JPH063992B2 - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPH063992B2 JPH063992B2 JP58186276A JP18627683A JPH063992B2 JP H063992 B2 JPH063992 B2 JP H063992B2 JP 58186276 A JP58186276 A JP 58186276A JP 18627683 A JP18627683 A JP 18627683A JP H063992 B2 JPH063992 B2 JP H063992B2
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- JP
- Japan
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- circuit
- current
- voltage
- capacitor
- detection circuit
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 この発明はコンデンサを含む平滑回路と、これに接続さ
れる電圧型インバータとを有する電力変換装置に関す
る。
れる電圧型インバータとを有する電力変換装置に関す
る。
第１図は従来の電力変換装置の一般的構成を示したブロ
ック図である。整流回路11により交流を可変電圧の直流
に変換し、直流リアクトル12とフィルタコンデンサ13と
からなる平滑回路によりこの直流電圧を平滑化する。さ
らにインバータ回路14により、所望の周波数を持った交
流に逆変換て負荷となる電磁撹拌装置15に給電する。な
お負荷は電磁撹拌装置15に限定されるわけではなく、リ
アクトルあるいは交流電動機等の交流負荷であれば何ら
支障はない。
ック図である。整流回路11により交流を可変電圧の直流
に変換し、直流リアクトル12とフィルタコンデンサ13と
からなる平滑回路によりこの直流電圧を平滑化する。さ
らにインバータ回路14により、所望の周波数を持った交
流に逆変換て負荷となる電磁撹拌装置15に給電する。な
お負荷は電磁撹拌装置15に限定されるわけではなく、リ
アクトルあるいは交流電動機等の交流負荷であれば何ら
支障はない。
整流回路11およびインバータ回路14の制御回路は次のよ
うに構成されている。電圧・周波数基準21からの電圧基
準と、インバータ回路14の出力電圧を変圧器22を介して
絶縁し、整流回路23を通して直流に変換した電圧帰還信
号とは電圧制御回路24において比較増巾され電流基準と
なる。さらにこの電流基準と、入力交流電流を変成器25
を介して絶縁し、さらに整流回路26を通して直流に変換
した電流帰還信号とは電流制御回路27において比較増巾
され位相基準となる。この位相基準と、変圧器28を介し
て得られる交流入力電圧位相とは位相制御回路29により
比較され、整流回路11を構成するサイリスタに点弧パル
スの点弧角を制御する情報として与えられる。一方、電
圧周波数基準21からの周波数基準は発振回路30を介して
インバータ回路14を構成するＧＴＯ（ゲートターンオン
素子）に点弧およびて点弧パルスとして与えられ、イン
バータ回路14から出力の所望の周波数を持つ交流が得ら
れる。
うに構成されている。電圧・周波数基準21からの電圧基
準と、インバータ回路14の出力電圧を変圧器22を介して
絶縁し、整流回路23を通して直流に変換した電圧帰還信
号とは電圧制御回路24において比較増巾され電流基準と
なる。さらにこの電流基準と、入力交流電流を変成器25
を介して絶縁し、さらに整流回路26を通して直流に変換
した電流帰還信号とは電流制御回路27において比較増巾
され位相基準となる。この位相基準と、変圧器28を介し
て得られる交流入力電圧位相とは位相制御回路29により
比較され、整流回路11を構成するサイリスタに点弧パル
スの点弧角を制御する情報として与えられる。一方、電
圧周波数基準21からの周波数基準は発振回路30を介して
インバータ回路14を構成するＧＴＯ（ゲートターンオン
素子）に点弧およびて点弧パルスとして与えられ、イン
バータ回路14から出力の所望の周波数を持つ交流が得ら
れる。
第２図はこのような制御回路によって駆動される電力変
換装置の主回路である整流回路11およびインバータ回路
14の構成を示したものである。整流回路11およびインバ
ータ回路14の動作および制御用パルスの与え方について
は説明を省略するが、たとえば特公昭51-9890にはその
動作の詳細が述べられている。
換装置の主回路である整流回路11およびインバータ回路
14の構成を示したものである。整流回路11およびインバ
ータ回路14の動作および制御用パルスの与え方について
は説明を省略するが、たとえば特公昭51-9890にはその
動作の詳細が述べられている。
上述した平滑回路を有する電圧型インバータ14を駆動し
た場合、負荷との間でやりとりされる無効電力はインバ
