンプルとの間の相関関数
を計算することにより行なわれる。局部搬送波と局部ク
ロツク同期とを迅速に獲得するために、前述したMeyers
とFranksの論文は同時に復調用搬送波の位相とサンプリ
ングクロツクの位相とに働きかけ、フレーム同期を得る
ために計算された相関関数を最大にすることを提案して
いる。
本発明は、フレーム同期シーケンスを用いるが、異なつ
た態様で動作し、１サンプリング期間内で完全に実行さ
れ、このサンプリング期間の終りにおいて搬送波同期
と、フレーム同期と、サンプリングクロツク同期とを獲
得できる局部搬送波に対する周波数補正方法を提供す
る。
本発明に係る方法の記述を簡明ならしめるため、本発明
方法が拠つて立ち原理を先ず説明する。この方法は任意
のタイプの変調方法を用いる伝送系に適用できるもので
あるが、説明を簡明するため二状態（二進）位相変調を
用いる伝送系に適用されるものとする。
このような場合、遠方の送信機により送られてきた変調
された信号は次のように書ける。
但し、 Ａは搬送波の振幅であり、 ωは搬送波の角周波数であり、 θＫ＝±１はＫＴ＜ｔ≦(k+1)Ｔの時間ｔの期間中に送
られてくるデータビットであり、こゝでＴは変調期間で
あり、Ｋは期間を特徴づける整数である。
受信された信号とこの受信された信号の搬送波と同じ周
波数で位相も同じの局部搬送波とのビートをとることに
より受信機内で受信された信号のコヒーレントな復調を
得ることができる。このビートをとる処理はミクサ２で
行なわれるが、受信された信号が送信された信号ａ(t)
と正確に同じ波形を有すると仮定すると、これは次式に
対応する。
低域フイルタ６によりビート信号の２倍の周波数を有す
る成分を除去した後次式の復調された信号が得られる。
これはθＫのとり得る２個の値±１に対して次式の形を
とる。
復調に使用される局部搬送波の周波数がΔだけ受信さ
れた信号の搬送波の周波数と異なる場合は、復調された
信号は次式のように書ける。
但し、Δω＝２πΔは２個の搬送波間の角周波数の差
である。
それ故、復調された信号は周波数偏移Δの速度で振幅
変調により影響される。そしてこの振幅変調は受信機の
識別回路でデータを正しく再生するのをひどく混乱させ
るおそれがある。
受信機では、各データメツセージの前に送られてくるフ
レーム同期ワードの検出も局部搬送波と受信された信号
の搬送波との間の周波数差により行なわれる。同期ワー
ドがｎビツトを具える場合は、この検出は通常の態様で
局部同期ワードと復調信号との間の相関関数Ｇを計算す
ることにより行なわれる。
局部同期ワードのｎビツトの系列をθ （は０からｎ
−１迄変わる整数）で表わし、受信された信号に含まれ
るｎデータビツトの系列をθＫ（）で表わし、１ビツ
トの持続時間を変調期間Ｔとすると、相関関数Ｇは式
(1)を用いて次のように書ける。
受信された信号の系列θＫ（）と局部同期ワードの系
列θ（）とが同一である時、簡単のため振幅因子A/2
を１に等しいとすると相関関数Ｇは となる。そしてこのＧｍは次式のように書けることを示
すことができる。
このように相関関数Ｇが２個の同一な系列θ 及びθＫ
（）に対してとる値Ｇｍは最大値でもなく、１に等し
くもなく、受信された搬送波と局部搬送波との間の周波
数偏移に依存する。これは同期ワードの検出をひどく混
乱させる。このようにして式（２）から周波数偏移Δ
が （但し、ｎは０でない整数） の時相関関数の値Ｇｍがゼロとなることを簡単に導びく
ことができる。それ故、同期ワードを正しく検出するた
めには周波数偏移Δが1/nTより小さいことが必要であ
る。
本発明方法の目的はこの周波数偏移Δを正し、第１に
フレーム同期ワードを正しく検出できるようにし、次に
フレーム同期がとられた後送信されてきたデータを正し
く復調できるようにするにある。この方法は周波数偏移
に起因し、同期ワードの２個の等しい順次の部分間に存
在する平均位相偏移の評価に基づいている。第１にこれ
らの２個の部分が同期ワードの２個の半部である場合を
考察する。同期ワードがｎビツトから成る場合はこの同
期ワードの２個の半部を形成する２個のブロック間の位
相偏移は次式のようになる。
Δ＝Ｎ・Δω・Ｔ は各ブロックのビツトの数である。
この位相偏移Δの評価のため、復調された受信信号の
同相サンプル及び直角サンプル並びに局部同期ワードの
同相サンプル及び直角サンプルを用いて４個の相関関数
を計算する。これらの相関関数を以后部分相関と称する
が、それはこれらが各々同期ワードの一部に関係するか
らである。
−同期ワードの同相サンプルの第１の半部と同相復調信
号の第１のＮ個のサンプル系列との間の部分相関▲Ｃ1 r
▼。
−同期ワードの同相サンプルの第２の半部と同相復調信
号の第２のＮ個のサンプル系列との間の部分相関▲Ｃ2 r
▼。この第２の系列は第１の系列に続くものである。
−部分相関▲Ｃ1 r▼に類似するが、直角サンプルを用い
る部分相関▲Ｃ1 i▼。
−部分相関▲Ｃ2 r▼に類似するが、直角サンプルを用い
る部分相関▲Ｃ2 i▼。
Δ′＝(N-1)・Δω・Ｔとおくことにより同期ワード
のサンプルと復調された信号のサンプルが同一である
時、相関関数▲Ｃ1 r▼，▲Ｃ2 r▼，▲Ｃ1 i▼，▲Ｃ2 i▼
が次の値をとることを示すことができる。
式(3)から計算された値▲Ｃ1 r▼，▲Ｃ2 r▼，▲Ｃ
1 i▼，▲Ｃ2 i▼に対して量Ｅ＝▲Ｃ1 r▼・▲Ｃ2 i▼−▲
Ｃ2 r▼・▲Ｃ1 i▼は次の値をとる。
この量Ｅはしばしば「誤差」と称されるが、それはこれ
が位相偏移Δを表わし、究局的には受信された搬送波
と局部搬送波との間の周波数偏移を表わすからである。
部分相関は受信信号のレベルに依存するからこうして計
算された誤差Ｅも受信信号のレベルに依存する。受信信
号のレベルに存在する可能性のある変動を取り除くため
に、誤差Ｅはこの誤差Ｅを復調された受信信号の同相サ
ンプルの２乗と直角サンプルの２乗との和に等しい補正
項で割ることにより補正することができる。このように
して位相偏移Δだけに依存する補正された誤差Ｅ＊が
得られるが、これは下記の通りである。
位相偏移がπ／２に対して非常に小さい場合は、因子 が１に非常に近く、補正された誤差Ｅ＊はほぼsinΔ
に等しくなる。
しかし、部分相関（▲Ｃ1 r▼，▲Ｃ1 i▼）又は（▲Ｃ2 r
▼，▲Ｃ2 i▼）を用い、誤差Ｅを量（▲Ｃ1 r▼）２＋
（▲Ｃ1 i▼）２又は（▲Ｃ2 r▼）２＋（▲Ｃ2 i▼）２に
より割ることにより誤差Ｅを補正すると好適である。こ
れらの量は次のようなものであることを容易に示すこと
ができる。
Ｋは受信信号の振幅を表わす。従つて、このようにして
誤差Ｅの補正を行なうことにより厳密に次式が得られ
る。
Ｅ＊＝sinΔ 位相偏移Δは補正された信号Ｅ＊から一つの方法又は
他の形態で求められるが、この位相偏移をひきおこした
周波数偏移Δを求めることもできる。蓋し、Δ＝Ｎ
・Δω・Ｔ＝Ｎ・２π・Δ・Ｔであるからである。次
にこの測定された周波数偏移Δを用いて復調のために
使用される局部搬送波の周波数を補正することができ
る。
同期ワードの２個の半部の相関に基づく周波数補正法は
測定可能な周波数偏移Δの領域に関連して或る限界を
与える。実際には、今sinΔに等しいものと看做され
ている補正された誤差Ｅ＊に基づく、同期ワードのこれ
らの２個の半部間の位相偏移Δを明確に求めるために
は｜Δ｜＜π／２であることが必要である。所定のサ
ンプリング速度1/Tに対し、結果は考えられている回路
が次のような最大値Δmaxより小さい周波数偏移だけ
を測定し、従つて補正することになる。
即ち こゝで注意すべきことは Ｅ＝▲Ｃ1 r▼・▲Ｃ2 i▼−▲Ｃ2 r▼・▲Ｃ1 i▼の他に量 Ｆ＝▲Ｃ1 r▼・▲Ｃ2 r▼＋▲Ｃ1 i▼・▲Ｃ2 i▼を計算
し、これをＥと同じようにして補正した後補正された量
Ｆ＊＝cosΔを得るならば、測定可能な周波数偏移Δ
の限界を｜Δ｜＜πのように拡大できることであ
る。
最大の測定可能な周波数偏移Δmaxも実際の周波数偏
移を補正するのに不十分なこともある。これを大きくす
るためには部分相関が関係する同期ワードの部分の長さ
を短くすればよいことであることは明らかである。例え
ば、最大の測定可能な周波数偏移を２倍にするために
は、長さｎ＝２Ｎを有する同期ワードを長さがＮ′＝N/
2の４個の等しい部分に分割する。この場合長さＮ′の
部分に部分相関を行なう周波数補正法は次のようなΔ
′max迄の周波数偏移を測定することができる。
同期ワードを更に短い部分に分割することにより、測定
可能な周波数偏移の範囲を一層大きくすることができ
る。しかし、明らかにこの範囲の増大は周波数偏移の測
定精度を劣化させる。蓋し、この精度は測定のために使
用される部分の長さに比例して変わるからである。
この欠点を除去するため、本発明は数段階に分かれて処
理し、各段階中においては予じめ定められた長さの同期
ワードの部分を用いて周波数偏移を測定し、各段階の終
りにおいては測定された偏移に対応する周波数補正を行
なうことを提案している。各段階が次々と続く中で長さ
を大きくした部分を用いて測定を行ない、測定可能な周
波数偏移の範囲を狭くする。しかし、周波数補正は次の
測定を行なう前の各段階の終りにおいて行なうから、段
階系列で測定すべき周波数偏移も小さくなると共に測定
精度が向上する。
同期ワードの２個の半部に関係する部分相関に基づいて
周波数偏移Δを決めるための前記公式は全て任意の長
さの同期ワードの順次の部分に関係して部分相関が用い
られる任意の段階に容易に拡張することができる。
このようにして(K-1)とＫとを同期ワードの同一長さの
２個の順次の部分の順序とすれば、同相部分相関Ｃｒ(K
-1)及びＣｒ(K)並びに直角部分相関Ｃｉ(K-1)及びＣ
ｉ(K)が求められる。
そしてこれらの部分相関から次式に従つて誤差Ｅを計算
することができる。
Ｅ＝Ｃｒ(K-1)Ｃｉ(K) −Ｃｉ(K-1)Ｃｒ(K) (5) 受信信号のレベルに対する依存性に関して補正された誤
差Ｅ、即ち補正された誤差Ｅ＊は次の値を有する。
但し、Δは同期ワードの２個の部分間の位相偏移であ
り、ｂはこれらの部分の各々のビツト数である。