ータ回路14を構成するＧＴＯおよびダイオードを通って
平滑回路のフィルタコンデンサ13に電流を流す。
た場合、負荷との間でやりとりされる無効電力はインバ
ータ回路14を構成するＧＴＯおよびダイオードを通って
平滑回路のフィルタコンデンサ13に電流を流す。
第３図は無効電力成分電流によるフィルタコンデンサの
電圧変動を説明するための図である。第３図(a)はイン
バータ回路14の出力３相交流電流iu，iv，iwの波形を示
す。第３図(b)はこの電流を供給するフィルタコンデン
サ13からの充放電電流icを示しており、、放電電流の極
性を正とすれば、斜線を施した負極性の部分が充電電流
となりこの両者の電流の平均値は零となる。このように
３相交流電流iu，iv，iwと充放電電流icとが第３図
(a)，(b)に示されるような関係になる理由は、負荷に供
給される有効電力分は整流回路11、直流リアクトル12を
介して直接インバータ回路14に流れこみ、この量は一般
的な動作ではほぼ一定の直流値とみなせるため、フィル
タコンデンサ13が残りの無効電力分を調整するからであ
る。フィルタコンデンサ13の電圧変動分はこの充放電電
流値icとフィルタコンデンサ13の容量とによって決る。
たとえば第３図(c)に示されるように直流電圧Ecが高い
場合には、相対的にこの変動分ecが小さくなり、一般的
な負荷では電圧一定として制御をおこなっても問題はな
いが、直流電圧が低い場合やあるいは出力の交流周波数
は低くて一周期内にやりとりする無効電力量が大きい場
合には問題となる。すなわち第３図(d)に示されるよう
に、相対的な変動分ecが大きくなり電圧値が零までおち
てしまう状態があるからである。
電圧変動を説明するための図である。第３図(a)はイン
バータ回路14の出力３相交流電流iu，iv，iwの波形を示
す。第３図(b)はこの電流を供給するフィルタコンデン
サ13からの充放電電流icを示しており、、放電電流の極
性を正とすれば、斜線を施した負極性の部分が充電電流
となりこの両者の電流の平均値は零となる。このように
３相交流電流iu，iv，iwと充放電電流icとが第３図
(a)，(b)に示されるような関係になる理由は、負荷に供
給される有効電力分は整流回路11、直流リアクトル12を
介して直接インバータ回路14に流れこみ、この量は一般
的な動作ではほぼ一定の直流値とみなせるため、フィル
タコンデンサ13が残りの無効電力分を調整するからであ
る。フィルタコンデンサ13の電圧変動分はこの充放電電
流値icとフィルタコンデンサ13の容量とによって決る。
たとえば第３図(c)に示されるように直流電圧Ecが高い
場合には、相対的にこの変動分ecが小さくなり、一般的
な負荷では電圧一定として制御をおこなっても問題はな
いが、直流電圧が低い場合やあるいは出力の交流周波数
は低くて一周期内にやりとりする無効電力量が大きい場
合には問題となる。すなわち第３図(d)に示されるよう
に、相対的な変動分ecが大きくなり電圧値が零までおち
てしまう状態があるからである。
このような運転状態でも一般に電圧制御回路や電流制御
回路は平均値制御をおこなっているため、その制御応答
にも関係するのであるが、通常は何ら問題なく動作す
る。ところが出力電圧波形は第３図(d)に示されるよう
に寸断された電圧波形となっているため、その時々の波
形に応じて高調波電流が増減するため負荷に対して性能
的あるいは熱的に悪影響を与える可能性がある。
回路は平均値制御をおこなっているため、その制御応答
にも関係するのであるが、通常は何ら問題なく動作す
る。ところが出力電圧波形は第３図(d)に示されるよう
に寸断された電圧波形となっているため、その時々の波
形に応じて高調波電流が増減するため負荷に対して性能
的あるいは熱的に悪影響を与える可能性がある。
本来出力電圧は相対的な変動分ecが小さい場合には、線
間電圧は位相差が１２０°の矩形波で、高調波成分が第
５，７，11，13…次高調波で20%，14%，9%，7%…含まれ
る波形であるはずである。この高調波成分が出力電圧の
変動分ecのために変化してしまう。この対策として従来
からフィルタコンデンサ13を低周波数の時の特性にあわ
せて大きく選定することがおこなわれてきた。しかし電
圧型インバータでは元来フィルタコンデンサ13の外形お
よびコストがその装置全体に対して占める割合が大きい
ため、コストが高くなりしかも形状が大きくなってしま
うという欠点を有していた。
間電圧は位相差が１２０°の矩形波で、高調波成分が第
５，７，11，13…次高調波で20%，14%，9%，7%…含まれ
る波形であるはずである。この高調波成分が出力電圧の
変動分ecのために変化してしまう。この対策として従来
からフィルタコンデンサ13を低周波数の時の特性にあわ
せて大きく選定することがおこなわれてきた。しかし電
圧型インバータでは元来フィルタコンデンサ13の外形お
よびコストがその装置全体に対して占める割合が大きい
ため、コストが高くなりしかも形状が大きくなってしま
うという欠点を有していた。
また他の手段としてフィルタコンデンサ電圧の変動を少
なくするよう、第１図に示す電圧制御回路24の応答を早
くする手段も講じられていたが、全体的なシステムとし
て安定を取るためにはその制御応答に限界があった。
なくするよう、第１図に示す電圧制御回路24の応答を早
くする手段も講じられていたが、全体的なシステムとし
て安定を取るためにはその制御応答に限界があった。
この発明の目的は構成があまり複雑でない制御回路を追
加することにより、低周波数でも平滑回路電圧が断続す
ることなく、負荷に悪影響をおよぼさない電力変換装置
を提供するにある。
加することにより、低周波数でも平滑回路電圧が断続す
ることなく、負荷に悪影響をおよぼさない電力変換装置
を提供するにある。
この発明では上記目的を達成するために、コンデンサを
含む平滑回路と、電流基準信号と電流帰還信号との偏差
信号に応答して制御された可変電圧の直流電流を前記平
滑回路に供給する整流回路と、前記平滑回路に接続され
て直流から交流への交換をおこなうインバータ回路とか
らなる電力変換装置において、前記コンデンサ中を流れ
る充放電電流の大きさに相当する電気量を検出する検出
回路と、この検出回路の出力電気量を前記電流基準信号
に加算する手段とを設け、無効電力による前記コンデン
サの電圧変動を抑制するようにしたことを特徴としてい
る。
含む平滑回路と、電流基準信号と電流帰還信号との偏差
信号に応答して制御された可変電圧の直流電流を前記平
滑回路に供給する整流回路と、前記平滑回路に接続され
て直流から交流への交換をおこなうインバータ回路とか
らなる電力変換装置において、前記コンデンサ中を流れ
る充放電電流の大きさに相当する電気量を検出する検出
回路と、この検出回路の出力電気量を前記電流基準信号
に加算する手段とを設け、無効電力による前記コンデン
サの電圧変動を抑制するようにしたことを特徴としてい
る。
以下この発明の実施例を詳細に説明するが、第１図に示
したと同一部分は同一符号を付しその説明は省略する。
したと同一部分は同一符号を付しその説明は省略する。
第４図はこの発明の第１の実施例を示したブロック図で
ある。第１図に示す従来の構成と異なる点は、フィルタ
コンデンサ13の端子電圧を変圧器32を介して検出し、こ
の信号を微分回路33により微分したのち整流回路11の電
流を制御する電流制御回路27の電流基準値に加算する手
段を設けた点である。微分回路33は演算増巾器、コンデ
ンサおよび抵抗器を用いることにより容易に実現するこ
とができる。すなわち演算増巾器の入力インピーダンス
をコンデンサと抵抗器との直列回路により構成し、ゲイ
ンを与えるインピーダンスを抵抗器によって構成するこ
とにより実現できる。
ある。第１図に示す従来の構成と異なる点は、フィルタ
コンデンサ13の端子電圧を変圧器32を介して検出し、こ
の信号を微分回路33により微分したのち整流回路11の電
流を制御する電流制御回路27の電流基準値に加算する手
段を設けた点である。微分回路33は演算増巾器、コンデ
ンサおよび抵抗器を用いることにより容易に実現するこ
とができる。すなわち演算増巾器の入力インピーダンス
をコンデンサと抵抗器との直列回路により構成し、ゲイ
ンを与えるインピーダンスを抵抗器によって構成するこ
とにより実現できる。
第４図の回路において、フィルタコンデンサ13の端子電
圧をVc、充放電電流をicとすれば、 という関係が成りたつことから、検出されたフィルタコ
ンデンサ13の電圧を微分することによりフィルタコンデ
ンサ13の充放電電流icに比例した信号を求めることがで
きる。この信号を整流回路11から流れ出す電流が増加す
るように電圧制御回路24の出力に加算することにより、
有効電力成分電流と無効電力成分電流とを同時に供給す
ることができる。このように電圧制御を介することなく
補償をおこなっているので、制御おくれなくフィルタコ
ンデンサ13の電圧変動を小さくすることができる。した
がってたとえ低周波数の交流で負荷を駆動した場合でも
出力電圧の歪みが少なく負荷の性能的，熱的に悪影響を
およぼさない電力交換装置を実現することができる。
圧をVc、充放電電流をicとすれば、 という関係が成りたつことから、検出されたフィルタコ
ンデンサ13の電圧を微分することによりフィルタコンデ
ンサ13の充放電電流icに比例した信号を求めることがで
きる。この信号を整流回路11から流れ出す電流が増加す
るように電圧制御回路24の出力に加算することにより、
有効電力成分電流と無効電力成分電流とを同時に供給す
ることができる。このように電圧制御を介することなく
補償をおこなっているので、制御おくれなくフィルタコ
ンデンサ13の電圧変動を小さくすることができる。した
がってたとえ低周波数の交流で負荷を駆動した場合でも
出力電圧の歪みが少なく負荷の性能的，熱的に悪影響を
およぼさない電力交換装置を実現することができる。
第５図はこの発明の他の実施例を示すブロック図であ
る。この実施例では平滑回路の直流出力端の直流電流を
変成器35を介して検出し、この信号中からフィルタ回路