位相偏移Δの値が小さな場合又は前述したように部分
相関の２乗の和を用いて補正を行なう時、補正された誤
差Ｅ＊はほぼ次の値を有する。
Ｅ＊＝sin（Δ） (7) １ステツプ中に使用される同期ワードの部分の数が３以
上である時は数個の誤差Ｅを計算し、その平均値Ｅｍを
とり、この平均値Ｅｍから補正された誤差Ｅ＊を計算
し、周波数偏移の測定精度を改良するのが有利である。
式(6)又は実際には式(7)に基づいて位相偏移Δを得る
ことができる。２個のｂビツト部分に対しこの移送偏移
Δを与える周波数偏移Δは次式を用いて得ることが
できる。
Δ＝ｂ・Δω・Ｔ ＝ｂ・２πΔ・Ｔ (8) それ故ｐ個の段階を用いる手順では各段階ｉの終りにお
いて周波数偏移Δｉを求め、その後で和 を求める。この和はこの段階に対し局部搬送波に対し施
すべき周波数補正の大きさの或る種の評価となる。最后
の段階ｐの終りに形成されるこの和はフレーム同期が得
られた後のデータ伝送中この周波数補正のために維持し
続けるべき値である。
同期ワードの長さ及び中断を決める（この処理は数個の
段階で行なわれる周波数補正法にとつて必要である）た
めには２個の制約を考慮に入れる必要がある。即ち、 −測定すべき最大周波数偏移 −周波数偏移測定のために必要な精度である。
最大周波数偏移は周波数偏移の測定が最も低い第１の段
階で用いられる同期ワードの最小の部分の最大の長さを
決める。必要な最后の精度は最后の段階で用いられる２
個の部分の最小の長さを決める。ｐ個の段階を用いる方
法はｎビツトの同期ワードを夫々以下の数、即ちｎ／２
ｐ，ｎ／２ｐ−１・・・ｎ／２２，ｎ／２個のビツトを
有する単位部分に分割することにより実現される。前述
した２個の制約はｎ／２ｐビツトの最小部分が課された
最初の周波数偏移の実効的な測定を許し且つｎ／２ビツ
トの２個の最大部分が必要な精度での測定を与える時尊
重される。
第２図は例えば４段階で行なわれる時の本発明方法の説
明図である。第２図の部分２ａは順序ｐ＝１，２，３及
び４の各段階につきｎ＝２Ｎビツトの同期ワードを各段
階において同一長さのｑ個の部分に分割する様を示した
ものである。部分２ｂは各段階１，２，３又は４毎に周
波数偏移Δの関数として補正された誤差Ｅ＊＝sinΔ
の曲線を示したものである。
段階１においては、各々がn/16ビツトの長さを有するｑ
＝２４＝１６個の部分に分割する。このようにして１６
個の同相及び直角部分相関をとり、１５個の誤差Ｅを作
り、その平均値をとり、最后に補正された誤差Ｅ＊を求
める。この補正された誤差Ｅ＊は実際にはＥ＊＝sin
（Δ１）であり、こゝでΔ１は２個の部分間の平均
位相偏移である。位相偏移Δ１はこの式から導びか
れ、その後で次の関係式 を用いて周波数偏移Δ１を導びくことができる。
部分２ｂではΔ１の関数としての補正された誤差Ｅ＊
の曲線は正弦波の弧の形を有する。太線で示したその有
効な部分は周波数偏移Δ１の最大Δ1maxで限られて
いる。そしてこれに対する位相偏移は である。容易に分かることであるが である。この段階１が終つた時局部搬送波の周波数は測
定された周波数偏移に対して補正される。これは次の段
階２で使用される同期ワードの部分と相関させられるべ
き復調された信号の位相の補正を達成する。
段階２では同期ワードが各々がn/8ビツトの長さを有す
るｑ＝２３＝８個の部分に分割される。こゝにはまだ段
階１での周波数偏移の評価が不完全なために生ずる２個
の順次の部分間の位相偏移Δ２が存在する。しかし、
測定はこの位相偏移Δ２がπ／２より小さいように行
なわれる。従つて、残存する周波数偏移Δ２は最大周
波数偏移Δ2maxより小さく、この最大周波数偏移Δ
2maxは最大周波数偏移Δ1maxの半分であり、従って、 である（第２図の部分２ｂ参照）。この段階２では７個
の誤差Ｅを計算し、その平均値をとることにより周波数
偏移Δ２の評価を行なうことができる。段階２の終り
において、測定された周波数偏移Δ２を考慮に入れて
次の段階３で同期ワードの部分と相関させるべき復調さ
れ信号の位相を補正する。
段階３では同期ワードを各々がn/4ビツトの長さを有す
るｑ＝２３＝４個の部分に分割される。これらの間には
位相偏移Δ３が存在する。最大の測定可能な周波数偏
移は である。３個の誤差Ｅを計算し、その平均値をとること
により周波数偏移Δ３を評価することができる。この
段階の終りにおいては、測定された周波数偏移Δ３を
考慮に入れて次の段階４で同期ワードの部分と相関させ
られるべき復調信号の位相を補正する。
段階４では同期ワードを各々が ビツトの長さを有するｑ＝２個の半部に分割する。そし
てこれらの間には位相偏移Δ４が存在する。最大の測
定可能な周波数偏移は である。周波数偏移Δ４は同期ワードの２個の半部か
ら誤差Ｅを計算することにより測定される。この段階４
の終りにおいては測定された周波数偏移を考慮に入れて
復調された信号の位相を補正する。これは、以后の段階
では周波数補正手順固有の部分ではないが、フレーム同
期及び多分サンプリングクロツク同期を得る目的で全体
の同期ワードと関連させることができる。これについて
は後述する。
周波数補正手順の最后の段階４の終りにおいて、保持す
べき局部搬送波の周波数補正は測定された４個の周波数
偏移の和、即ち、Δ１＋Δ２＋Δ３＋Δ４であ
る。フレーム同期が得られている時この周波数補正は受
信信号の復調のために有効に使用される。
今度は第１図につき本発明方法を用いる回路の構造を説
明し、第３図につき４段階手順の場合の動作モードを説
明する。
第１図に示すように、周波数補正回路はスイツチの形態
で示したゲート回路１３及び１４を介して回路８及び９
の出力端子に接続できるメモリ１２を具える。これらの
ゲート回路はシーケンシング回路２９で作られた信号
Ｈ′により制御され、メモリ１２に回路８及び９で作ら
れたサンプルＳｒとＳｉの各対を蓄わえさせる。シーケ
ンシング回路２９は時間軸発生器１１から送られてくる
パルスを受け取り、装置の動作に必要な全ての他の制御
信号を供給する。メモリ１２は同期ワードのビツト数ｎ
と同数のサンプルＳｒ及びＳｉの対を蓄えられる大きさ
とする。これらの蓄わえられるサンプルＳｒ及びＳｉは
装置で採用される技術に依存してアナログ形態にするこ
ともできるし、デイジタル形態にすることもできる。第
３図の図３ａは信号Ｈ′の２個の順次のパルスを示す
が、これらの２個のパルスは回転８及び９で行なわれる
サンプリング動作の期間Ｔだけ隔てられている。しばら
くこの期間は変調期間Ｔと同じものとする。
局部搬送波の周波数を補正する全ての方法はメモリ１２
に各々の新規の対のサンプルが入つた後この期間Ｔの間
に完全に行なわねばならない。この目的で、メモリ１２
は高速の読み出しクロツク信号ｈを受け取るが、この信
号ｈは期間Ｔ中にメモリの２個の出力端子に手順の完全
なサイクルに必要な数と同数のｎ個のサンプルＳｒとｎ
個のサンプルＳｉの系列が現われるに十分な周波数を有
する。
メモリ１２の２個の出力端子に現われる信号ｘ及びｙは
複素信号ｚの実部及び虚部である。これらの信号ｘ及び
ｙは移送器１５に加えられて複素信号ｚを形成するが、
この目的は複素信号ｚのｎ個のサンプルの各系列の各サ
ンプルの位相を各段階の終りにおいて周波数補正回路に
より作られる周波数補正VCOに対応する位相角VCOだ
けずらすにある。移送器１５は次の計算を行なうことに
より複素信号Ｚの実部Ｘ及び虚部Ｙを供給する。
移相器１５で使用される量sinVCO及びcosVCOは読み
出し専用メモリ（ＲＯＭ）１６により与えられるが、こ
のＲＯＭ１６は位相発生器１７により高速クロツクｈの
速度で作られた位相VCOによりアドレスされる。位相
発生器１７は周波数補正発生器１８により供給される周
波数補正VCOに基づいて位相VCOを作る。
信号Ｘ及びＹのサンプルを相関計算回路１９及び２０に
加える。この相関計算回路１９及び２０には局部同期ワ
ードの実部Ｘ′及び虚部Ｙ′も加えられる。Ｘ′及び
Ｙ′の各シーケンスのｎ個のサンプルは読み出し専用メ
モリ（ＲＯＭ）２１に蓄わえられ、高速クロツク速度ｈ
で読み出される。各シーケンスは手順の完全なサイクル
に必要な回数再生される。位相及び振幅変調を用いる伝
送系の場合はｎ個のサンプルＸ′及びＹ′は伝送される
同期ワードのｎ個のビツトに対応する位相状態θＫ及び
振幅状態を再生する。（ＰＳＫタイプの）位相変調だけ
の場合はｎ個のサンプルＸ′及びＹ′は単なるcosθＫ
及びsinθＫとなる。
相関計算回路１９及び２０では一方ではサンプルＸと
Ｘ′との積及び他方ではサンプルＹとＹ′との積を累算
する。第３ｂ図に示すサンプリング信号Ｈ１が相関計算
回路１９及び２０での部分相関の結果を読み出す動作を
制御する。他方ゼロにリセツトする信号ＲＡＺ１（第３
ｃ図）が信号Ｈ１により部分相関の結果が読み出され終
つた直后にこれらの部分相関の結果をゼロにリセツトす
る。信号Ｈ１及びＲＡＺ１の期間は部分相関を計算する
のに使用される同期ワード部分の長さを規定する。第３
図に示すようにこの期間は手順が段階１，２，３又は４
と進むにつれ異なつてくる。
相関計算回路１９及び２０は夫々部分相関Ｃｒ(K)及び
Ｃｉ(K)の結果を与える。但し、Ｋは各段階での各部分
相関の順序を規定する。第３ｄ図は段階１においては０
から１５迄番号がつけられた１６の結果Ｃｒ(K)，Ｃ
ｉ(K)が作られ、段階２においては０から７迄番号がつ
けられた８個の結果が作られ、段階３では０から３迄番
号がつけられた４個の結合が作られ、段階４では０と１
の番号がつけられた２個の結果Ｃｒ(K)及びＣｉ(K)が作
られる。
部分相関の順次の結果は計算回路２２に加えられ、こゝ
で速度Ｈ１で与えられる順次の部分相関の対Ｃｒ(K-
1)，Ｃｒ(K)及びＣｉ(K-1)，Ｃｉ(K)から前述した式(5)
に従つて誤差項Ｅが計算される。
誤差Ｅの各項は部分相関Ｃｒ(K)，Ｃｉ(K)及びＣｒ(K-
1)，Ｃｉ(K-1)を作るのに使用される同期ワードの２個
の順次の部分間の位相偏移Δに依存する。第３ｅ図が
示すように、計算された誤差の項は段階１においては位
相偏移Δ１に対応し、段階２においては位相偏移Δ
２に対応し、段階３においては位相偏移Δ３に対応