36により直流成分を取り除いて電流制御回路27の電流基
準値へ加算するようにしている。フィルタ回路36はたと
えば第６図に示すように演算増巾器361，コンデンサ36
2，364，365および抵抗器363，366をバイパスフィルタ
を構成するように接続することにより実現できる。この
第２の実施例ではフィルタコンデンサ13の充放電電流ic
を有効電力成分電流と無効電力成分電流との和として検
出し、有効電力成分電流は直流量として除去することに
より、無効電力成分電流であるフィルタコンデンサ13の
充放電電流icとして求めている。この信号を第１の実施
例と同様に整流回路11から流れ出す電流に前向きの補償
となるように制御回路に加算することにより、同一の作
用および効果を得ることができる。
る。この実施例では平滑回路の直流出力端の直流電流を
変成器35を介して検出し、この信号中からフィルタ回路
36により直流成分を取り除いて電流制御回路27の電流基
準値へ加算するようにしている。フィルタ回路36はたと
えば第６図に示すように演算増巾器361，コンデンサ36
2，364，365および抵抗器363，366をバイパスフィルタ
を構成するように接続することにより実現できる。この
第２の実施例ではフィルタコンデンサ13の充放電電流ic
を有効電力成分電流と無効電力成分電流との和として検
出し、有効電力成分電流は直流量として除去することに
より、無効電力成分電流であるフィルタコンデンサ13の
充放電電流icとして求めている。この信号を第１の実施
例と同様に整流回路11から流れ出す電流に前向きの補償
となるように制御回路に加算することにより、同一の作
用および効果を得ることができる。
この発明は第２図に示されるような一般的な電力変換回
路の主回路に適用できるだけでなく、第７図に示すよう
な交流電源に電力を回生できる整流回路111を持つ電力
変換装置にも適用でき、この場合にはさらにその効果が
顕著となる。これは有効電力成分電流が無効電力成分電
流のピーク値よりも小さい場合、一周期のある期間が回
生電流となるためである。したがって電源側へこの回生
電流をもどせばフィルタコンデンサ13の電圧変動をます
ます小さく抑えることができる。
路の主回路に適用できるだけでなく、第７図に示すよう
な交流電源に電力を回生できる整流回路111を持つ電力
変換装置にも適用でき、この場合にはさらにその効果が
顕著となる。これは有効電力成分電流が無効電力成分電
流のピーク値よりも小さい場合、一周期のある期間が回
生電流となるためである。したがって電源側へこの回生
電流をもどせばフィルタコンデンサ13の電圧変動をます
ます小さく抑えることができる。
またこの発明は第８図に示すように両方向性チョッパ回
路112を有する電力変換装置に対しても適用することが
できる。交流電源の代りに直流電源10を用いて両方向性
チョッパ回路62を介してコンデンサ13に給電すれば、第
７図に示した回路の動作とまったく同様な動作がおこな
われる。
路112を有する電力変換装置に対しても適用することが
できる。交流電源の代りに直流電源10を用いて両方向性
チョッパ回路62を介してコンデンサ13に給電すれば、第
７図に示した回路の動作とまったく同様な動作がおこな
われる。
以上実施例に基づいて詳細に説明したように、コンデン
サを含む平滑回路を有する電力変換装置において、この
コンデンサの充放電電流の大きさに相当する電気量を検
出し、この電気量を電流基準値の補正値として補償する
制御をおこなうことにより、低周波数による運転時でも
無効電力によるフィルタコンデンサの電圧変動を小さく
抑えることができるため、出力電圧波形の歪みによる負
荷への悪影響を防止することができる。また低周波数時
の電圧変動が小さいため、フィルタコンデンサの容量そ
のものを減少させることができるようになりコスト低減
と外形縮小を計ることができる。
サを含む平滑回路を有する電力変換装置において、この
コンデンサの充放電電流の大きさに相当する電気量を検
出し、この電気量を電流基準値の補正値として補償する
制御をおこなうことにより、低周波数による運転時でも
無効電力によるフィルタコンデンサの電圧変動を小さく
抑えることができるため、出力電圧波形の歪みによる負
荷への悪影響を防止することができる。また低周波数時
の電圧変動が小さいため、フィルタコンデンサの容量そ
のものを減少させることができるようになりコスト低減
と外形縮小を計ることができる。
第１図は従来の電力変換装置の一例を示すブロック図、
第２図は電力変換装置の整流回路およびインバータ回路
の代表的構成例を示す回路図、第３図は無効電力成分電
流によるフィルタコンデンサの電圧変動を説明する波形
図、第４図および第５図はこの発明の実施例を示すブロ
ック図、第６図は第５図の実施例中に用いられるフィル
タ回路の一例を示す回路図、第７図および第８図はこの
発明が適用できる電力変換装置の他の主回路構成例を示
す図である。 11…整流回路、13…フィルタコンデンサ、14…インバー