し、最后に段階４においては位相偏移Δ４に対応す
る。
このようにして計算された順次の誤差項Ｅは段階１にお
いては１５個の値Ｅ１をとり、段階２においては７個の
値Ｅ２をとり、段階３においては３個の値Ｅ３をとり、
段階４においては１個の値Ｅ４をとるが、これらは回路
２３に与えられ、この回路２３で各段階１，２，３及び
４の終りにおいて平均値がとられる。この目的で、第３
ｆ図に示すように、誤差Ｅは回路２３で累算され、各段
階の終りにおいて累算の結果はゼロにリセツトされる。
このゼロにリセツトする動作は信号ＲＡＺ２により制御
される。このゼロにリセツトする動作の直前に累算の結
果は累算された誤差項の数Ｎｍ（Ｎｍ＝１５，７，３又
は１）により除算され、この除算の結果が誤差項の平均
値を構成する。この誤差項の平均値Ｅ1m，Ｅ2m，Ｅ3m，
Ｅ4m＝Ｅ4mはサンプリング信号Ｈ２の制御の下に夫々段
階１，２，３，４の終りに現われる。
第３図を完成することを目的とする第１１図には、本発
明回路で使用される種々の制御信号が示されている。時
間スケールを固定することを目的とする第１１ａ図は、
第３ａ図もそうしたように、サンプリング期間Ｔだけ離
れている信号Ｈ′の２個の順次のパルスを表わす。この
第１１ａ図はまた段階１，２，３及び４が行なわれる期
間をも示す。第１１ｂ図及び第１１ｃ図は夫々サンプリ
ング信号Ｈ２とゼロにリセツトする信号ＲＡＺ２のパル
スを表わす。これらの信号は回路２３に与えられ、各段
階１，２，３及び４の終りにおいて発生するパルスによ
り前述した機能を果たす。
回路２３で生ずる平均誤差項は回路２４に与えられ、レ
ベルを補正されて、補正された誤差項▲Ｅ* 1▼，▲Ｅ* 2
▼，▲Ｅ* 3▼，▲Ｅ* 4▼を作る。これらの補正された誤
差項は夫々ほぼsinΔ１，sinΔ２，sinΔ３及びs
inΔ４に等しい。第３ｇ図はこれらの量が段階１，
２，３及び４の終りにおいて順次に現われる様を示す。
このレベルの補正のため、回路１９及び２０で作られた
部分相関の結果の２乗の和を累算し、各段階の終りにお
いて信号ＲＡＺ２により累算の結果をゼロにリセツトす
ると好適である。レベルを補正された誤差項は回路２３
で計算された平均誤差項を今説明したように回路１９及
び２和で形成された累算の結果で除算すると得られる。
補正された誤差はサンプリング信号Ｈ２の制御の下に回
路２４の出力側に現われる。
補正された誤差Ｅ＊は各段階の終りにおいて測定された
周波数偏移を決定することを目的とする回路２５に加え
られる。この目的で、この回路は第１に補正された誤差
Ｅ＊の関数としての位相偏移Δを決定する手段を具え
る。この目的で、量Δ＝sin-1Ｅ＊を蓄わえる読み出
し専用メモリを用いることができる。このメモリは項Ｅ
＊で形成されたアドレスにより読み出すことができる。
代りに関数Δ＝sin-1Ｅ＊の単純な近似を用いて計算
により位相偏移を得ることができる。各段階で決まる位
相偏移Δ１，Δ２，Δ３，Δ４から回路２５は
前述した式(8)を用いて対応する周波数偏移Δ１，Δ
２，Δ３，Δ４を決定する。この式(8)を適用す
るためには段階１，２，３及び４に対し考慮すべきビツ
ト数ｂを夫々n/16，n/8，n/4，n/2とする。但し、ｎは
同期ワードのビツトの全数である。第３ｈ図は段階１，
２，３及び４の後に続く期間を示すが、これらの期間に
おいて周波数偏移Δ１，Δ２，Δ３及びΔ４が
得られる。
これらの測定された周波数偏移は回路１８に加えられ、
そこで各期間Ｔ中累算され、各期間Ｔの終りにおいて第
１１ｅ図に示すゼロにリセツトする信号ＲＡＺ３により
累算の結果がゼロにリセツトされる。各段階の終りにお
いてサンプリング信号Ｈ３により累算の結果が読み出さ
れる。このようにして回路１８は手順の各段階で使用さ
るべき局部搬送波の周波数補正に等しい周波数VCOを
供給する発生器として働らく。第３ｉ図が示すようにこ
の周波数VCOは順次に次の値をとる。VCO ＝０ 期間Ｔの始まりから段階１中 ＝Δ１ 段階１の終りから段階２中 ＝Δ１＋Δ２ 段階２の終りから段階３中 ＝Δ１＋Δ２＋Δ３ 段階３の終りから段階４中 ＝Δ１＋Δ２＋Δ３＋４ 段階４の終りから期間Ｔの終り迄 回路１８により供給される周波数VCOは回路１７に与
えられ、（メモリ１２内のサンプルｘ及びｙを読み出す
のに使用された）高速クロツクｈの速度で上記複素サン
プルの成分ｘ及びｙが受けねばならない移送量VCOが
作られる。上述した周波数VCOと調和して、これまた
第３ｉ図に示されるのであるが、この移送量は段階１に
おいてはゼロであり、次いで各段階１，２，３，４の後
ゼロから出発してΔ１，Δ１＋Δ２，Δ１＋Δ
２＋Δ３，Δ１＋Δ２＋Δ３＋Δ４に比例
する。回路１７に加えられる信号ＲＡＺ４は各段階１，
２，３，４の終りにおいてVCOを十分にゼロにリセツ
トする。この信号ＲＡＺ４は第１１ｆ図に示す。
第４図ないし第７図は第１図に示した原理的な回路の可
能な実施例を示したものである。これらの図面では同じ
機能を有する回路及び信号に同一符号を付してある。
第４図は移送器１５並びに相関計算回路１９及び２０の
一実施例を示したものである。移送器１５は乗算回路３
０〜３３並びに組み合せ回路３４及び３５を具え、これ
らが信号ｘ及びｙ並びに量cosVCO及びsinVCOから前
記式(9)に従つて信号Ｘ及びＹを計算できるように相互
に結線されている。相関計算回路１９及び２０は同じで
あつて、同じように動作する。相関計算回路１９は、例
えば、乗算回路３６を具え、これが移送器１５により作
られたサンプルＸと読み出し専用メモリ２１からくるサ
ンプルＸ′との積を形成する。これらの積は加算器３７
とメモリ３８とにより構成される累算器で累算される。
累算の結果は累算器の出力端子に接続されているバツフ
アメモリ３９に現れる。累算はサンプルＸ及びＸ′が現
れるクロツクｈの速度で行なわれる。累算器は累算の結
果がバツフアメモリ３９でサンプリング信号Ｈ１でサン
プリングされた直後にゼロにリセツトする信号ＲＡＺ１
によりゼロにリセツトされる。バツフアメモリ３９の出
力側には部分相関Ｃｒ(K)の結果が現れる。
第５図は誤差Ｅを計算する回路２２と、平均誤差Ｅｍを
計算する回路２３の一実施例を示す。回路２２は部分相
関Ｃｒ(K)とＣｉ(K)の結果を受け取る。この回路２２は
前段の結果Ｃｒ(K-1)とＣｉ(K-1)とを蓄わえるメモリ４
０及び４１を具える。そしてサンプリング信号Ｈ１の制
御の下に、相関結果Ｃｒ(K)及びＣｉ(K)が現われるのと
同時に相関結果Ｃｒ(K-1)及びＣｉ(K-1)を出力する。こ
れらの全ての相関結果は乗算回路４２及び４３並びに組
み合せ回路４４により処理される。これらは前記の式
(5)に従つて誤差信号Ｅを計算するように配置されてい
る。
平均値計算回路２３は加算器４５とメモリ４６とにより
構成される累算器を具えるが、この累算器はサンプリン
グ信号Ｈ１の制御の下に入力端子に加えられた誤差Ｅの
項を累算する。この累算器は各段階の終りにおいて、信
号ＲＡＺ２によりゼロにリセツトされる。累算器がゼロ
にリセツトされる直前に乗算回路４７で累算の結果に量
1/Nmが乗算される。Ｎｍは各段階で累算された誤差項の
数である。乗算処理の結果はメモリ４８に与えられる。
そして平均誤差サンプリング信号Ｈ２により各段階の平
均誤差項が各段階の終りの直后に現われるように読み出
される。
第６図は回路２４と２５の実施例を示す。回路２４は、
部分相関結果Ｃｒ(K)及びＣｉ(K)に基づいて平均誤差Ｅ
ｍを補正することを目的とし、２乗回路５０及び５１並
びに加算器５２を具え、これらは量〔Ｃｒ(K)〕２＋
〔Ｃｉ(K)〕２を作るように配置されている。そしてこ
の量〔Ｃｒ(K)２＋Ｃｉ(K)２〕は加算器５３とメモリ５
４とにより構成される累算器で累算される。この累算は
部分相関サンプリング信号Ｈ１の速度で行なわれる。メ
モリ５４は各段階の終りにおいて制御信号ＲＡＺ２によ
りゼロにリセツトされる。この累算器の出力端子は累算
器の内容の逆数値を出力する回路５５に接続される。こ
の逆数値は平均誤差項Ｅｍに与えらるべき補正因子Ｃｍ
である。この補正因子Ｃｍはバツフアメモリ５６に与え
られ、このバツフアメモリ５６から制御信号Ｈ２により
読み出され、乗算回路５７に与えられる。この乗算回路
５７には同じ制御信号Ｈ２によりメモリ４８から読み出
された平均誤差Ｅｍも加えられる。回路２４はこのよう
にして補正された誤差項Ｅ＊を供給する。
回路２５は各段階の終りにおいて計算された周波数偏移
を供給することを目的とするが、例えば、読み出し専用
メモリ（ＲＯＭ）５８を具え、このＲＯＭ５８から補正
された誤差Ｅ＊により形成されたアドレスに応答して移
送偏移Δが読み出される。乗算回路５９により式(8)
に従つて量Δω・Ｔが得られるが、この乗算回路５９は
位相偏移Δωと同期ワード部分のビツト数ｂの逆数値と
から積 を形成する。この量Δω・Ｔは周波数偏移Δに比例す
るから、これらの周波数偏移を計算する必要はない。
第７図は回路１８と１７の実施例を示す。回路１８は加
算器６０とメモリ６１とにより構成される累算器を具
え、この累算器がサンプリング信号Ｈ３の制御の下に手
順の各段階の終りにおいて得られる量Δω・Ｔを累算す
る。メモリ６１は各期間Ｔの終りにおいて信号ＲＡＺ３
によりゼロにリセツトされる。従つて、次の期間の開始
時点においてはその内容はゼロとなる。このようにして
累算回路１８の出力側には周波数補正VCOに比例する
量ωVCO・Ｔが出力される。
回路１７は加算器６２とメモリ６３とにより構成される
累算器を具え、高速クロツクｈの速度で量ωVCO・Ｔを
累算する。メモリ６３は各段階の終りにおいて信号ＲＡ
Ｚ４によりゼロにリセツトされる。クロツクｈはまたメ
モリ１２からサンプリングｘ及びｙを読み出す速度を与
えるが、累算器の出力側は移相量VCOをシミユレート
し、複素サンプルの成分ｘ及びｙがこの移相量を受け、
受信された搬送波に対する局部搬送波の周波数偏移を補
正する。
これから述べる本発明の一変形例によれば、各サンプリ
ング期間Ｔにおいて、時間の点で第１図の略図に示した
方法よりも高速な方法を使用することができる。例え
ば、前述した４段階手順に適用されるこの変形例によれ
ば、段階２，３，４についての部分相関が第１の段階時
に計算された部分相関に基づいて決められる。こゝでも
第１の段階時の部分相関はメモリ１２から読み出された
ｎ対のサンプルｘ及びｙ並びにメモリ２１から読み出さ
れたｎ対のサンプルＸ′及びＹ′に基づいて形成され
る。このようにして、各段階２，３，４において、メモ
リ１２及び２１からこれらのｎ対のサンプルを再読み出
しする必要はなくなる。
段階２，３，４につき部分相関を得るために用いられる
方法は、夫々の前段階１，２，３中に計算された部分相
関を対のように加えることから成る。しかし、この加算
処理を行なう前に先ず評価されたばかりの周波数偏移を
用いて前段階中に計算された部分補正の位相を補正しな
ければならない。
第８図の略図は本発明方法のこの変化がどのようにして
実現できるかを示す。その動作については第３図及び第
１１図につき既に述べた図に第１１ｇ図、第１１ｈ図及
び第１１ｉ図を加えて説明することができる。
第８図の略図は本発明方法のこの変形例がどのようにし
て実現されるかを示す。第１図と同じ機能を有する要素
に第８図でも同じ符号を付してある。第８図にもメモリ
１２が示されているが、このメモリ１２は前述したよう
に各期間Ｔにおいてゲート１３及び１４０介して一対の
サンプルＳｒ及びＳｉを受け取り、ｎ対のサンプルの容
量を有する。高速クロツク速度ｈでメモリ１２から読み
出されたサンプルｘ，ｙは直接相関計算回路１９及び２
０に加えられる。これと同時にこれまたクロツク速度ｈ
で読み出された局部同期ワードのｎ対のサンプルｘ′，
ｙ′も加えられる。回路１９及び２０で部分相関を計算
するために、第１図の回路図で使用された制御信号と同
じで、第３ｂ図及び第３ｅ図に示されている制御信号Ｈ
１及びＲＡＺ１を使用できる。しかし、実際には、この
略図の先の部分では回路１９及び２０で作られた全ての
部分相関の中で段階１中に作られた部分相関だけを使用
する。この目的で、回路１９及び２０の出力端子をスイ
ツチ７０及び７１を介して段階１中でだけ誤差Ｅを計算
する回路２２に接続する。スイツチ７０及び７１は第１
１ｇ図に示す制御信号Ｈ４により適当な位置にセツトさ
れる。回路１９及び２０の出力端子はまたスイツチ７３
を介してメモリ７２の入力端子に接続する。スイツチ７
３もメモリ７２が段階１中に処理した部分相関を蓄わえ
るように制御信号Ｈ４により制御される。
段階１のコースにおいて作られた部分相関は第１図につ
き説明したように計算に使われ、回路２２で誤差Ｅ１を
計算し、その後で回路２３が平均誤差Ｅ1mを計算する。
段階１で計算され、メモリ７２に蓄わえられた１６個の
部分相関は段階２において第１１ｈ図に示す制御信号Ｈ
５でメモリ７２から読み出される。これらの部分相関
は、第１図の補正回路２４と同じ機能を有する補正回路
２４で使用され、段階２でも現われる平均誤差Ｅ1mを補
正する。そして補正された誤差▲Ｅ* 1▼は回路５８に加
えられ、関係式Δ１＝sin-1▲Ｅ* 1▼を用いて段階１
で作られた部分補正に対応する位相偏移Δ１を決め
る。メモリ７２から読み出された段階１の１６対の部分
相関は位相器７４に加えられ、位相′VCOだけ補正さ
れる。移送器７４に加えられる部分補正の対をｃｘ及び
ｃｙで表わせば、移送器７４は次の計算を行なうことに
より位相を補正された部分相関の対Ｃｘ及びＣｙの系列
を出力する。
Ｃｘ＝ｃｘcos′VCO＋ｃｙsin′VCO Ｃｙ＝ｃｙcos′VCO−ｃｘsin′VCO 量sin′VCO及びcon′VCOは位相発生器７５により作
られた位相′VCOにより読み出し専用メモリ（ＲＯ
Ｍ）１６から読み出される。この位相発生器７５は加算
器７６とメモリ７７とを具え、制御信号Ｈ５の速度で読
み出し専用メモリ５８により作られた位相Δを累算
し、各段階の終りにおいて信号ＲＡＺ４によりゼロにリ
セツトされる累算器により構成される。このようにして
段階２において移送器７４に加えられる１６対の部分相
関はそこで位相偏移Δ１の累算により得られる位相
′VCO1だけ位相が補正される。
位相′VCO1だけ補正された１６個の部分相関の各対は
加算器７８及び７９に送られ、制御信号Ｈ５によりメモ
リ８０及び８１から読み出された先行する対の部分相関
に加えられる。加算器７８及び７９の出力側に出る和は
制御信号Ｈ６によりメモリ８２に書き込まれる。制御信
号Ｈ６は第１１ｉ図に示してあるが、制御信号Ｈ５の速
度の半分の速度しかなく、従つて、このメモリ８２は段
階１の１６対の部分相関から出発して段階２で作られる
８対の部分相関を蓄わえる。
これらの段階２の８対の部分相関は制御信号Ｈ６の速度
でメモリ８２から読み出され、一方ではスイツチ７０及
び７１を介して計算回路２２に与えられ、そこで段階２
の８個の誤差Ｅ２を計算するのに使用われ、他方ではス
イツチ７３を介してメモリ７２に送られ、段階３のコー
スで制御信号Ｈ５により再度このメモリから読み出され
る迄そこに蓄わえられる。
段階３では、段階２につき上述した手順が繰り返され、
次の計算が行なわれる。即ち、平均誤差Ｅ２ｍ，補正さ
れた誤差▲E* 2▼、位相偏移Δ２，位相′VCO2（こ
れはメモリ７２から読み出された８個の部分相関の位相
を補正するのに使われる）及び最后に補正された部分相
関の対のような和である。これらの和の４個がメモリ８
２に書き込まれ、同じように使われる。
段階４では位相偏移Δ３と位相′VCO3とが求めら
れ、メモリ７２から読み出された４個の部分相関の位相
を補正するのに使われる。最后に、この段階４では２対
の位相を補正された部分相関がメモリ８２に書き込まれ
る。
これらの２対の部分相関は段階４の終りにおいて位相偏
移Δ４を決めることを可能にする。この位相偏移Δ
４は位相′VCO4を計算するのに使用することができ、
この位相′VCO4はメモリ７２から読み出された２個の
部分相関の位相を補正し、メモリ８２で局部同期ワード
と受信され、復調された信号との間の完全に位相を補正
された相関を形成するのに使用される。前述したよう
に、この完全な相関はクロツク同期とフレーム同期とを
サンプリングするのに使用することができる。
注意すべきことは、第８図に示した実施例では、各段階
１，２，３及び４の部分相関の位相を補正するのに使用
される位相′VCO1，′VCO2，′VCO3，′VCO4は
直接計算された位相偏移Δ１，Δ２，Δ３，Δ
４から得られ、他方第１図に示した実施例ではメモリ１
２から読み出されたサンプルを補正するのに使用される
位相が累算された周波数偏移、即ち、Δ１，Δ１＋
Δ２，Δ１＋Δ２＋Δ３，Δ１＋Δ２＋Δ
３＋Δ４から得られることである。上述した２個の
実施例ではいずれも全部の累算された周波数偏移Δ１
＋Δ２＋Δ３＋Δ４を処理することが必要で、こ
れは手順の終りにおいて局部搬送波を補正するために使
用される周波数VCOを構成するから、第８図の回路に
もこの周波数VCOを処理する手段を設ける必要があ
る。この目的で、読み出し専用メモリ５８から供給され
る位相偏移Δを第６図及び第７図につき述べた態様で
処理する。位相偏移Δ＝ｂ・Δω・Ｔは乗算回路５９
に送られ、そこで1/bが乗算される。周波数偏移Δに
比例する量Δω・Ｔは累算回路１８で累算され、段階４
の終りにおいて周波数補正VCOに比例する量ωVCO・Ｔ
が供給される。
以下フレーム同期をサーチし、クロツク同期をサンプリ
ングするために、本発明に係る周波数サーチ装置をどの
ように使用するかを説明する。この特別な目的のため、
局部同期ワードのｎ個のサンプルと受信信号のｎ個の最
后のサンプルとの間の完全な相関を周波数補正手順の終
りにおいて計算する。前に説明したように、第１図に示
した実施例でも、第８図に示した実施例でも等しく完全
な相関を得ることができる。
フレーム同期のサーチが基づく原理を第９図の９ａ及び
９ｂ図につき説明する。第９ａ図はクロツク同期がとれ
たとみなすことにより連続的に求められた完全な相関関
数Ｃを時間の関数として示す。この場合、相関相関Ｃは
期間Ｔのサンプリングクロツク瞬時の一つでピークを示
す。これは時間軸の勾配により示される。関数Ｃは、例
えば、同期ワードが最大長さ系列を有する場合、このピ
ークの瞬時ｔ０において値１をとり、他の時間では−1/
nをとる。ピークの瞬時ｔ０は受信信号のｎ個の先行す
るサンプルが伝送されてきた同期ワードを構成する瞬時
を示す。相関ピークの瞬時ｔ０の近似値を得、これによ
りフレーム同期を得るためには相関関数をしきい値Ｓｅ
と比較すれば十分である。第９ｂ図は本発明装置で実際
に行なわれるように、サンプリングクロツクの期間Ｔで
サンプリングされた信号から求められる完全な相関Ｃｅ
を示す。第９ｂ図ではクロツク同期が得られているもの
と仮定しているから、相関ピークの瞬時ｔ０はサンプリ
ングされた信号から得られる相関Ｃｅをしきい値Ｓｅと
比較することにより明確に得られる。
ビツトクロツク同期が未だとられていない時は、受信信
号が変調速度1/Tの倍数である周波数でオーバーサンプ
リングされることを条件に、フレーム同期と同時にビツ
トクロツク同期を得ることもできる。この倍数の周波数
がj/Tである時周波数補正回路は同じようなものとなる
が、期間Ｔでサンプリングされ且つインタリーブされた
ｊ個の信号を時分割で処理し、周波数補正手順の終りに
おいてｊ個の周波数補正値VCOに達し、最后にこれら
の夫々のｊ個のインタリーブされた信号に対応するｊ個
の完全相関に達する。第９ｃ図は第９ａ図の相関関数Ｃ
の像であり、サンプリング周波数4/Tで得られる相関Ｃ
esを示す。この相関Ｃesをしきい値Ｓｅと比較すること
によりフレーム同期が得られ、期間Ｔ内の最大相関に先
立つサンプルの位置を検出することによりサンプリング
クロツク同期が得られる。同時に、ｊ個の利用可能な周
波数補正VCOから、得られるサンプリングクロツクに
対応し、同期期間に続くデータ伝送中に使用される補正
が選択される。
上述したクロツク同期とフレーム同期とをサンプリング
するサーチ手順は第１図の実施例及び第８図の実施例の
相関計算手段を用いることにより実現できる。周波数サ
ーチ手順の後で得られる完全な相関の実部Ｃｒと虚部Ｃ