タ回路、22，28…変圧器、23,26…整流回路、24…電圧
制御回路、27…電流制御回路、29…位相制御回路、32…
変圧器、33…微分回路，35…変流器、36…フィルタ回
路。
第２図は電力変換装置の整流回路およびインバータ回路
の代表的構成例を示す回路図、第３図は無効電力成分電
流によるフィルタコンデンサの電圧変動を説明する波形
図、第４図および第５図はこの発明の実施例を示すブロ
ック図、第６図は第５図の実施例中に用いられるフィル
タ回路の一例を示す回路図、第７図および第８図はこの
発明が適用できる電力変換装置の他の主回路構成例を示
す図である。 11…整流回路、13…フィルタコンデンサ、14…インバー
タ回路、22，28…変圧器、23,26…整流回路、24…電圧
制御回路、27…電流制御回路、29…位相制御回路、32…
変圧器、33…微分回路，35…変流器、36…フィルタ回
路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 実開 昭57−139290（ＪＰ，Ｕ)
Claims (3)
- 【請求項１】コンデンサを含む平滑回路と、電流基準信
号と電流帰還信号との偏差信号に応答して制御された可
変電圧の直流電流を前記平滑回路に供給する整流回路
と、前記平滑回路に接続されて直流から交流への交換を
行うインバータ回路とからなる電力変換装置において、
前記コンデンサ中を流れる充放電電流の大きさに相当す
る電気量を検出する検出回路と、この検出回路の出力電
気量を前記電流基準信号に加算する手段とを設け、無効
電力による前記コンデンサの電圧変動を抑制するように
した、ことを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項２】前記検出回路を、前記コンデンサの端子電
圧を検出する手段と、この検出された端子電圧を微分す
る微分回路とで構成することを特徴とする特許請求の範
囲第１項記載の電力変換装置。 - 【請求項３】前記検出回路を、可変電圧の前記直流電流
を検出する手段と、この検出された直流電流中の直流分
を除去し変動分のみを出力するフィルタ回路とで構成す
ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の電力変
換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58186276A JPH063992B2 (ja) | 1983-10-05 | 1983-10-05 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58186276A JPH063992B2 (ja) | 1983-10-05 | 1983-10-05 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6077681A JPS6077681A (ja) | 1985-05-02 |
| JPH063992B2 true JPH063992B2 (ja) | 1994-01-12 |
Family
ID=16185458
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58186276A Expired - Lifetime JPH063992B2 (ja) | 1983-10-05 | 1983-10-05 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH063992B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2570705B2 (ja) * | 1986-10-08 | 1997-01-16 | 富士電機株式会社 | Ｐａｍ方式インバ−タ装置の電流制御回路 |
| FI120123B (fi) * | 2007-08-24 | 2009-06-30 | Abb Oy | Menetelmä ja laitteisto taajuusmuuttajan välipiirin jännitteen stabiloimiseksi |
| CN113972707B (zh) * | 2020-07-23 | 2025-02-11 | 比亚迪股份有限公司 | 车辆、能量转换装置及其控制方法 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57139290U (ja) * | 1981-02-24 | 1982-08-31 |
-
1983
- 1983-10-05 JP JP58186276A patent/JPH063992B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6077681A (ja) | 1985-05-02 |
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