ｉは、例えば、２乗回路に加えられ、得られた２乗の量
は加算器に加えられ、しきい値と比較された和を形成す
る。そしてこのしきい値を越えた瞬時がフレーム同期と
サンプリングクロツク同期とを与える。
本発明回路を用いて搬送波、サンプリングクロツク及び
フレーム同期が得られると、この回路はも早や有用では
なくなり、受信機は第１０図に示すような形態となり、
これによりデータが再生される。この第１０図でも第１
図の諸要素の一部が使われ、それには同一符号を付して
ある。サンプリングクロツク発生器１０はこの形態の中
に設けられてあり、同期期間の終りにおいて見られる位
相を有する周波数1/Tを供給できる。サンプルｓｒ及び
ｓｉはアナログ−デイジタル変換器８及び９にこの速度
1/Tで供給され、その後で直接移相器に加えられる。こ
の移相器は本発明周波数補正回路で使用されるのと同じ
移相器とすることができる。この移相器１５ではサンプ
ルの成分Ｓｒ，Ｓｉの位相が位相発生器８５により供給
される位相ΨVCOの助けを借りてメモリ１６から読み出
された成分sinΨVCO及びconΨVCOを用いることにより補
正される。移相器１５は式(9)により示される計算処理
と類似の計算処理の結果であるサンプルｅｒ，ｅｉを供
給する。位相ΨVCOは位相VCO又は′VCOと異なる
が、これは初期瞬時ｔ０からＴの倍数だけ隔たる瞬時に
おいて、同期期間の終りにおいて見られる周波数VCO
＝Δ１＋Δ２＋Δ３＋Δ４を有する発振器が有
するであろう位相に対応しなければならない。この位相
ΨVCOは、加算器８６とメモリ８７とにより構成される
累算器により得られる。メモリ８７ではメモリ８８に蓄
わえられている周波数VCO（又は比例する量）が信号
ＲＡＺ０により決まる初期瞬時ｔ０から出発して累算速
度1/Tで累算される。位相器１５により作られた補正さ
れたサンプルｅｒ，ｅｉは決定回路８９に与えられ、デ
ータＤを再生する。データ伝送時には周波数VCOが就
中制御ループにより制御されるが、これは搬送波の同期
を維持し、この同期を獲得するためにだけ使用され、本
発明回路とは一切関係ない。
前述したところでは、本発明に係る手順が使用される方
法が布線回路を用いて実現されるかのように記載されて
いる。しかし、明らかに代りにメモリと関連し、全ての
必要な機能を実行するためのプログラムにより制御され
るマイクロプロセサにより異なる形態で実現できる。こ
れらの機能は論理技術分野の当業者ならばこのようなプ
ログラムを書き上げられるだけ十分に説明しておいた。
上述したように本発明によれば、局部搬送波と受信され
た搬送波との間の周波数数偏移を測定し、搬送波、クロ
ック同期及びフレーム同期を一サンプリング周期内に得
ることができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明方法がデータ伝送系の受信機内で使用で
きる様を示すブロツク図、 第２図は本発明方法の種々の段階を示す説明図（第２ａ
図は使用される同期ワードの部分を示し、第２ｂ図は周
波数偏移Δの関数として補正された量Ｅ＊を表わ
す）、 第３図は種々の信号と本発明方法の種々の段階時に計算
された種々の大きさを示す説明図、 第４図は本発明方法で使用する受信機内の移相回路と相
関計算回路の一実施例のブロツク図、 第５図は量Ｅ及びその平均値を計算する回路のブロツク
図、 第６図は補正された量Ｅ＊と周波数偏移Δの項とを計
算する回路のブロツク図、 第７図は周波数補正VCO及び位相補正VCOの大きさを
計算する回路のブロツク図、 第８図は第１図の変形例のブロツク図、 第９図は局部同期ワードと受信され復調された信号の間
の完全な相関を表わす時間線図（これは本発明方法の最
後の段階の後受信機内でどのようにしてフレーム同期及
びクロツク同期が得られるかを示す）、 第１０図は本発明方法により同期が得られた後の受信機
の形態を示すブロツク図、 第１１図は第３図を補完し、制御信号も示す時間線図で
ある。 １……入力端子、２，３……ミクサ ４……局部搬送発生器、５……９０°移相回路 ６，７……低域フイルタ、８，９……サンプリング回路 １０……局部（サンプリング）クロツク発生器 １１……時間軸発生器、１２……メモリ １３，１４……ゲート回路、１５……移相器 １６……読み出し専用メモリ（ＲＯＭ） １７……位相発生器 １８……周波数補正発生器（累算回路） １９，２０……相関計算回路 ２１……読み出し専用メモリ（ＲＯＭ） ２２……計算回路、２３……平均値をとる回路 ２４……レベル補正回路、２５……周波数偏移決定回路 ３０〜３３……乗算回路、３４，３５……組み合せ回路 ３６……乗算回路、３７……加算器 ３８……メモリ、３９……バツフアメモリ ４０，４１……メモリ、４２，４３……乗算回路 ４４……組み合せ回路、４５……加算器 ４６……メモリ、４７……乗算回路 ５０，５１……２乗回路、５２……加算器 ５３……加算器、５４……メモリ ５５……逆数をとる回路、５６……バツフアメモリ ５７……乗算回路 ５８……読み出し専用メモリ（ＲＯＭ） ５９……乗算回路、６０……加算器 ６１……メモリ、６２……加算器 ６３……メモリ、７０，７１……スイツチ ７２……メモリ、７３……スイツチ ７４……移相器、７５……位相発生器 ７６……加算器、７７……メモリ ７８，７９……加算器、８０，８１，８２……メモリ ８５……位相発生器、８６……加算器 ８７，８８……メモリ、８９……決定回路

Claims (14)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】データが搬送波変調により伝送され、この
    データの前に受信機の同期ワードが伝送され、この受信
    機が局部搬送波と同相の信号及び直角な信号を用いて受
    信された信号を復調する手段と、変調速度に等しいサン
    プリング周波数で同相復調信号と直角復調信号とをサン
    プリングする手段とを具え、こうして形成された同相サ
    ンプルと直角サンプルの各々の新しい対を受信信号メモ
    リに書き込み、受信機が更に伝送されてきた同期ワード
    と同一の局部同期ワードの同相サンプル及び直角サンプ
    ルを蓄える同期ワードメモリと、局部搬送波に施すべき
    周波数補正の大きさを決める手段と、この決められた大
    きさの周波数補正を行う手段とを具えるデータ伝送系の
    受信機で局部搬送波の周波数を補正する方法において、
    各サンプリング期間において、同期ワードメモリに蓄え
    られているｎ対のサンプルと、受信信号メモリに最近に
    書き込まれたｎ対のサンプルとを少なくとも一回同期を
    とって読み出し、Ｐ段階（Ｐ≧１）において局部搬送波
    に施すべき周波数補正の大きさを求め、−各段階におい
    て順序(k-1)と(k)の部分相関に局部同期ワードの同一長
    さの２個の順次の部分を用い、ｐ＞１の順序の段階の部
    分相関に順序ｐ−１の先行する段階時に用いられた部分
    の長さを越える長さの同期ワードの部分を用い、順序ｐ
    の段階の部分相関を先行する段階ｐ−１の終わりにおい
    て計算された周波数補正を考慮しつつ計算し、各段階に
    おける各部分相関の順序ｋを用いて一対の部分相関を計
    算することにより、各段階において、前記読み出された
    サンプルから少なくとも一対の同相部分相関Ｃｒ(k-
    1)，Ｃｒ(k)と、少なくとも一対の直角部分相関Ｃｉ(k-
    1)，Ｃｉ(k)とを計算し、−各段階において、少なくと
    も１個の位相偏移量Ｅ＝Ｃｒ(k-1)・Ｃｉ(k)−Ｃｉ(k-
    1)・Ｃ(k)を計算し、これを受信信号のレベルの関数と
    して補正し、同期ワードの前記部分の長さを形成するビ
    ット数ｂに対応する時間間隔中に局部搬送波と受信信号
    との間の周波数偏移Δにより造られた位相偏移Δの
    予め定められた関数である である補正された位相偏移量Ｅ＊を供給し、−ｐ≧１の
    場合の各段階の終わりにおいて、当該段階中に形成され
    且つこの段階で使用された同期ワードの部分と同じ長さ
    の少なくとも１個の補正された位相偏移量Ｅ＊から周波
    数偏移Δｐを計算し、その後で和 を計算し、この和が周波数補正の大きさを評価し、段階
    Ｐの終わりにおけるこの補正が局部搬送波に施すべき周
    波数補正の大きさとして維持すべき最終値となることを
    特徴とするデータ伝送系の受信機で局部搬送波の周波数
    を補正する方法。
  2. 【請求項２】数個の位相偏移量Ｅを計算するのに使用さ
    れる数対の同相部分相関と数対の直角部分相関とを計算
    する少なくとも１個の段階を含む特許請求の範囲第１項
    に記載のデータ伝送系の受信機で局部搬送波の周波数を
    補正する方法において、この段階の終わりにおいて前記
    の位相偏移量Ｅの平均値を計算し、この平均値を受信信
    号レベルの関数として補正し、前記の補正された位相偏
    移値Ｅ＊を形成し、これを用いて各段階ｐの終わりにお
    いて周波数偏移Δｐを計算することを特徴とするデー
    タ伝送系の受信機で局部搬送波の周波数を補正する方
    法。
  3. 【請求項３】一つの段階で計算された各位相偏移量Ｅ
    （又はこの段階中に計算された位相偏移量Ｅの平均値）
    はこの位相偏移量Ｅ（又は上記平均値）をこの位相偏移
    量Ｅの計算に使用された同相部分相関の２乗と直角部分
    相関の２乗の和に等しい項（又は前記平均値を計算する
    のに使用された同相部分相関の２乗と直角部分相関の２
    乗との和に等しい頃）により除算して補正し、補正され
    た位相偏移量Ｅ＊を位相偏移Δの関数Ｅ＊＝sinΔ
    とし、この位相偏移量Ｅ＊を用いて各段階ｐの終わりに
    おいて周波数偏移Δｐを求めることを特徴とする特許
    請求の範囲第１項及び第２項のいずれか一項に記載のデ
    ータ伝送系の受信機で局部搬送波の周波数を補正する方
    法。
  4. 【請求項４】順序Ｐの段階で使用される同期ワード部分
    の長さを同期ワードの長さの半分とし、順序ｐ（１＜ｐ
    ≦Ｐ）の段階で使用される同期ワード部分の長さを順序
    ｐ−１の段階で使用される部分の長さの２倍とし、段階
    １で使用される同期ワード部分の長さを予見される最大
    周波数補正により決めることを特徴とする特許請求の範
    囲第１項ないし第３項のいずれか一項に記載のデータ伝
    送系の受信機で局部搬送波の周波数を補正する方法。
  5. 【請求項５】各サンプリング期間中に前記２個のメモリ
    の各々に蓄えられているｎ対のサンプルの同期をとった
    読み出しをＰ回行ない、各読み出し動作が周波数補正の
    大きさを決める段階を発生し、段階ｐの部分相関の計算
    時に、段階ｐに対し受信信号メモリから読み出されたサ
    ンプルの対に基づいて、段階ｐ−１の終わりにおいて求
    められた周波数補正 の大きさに対応する位相補正を実行することにより段階
    ｐ−１の終わりにおいて求められた周波数補正を考慮に
    入れることを特徴とする特許請求の範囲第１項ないし第
    ４項のいずれか一項に記載のデータ伝送系の受信機で局
    部搬送波の周波数を補正する方法。
  6. 【請求項６】各サンプリング期間時に、前記２個のメモ
    リの各々に蓄えられているｎ対のサンプルの同期をとっ
    た読み出しを１回行ない、この読み出し動作が周波数補
    正の大きさを決める段階１を発生し、段階１の部分相関
    を前記読み出しサンプルから直接計算し、段階ｐ＞１の
    部分相関の各々を、先行する段階ｐ−１において計算さ
    れ、段階ｐ−１の終わりにおいて求めた周波数偏移Δ
    p-1に対応する位相補正を受けた順序(k-1)と(k)の２個
    の部分相関の和を形成することにより計算することを特
    徴とする特許請求の範囲第１項ないし第４項のいずれか
    一項に記載のデータ伝送系の受信機で局部搬送波の周波
    数を補正する方法。
  7. 【請求項７】−制御されつつ受信信号メモリに蓄えられ
    ているｎ対の同相サンプルｘ及び直角サンプルｙ並びに
    同期ワードメモリに蓄えられているｎ対の同相サンプル
    Ｘ′及び直角サンプルＹ′をＰ回同期をとって読み出す
    読み出しクロック手段と； −各対のサンプルｘ，ｙからvcoを上記対のサンプル
    ｘ，ｙに対応する位相補正項として Ｘ＝ｘcosvco＋ｙsinvco Ｙ＝ｙcosvco−ｙsinvco のサンプルＸ，Ｙを形成する計算手段と； −サンプルＸ，Ｘ′，Ｙ，Ｙ′から１個又は複数個の対
    の同相部分相関と、１個又は複数個の対の直角部分相関
    とを形成する計算手段と； −前記部分相関から位相偏移量Ｅ又はいくつかの位相偏
    移量Ｅの平均値を形成する計算手段と； −位相偏移量Ｅ又はいくつかの位相偏移量Ｅの平均値の
    補正された値に等しい位相偏移量Ｅ＊を形成する計算手
    段と； −実行された補正に従って、少なくとも次式： の一つ又はこれらの関係式の近似式を用いることにより
    位相偏移項Δを求める手段と； −位相偏移Δを考察下にある段階で使用された同期ワ
    ードの部分の長さを表わす項で除算し、このようにして
    周波数偏移項Δを得る手段と； −周波数偏移項Δを累算し、各サンプリング期間の開
    始時点でこの累算器の内容をゼロにリセットし、各段階
    ｐの終わりにおいて周波数補正項vcoを得、最後の段
    階Ｐの終わりにおいて最終周波数補正を得る第１累算手
    段と； −前記読み出しクロックｈの速度に等しい累算速度で周
    波数補正項vcoを累算し、各段階ｐの開始時点にこの
    累算器の内容をゼロにリセットし、読み出しクロックｈ
    の速度で位相補正項vcoを得るための第２累算手段と を具えることを特徴とするデータ伝送系用の受信機。
  8. 【請求項８】−制御されつつ受信信号メモリに蓄えられ
    ているｎ対の同相サンプルｘ及び直角サンプルｙ並びに
    同期ワードメモリに蓄えられているｎ対の同相サンプル
    Ｘ′及び直角サンプルＹ′を一回同期をとって読み出す
    読み出しクロック手段と； −段階１において、前記の読み出されたサンプルｘ，
    Ｘ′及びｙ，Ｙ′から１個又は複数個の対の同相部分相
    関と、１個又は複数個の対の直角部分相関とを形成する
    計算手段と； −位相偏移量Ｅ又はいくつかの位相偏移量Ｅの平均値を
    形成する手段に、段階１で形成された同相部分相関及び
    直角部分相関も、段階ｐ＞１で形成された上記２個の部
    分相関も加える第１のスイッチング手段と； −部分相関メモリに段階１で形成された同相部分相関及
    び直角部分相関も、各段階ｐ＞１で形成された上記２個
    の部分相関も加える第２のスイッチング手段と； −以下のもの、即ち ａ．前記部分相関メモリに蓄えられている同相部分相関
    ｃｘ及び直角部分相関ｃｙとをそれらがこのメモリに書
    き込まれた速度で読み出す読み出しクロック手段H5と； ｂ．各対の部分相関ｃｘ，ｃｙから′vcoを前記対の
    部分相関ｃｘ，ｃｙに対応する位相補正項として Ｃｘ＝ｃｘcos′vco＋ｃｙsin′vco Ｃｙ＝ｃｙcos′vco−ｃｘsin′vco の部分相関Ｃｘ，Ｃｙを形成する計算手段と； ｃ．クロック速度H5の半分である速度H6で順次の部分相
    関Ｃｘの対の和と順次の部分相関Ｃｙの和とを形成し、
    これらの和が次の段階でｐ＋１で使用されるべき部分相
    関を形成し、これらを第２のスイッチング手段を介して
    前記部分相関メモリに加えると共に、第１のスイッチン
    グ手段を介して位相偏移量Ｅ又はいくつかの位相偏移量
    Ｅの平均値を出す前記計算手段に加える手段と を具える各段階ｐ＞１で部分相関を形成する手段と； −位相偏移量Ｅ又はいくつかの位相偏移量Ｅの平均値の
    補正された値に等しい位相偏移量Ｅ＊を形成する計算手
    段と； −少なくとも次の関係式 の一つ又はこれらの関係式の近似式を実行される補正に
    従って、用いることにより位相偏移項Δを求める手段
    と； −前記部分相関メモリから部分相関の読み出しクロック
    速度H5に等しい累算速度で位相偏移項Δを累算し、段
    階ｐ≧１の開始時点で累算器をゼロにリセットし、この
    累算器の出力側に前記クロックH5の速度で位相補正項
    ′vcoを得る第１累算手段と； −位相偏移項Δを考察下の段階時に使用される同期ワ
    ード部分の長さを表わす項により除算し、これにより周
    波数偏移項Δを得る手段と； −周波数偏移項Δを累算し、各サンプリング期間の開
    始時点において、この累算器の内容をゼロにリセット
    し、最後の段階Ｐの終わりにおいて局部搬送波に施すべ
    き周波数補正を得る第２累算手段と を具えることを特徴とするデータ伝送系用の受信機。
  9. 【請求項９】受信機内に設けられ、最後の段階Ｐまで部
    分相関を形成する手段が、特に最後の段階Ｐの終わりに
    おいて計算される最終周波数補正を考慮に入れて制御さ
    れ、同期ワードの全長に関係する完全な同相相関と直角
    相関とを形成し、他の手段を設けて前記完全な同相相関
    と直角相関の２乗の和を形成し、この和をしきい値と比
    較し、このしきい値を越えることがフレーム同期の獲得
    を表し、次いでデータの伝送のために局部搬送波に周波
    数補正を行う必要のあることを表わすことを特徴とする
    特許請求の範囲第７項記載のデータ伝送系用の受信機。
  10. 【請求項１０】受信機内に設けられ、最後の段階Ｐまで
    部分相関を形成する手段が、特に最後の段階Ｐの終わり
    において計算される最終周波数補正を考慮に入れて制御
    され、同期ワードの全長に関係する完全な同相相関と直
    角相関とを形成し、他の手段を設けて前記完全な同相相
    関と直角相関の２乗の和を形成し、この和をしきい値と
    比較し、このしきい値を越えることがフレーム同期の獲
    得を表し、次いでデータの伝送のために局部搬送波に周
    波数補正を行う必要のあることを表わすことを特徴とす
    る特許請求の範囲第８項記載のデータ伝送系用の受信
    機。
  11. 【請求項１１】受信され、復調された信号が変調速度1/
    Tの倍数であるサンプリング周波数j/Tでサンプリングさ
    れ、期間Ｔを有し、インターリーブされたｊ個のサンプ
    リングされた信号を形成する特許請求の範囲第９項記載
    のデータ伝送系用の受信機において、受信機内に設けら
    れ、周波数補正の大きさを形成する手段を設け、その後
    で完全な同相相関及び直角相関の２乗の和を前記ｊ個の
    インタリーブされた信号の各一つ毎に分割で使用し、こ
    うして一変調期間中に形成された同相相関及び直角相関
    の２乗のｊ個の和をしきい値と比較し、このしきい値を
    越えることが同時にフレーム同期の獲得と、局部搬送波
    に施すべき周波数補正と、フレーム同期の獲得後に続く
    データ伝送に使用されるべきサンプリング瞬時が最適位
    置になったこととを表示することを特徴とするデータ伝
    送系用の受信機。
  12. 【請求項１２】受信され、復調された信号が変調速度1/
    Tの倍数であるサンプリング周波数j/Tでサンプリングさ
    れ、期間Ｔを有し、インターリーブされたｊ個のサンプ
    リングされた信号を形成する特許請求の範囲第１０項記
    載のデータ伝送系用の受信機において、受信機内に設け
    られ、周波数補正の大きさを形成する手段を設け、その
    後で完全な同相相関及び直角相関の２乗の和を前記ｊ個
    のインタリーブされた信号の各一つ毎に分割で使用し、
    こうして一変調期間中に形成された同相相関及び直角相
    関の２乗のｊ個の和をしきい値と比較し、このしきい値
    を越えることが同時にフレーム同期の獲得と、局部搬送
    波に施すべき周波数補正と、フレーム同期の獲得後に続
    くデータ伝送に使用されるべきサンプリング瞬時が最適
    位置になったこととを表示することを特徴とするデータ
    伝送系用の受信機。
  13. 【請求項１３】フレーム同期の獲得後に働く局部搬送波
    の最終周波数補正を行なうために、この最終周波数補正
    を蓄えるメモリと、サンプリング周波数1/Tに等しい速
    度で上記最終周波数補正を累算し、これにより位相補正
    項Ψvcoを作る手段と、受信信号のサンプルＳｒ，Ｓｉ
    から次式 ｅｒ＝ＳｒcosΨvco＋ＳｉsinΨvco ｅｉ＝ＳｉcosΨvco−ＳｒsinΨvco により補正されたサンプルｅｒ，ｅｉを形成する計算手
    段とを設けたことを特徴とする特許請求の範囲第７項、
    第９項、第１１項のいずれか一項に記載のデータ伝送系
    用の受信機。
  14. 【請求項１４】フレーム同期の獲得後に働く局部搬送波
    の最終周波数補正を行なうために、この最終周波数補正
    を蓄えるメモリと、サンプリング周波数1/Tに等しい速
    度で上記最終周波数補正を累算し、これにより位相補正
    項Ψvcoを作る手段と、受信信号のサンプルＳｒ，Ｓｉ
    から次式 ｅｒ＝ＳｒcosΨvco＋ＳｉsinΨvco ｅｉ＝ＳｉcosΨvco−ＳｒsinΨvco により補正されたサンプルｅｒ，ｅｉを形成する計算手
    段とを設けたことを特徴とする特許請求の範囲第８項、
    第１０項、第１２項のいずれか一項に記載のデータ伝送
    系用の受信機。
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Families Citing this family (56)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4563650A (en) * 1984-01-13 1986-01-07 Westinghouse Electric Corp. Power line communication receiver with dual threshold signal interrogation capability
GB2153177B (en) * 1984-01-19 1987-06-03 Standard Telephones Cables Ltd Digital navstar receiver
GB2155268B (en) * 1984-03-01 1987-08-26 Standard Telephones Cables Ltd Digital navstar receiver
JPH0821962B2 (ja) * 1984-03-02 1996-03-04 日本電信電話株式会社 キヤリアトラツキング回路
US4599732A (en) * 1984-04-17 1986-07-08 Harris Corporation Technique for acquiring timing and frequency synchronization for modem utilizing known (non-data) symbols as part of their normal transmitted data format
GB2181907B (en) * 1985-10-18 1989-10-11 Stc Plc Phase rotation of signals
US4780887A (en) * 1986-08-21 1988-10-25 Nec Corporation Carrier recovery circuitry immune to interburst frequency variations
GB2203303B (en) * 1987-03-31 1991-02-13 Stc Plc Radio frequency tracking loop
GB2207582B (en) * 1987-07-30 1991-04-24 Stc Plc Phase error correction and carrier recovery
FR2633471B1 (fr) * 1988-06-28 1990-10-05 Trt Telecom Radio Electr Procede de demodulation coherente d'un signal module numeriquement en phase continue et a enveloppe constante
JP2632707B2 (ja) * 1988-07-30 1997-07-23 三菱プレシジョン株式会社 デモジュレーション装置
US5027352A (en) * 1989-01-05 1991-06-25 Motorola, Inc. Receiver frequency offset bias circuit for TDM radios
SE462943B (sv) * 1989-01-26 1990-09-17 Ericsson Telefon Ab L M Saett och anordning foer frekvensstyrning av en koherent radiomottagare
US5001727A (en) * 1989-02-15 1991-03-19 Terra Marine Engineering, Inc. Carrier and data recovery and demodulation system
US4887050A (en) * 1989-03-31 1989-12-12 Motorola, Inc. Frequency control apparatus and method for a digital radio receiver
US4943982A (en) * 1989-05-01 1990-07-24 Motorola, Inc. Baseband carrier phase corrector
FR2650456A1 (fr) * 1989-07-28 1991-02-01 Trt Telecom Radio Electr Procede de synchronisation par correlation
JP2513331B2 (ja) * 1989-11-10 1996-07-03 日本電気株式会社 搬送波再生器
DE4013384A1 (de) * 1990-04-26 1991-10-31 Philips Patentverwaltung Empfaenger mit einer anordnung zur frequenzablagenschaetzung
FR2661792A1 (fr) * 1990-05-04 1991-11-08 Alcatel Radiotelephone Dispositif d'evaluation d'ecart de frequence.
US5241702A (en) * 1990-09-06 1993-08-31 Telefonaktiebolaget L M Ericsson D.c. offset compensation in a radio receiver
US5123033A (en) * 1990-09-27 1992-06-16 At&T Bell Laboratories Extraction of an exact symbol rate as applied to bandwidth compression of modem signals through demodulation and remodulation
US5297172A (en) * 1991-04-11 1994-03-22 Comsat Corporation Method and apparatus for clock recovery for digitally implemented modem
CA2079422C (en) * 1991-09-30 1996-07-02 Osamu Ichiyoshi Phase-locked circuit capable of being quickly put in a phase-locked state
JP3100447B2 (ja) * 1992-01-10 2000-10-16 三菱電機株式会社 適応等化器および受信機
IT1259013B (it) * 1992-07-27 1996-03-11 Alcatel Italia Sistema demodulatore completamente digitale per segnalazioni qam in collegamenti di piccola capacita'
US5376894A (en) * 1992-12-31 1994-12-27 Pacific Communication Sciences, Inc. Phase estimation and synchronization using a PSK demodulator
JPH07212421A (ja) * 1994-01-19 1995-08-11 Toshiba Corp Ａｆｃ回路
EP0674412B1 (en) * 1994-03-25 2004-07-14 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and apparatus for automatic frequency control
DE4423763C1 (de) * 1994-06-28 1996-02-01 Siemens Ag Verfahren zum digitalen Bestimmen des Effektivwertes eines periodischen elektrischen Meßsignals
JPH0951295A (ja) * 1995-08-04 1997-02-18 Matsushita Electric Ind Co Ltd データ受信装置
US5909471A (en) * 1997-08-08 1999-06-01 Arraycomm, Inc. Method and system for rapid initial control signal detection in a wireless communications system
GB2344493A (en) * 1998-09-12 2000-06-07 Roke Manor Research Automatic frequency correction
GB2358116B (en) * 1999-02-24 2002-11-06 Nec Corp Demodulation circuit and demodulation method with compensation for sampling offset
JP3252820B2 (ja) * 1999-02-24 2002-02-04 日本電気株式会社 復調及び変調回路並びに復調及び変調方法
US9020756B2 (en) * 1999-04-23 2015-04-28 Global Locate, Inc. Method and apparatus for processing satellite positioning system signals
US6606346B2 (en) * 2001-05-18 2003-08-12 Global Locate, Inc. Method and apparatus for computing signal correlation
US6704348B2 (en) 2001-05-18 2004-03-09 Global Locate, Inc. Method and apparatus for computing signal correlation at multiple resolutions
JP3486576B2 (ja) * 1999-05-18 2004-01-13 シャープ株式会社 Ｏｆｄｍ受信装置及びその周波数オフセット補償方法
US6426982B1 (en) 1999-09-17 2002-07-30 Cadonca Design Systems, Inc. Low complexity multiple bits matched filter
US6532271B1 (en) 1999-10-29 2003-03-11 Cadence Design Systems, Inc. Carrier recovery and doppler frequency estimation
US6606363B1 (en) 1999-12-28 2003-08-12 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for estimating a frequency offset by combining pilot symbols and data symbols
US7567636B2 (en) 2001-05-18 2009-07-28 Global Locate, Inc. Method and apparatus for performing signal correlation using historical correlation data
US7769076B2 (en) * 2001-05-18 2010-08-03 Broadcom Corporation Method and apparatus for performing frequency synchronization
US7995682B2 (en) * 2001-05-18 2011-08-09 Broadcom Corporation Method and apparatus for performing signal processing using historical correlation data
US8098716B2 (en) * 2001-05-18 2012-01-17 Broadcom Corporation Method and apparatus for providing an energy-based signal tracking loop
US7006556B2 (en) * 2001-05-18 2006-02-28 Global Locate, Inc. Method and apparatus for performing signal correlation at multiple resolutions to mitigate multipath interference
US7190712B2 (en) * 2001-05-18 2007-03-13 Global Locate, Inc Method and apparatus for performing signal correlation
US6891880B2 (en) * 2001-05-18 2005-05-10 Global Locate, Inc. Method and apparatus for performing signal correlation
US6819707B2 (en) 2001-05-18 2004-11-16 Global Locate, Inc. Method and apparatus for performing signal correlation using historical correlation data
WO2003045026A1 (en) * 2001-11-20 2003-05-30 Sanyo Electric Co., Ltd. Radio reception apparatus, symbol timing control method, and symbol timing control program
US7443935B2 (en) * 2002-11-02 2008-10-28 Texas Instruments Incorporated Apparatus and method for dynamically adjusting receiver bandwidth
JP2005303928A (ja) * 2004-04-15 2005-10-27 Fujitsu Ltd 分割加算式マッチトフィルタシステム
DE102005019177B4 (de) * 2005-04-25 2010-02-11 Infineon Technologies Ag Verfahren und Vorrichtung zur Frequenzschätzung bei der Akquistition eines Spreizcode-Signals
US7630428B2 (en) * 2005-07-28 2009-12-08 Itt Manufacturing Enterprises, Inc. Fast digital carrier frequency error estimation algorithm using synchronization sequence
TW200803389A (en) * 2006-06-20 2008-01-01 Nxp Bv Method and apparatus for estimating carrier frequency offset

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3447085A (en) * 1965-01-04 1969-05-27 Gen Dynamics Corp Synchronization of receiver time base in plural frequency differential phase shift system
US3971996A (en) * 1973-01-18 1976-07-27 Hycom Incorporated Phase tracking network
DE2358288A1 (de) * 1973-11-22 1975-06-05 Standard Elektrik Lorenz Ag Empfaenger fuer frequenzmodulierte hf-signale
US3962637A (en) * 1974-11-11 1976-06-08 Hycom Incorporated Ultrafast adaptive digital modem
DE2608258C2 (de) * 1976-02-28 1984-04-05 Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt Einseitenband- oder Zweiseitenband- Nachrichtenübertragungsverfahren ohne Träger
DE2657914C2 (de) * 1976-12-21 1978-11-30 Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen Schaltungsanordnung zum Grobsynchronisieren von Trägersignalen und Taktsignalen mit Datensignalen in einem Datenempfänger
US4328587A (en) * 1979-02-19 1982-05-04 Kokusai Denshin Denwa Kabushiki Kaisha Phase slip detector and systems employing the detector
DE2913172B2 (de) * 1979-04-02 1981-06-11 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Empfänger für hochfrequente elektromagneitsche Schwingungen mit einer Frequenznachregelung

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