JPH0628517B2 - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
- Publication number
- JPH0628517B2 JPH0628517B2 JP59075711A JP7571184A JPH0628517B2 JP H0628517 B2 JPH0628517 B2 JP H0628517B2 JP 59075711 A JP59075711 A JP 59075711A JP 7571184 A JP7571184 A JP 7571184A JP H0628517 B2 JPH0628517 B2 JP H0628517B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- converter
- power supply
- current
- power
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/02—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/145—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/155—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/19—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only arranged for operation in series, e.g. for voltage multiplication
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は、交流電源から電力供給を受ける直流電圧源と
その負荷装置からなる電力変換装置に関する。
その負荷装置からなる電力変換装置に関する。
直流電圧源を電源とする負荷装置としては、パルス幅変
調制御(PWM)インバータ＋誘導電動、あるいは直流チヨ
ツパ装置＋直流電動機などがある。この直流電圧源とし
て、パツテリーを使う場合はあまり問題ないが、商用電
源から交直電力変換器（コンバータ）を介して直流電圧
を得るとき、商用電源側に発生する無効電力や高調波が
近年問題になつている。
調制御(PWM)インバータ＋誘導電動、あるいは直流チヨ
ツパ装置＋直流電動機などがある。この直流電圧源とし
て、パツテリーを使う場合はあまり問題ないが、商用電
源から交直電力変換器（コンバータ）を介して直流電圧
を得るとき、商用電源側に発生する無効電力や高調波が
近年問題になつている。
これを解決する方法として、特願昭５７−171886等が提
案されている。この方式は前記交直電力変換器（コンバ
ータ）にパルス幅変調制御される電圧形インバータを用
いたもので、交流電源から供給される入力電流波形を電
源電圧と同相の正弦波に制御している。このため、電源
側から見た力率は常に１となりしかも高調波成分がきわ
めて小さくできる利点を有している。
案されている。この方式は前記交直電力変換器（コンバ
ータ）にパルス幅変調制御される電圧形インバータを用
いたもので、交流電源から供給される入力電流波形を電
源電圧と同相の正弦波に制御している。このため、電源
側から見た力率は常に１となりしかも高調波成分がきわ
めて小さくできる利点を有している。
しかしながら、前記パルス幅変調制御される電圧形イン
バータには、その構成素子として、大電力トランジスタ
やゲートターンオフサイリスタ等の自己消弧能力のある
素子が必要となり大容量化を図ることが困難であつた。
バータには、その構成素子として、大電力トランジスタ
やゲートターンオフサイリスタ等の自己消弧能力のある
素子が必要となり大容量化を図ることが困難であつた。
特に、上記素子の耐電圧は低く、直流電圧を上げること
が非常に難しいのが現状である。一般には素子を直列接
続し、電圧バランスを図るため、スナバ回路のコンデン
サを大きくして直流電圧定格を上げている。この方法に
よると、スナバ回路の損失が大きくなり、しかも素子の
点弧あるいは消弧タイミングに気を使わなければなら
ず、その設計は非常に手間のかかるものとなつていた。
が非常に難しいのが現状である。一般には素子を直列接
続し、電圧バランスを図るため、スナバ回路のコンデン
サを大きくして直流電圧定格を上げている。この方法に
よると、スナバ回路の損失が大きくなり、しかも素子の
点弧あるいは消弧タイミングに気を使わなければなら
ず、その設計は非常に手間のかかるものとなつていた。
本発明は以上に鑑みてなされたもので、交流電源から供
給される電流の高調波成分を少なくし、かつ、受電端の
基本波力率を１あるいは任意の値に制御できるようにし
た電力変換装置で、その大容量化を容易にし、かつ直流
電圧定格を容易に増大させることができる電力変換装置
を提供することを目的とする。
給される電流の高調波成分を少なくし、かつ、受電端の
基本波力率を１あるいは任意の値に制御できるようにし
た電力変換装置で、その大容量化を容易にし、かつ直流
電圧定格を容易に増大させることができる電力変換装置
を提供することを目的とする。
本発明は、この目的を達成するために、複数台のパルス
幅変調制御コンバータを直流側で直列接続し、各コンバ
ータに接続された平滑コンデンサの直流電圧を個々に制
御し、そのトータル電圧を負荷装置に印加するように構
成している。
幅変調制御コンバータを直流側で直列接続し、各コンバ
ータに接続された平滑コンデンサの直流電圧を個々に制
御し、そのトータル電圧を負荷装置に印加するように構
成している。
第１図は、本発明の電力変換装置の実施例を示す構成図
である。図中、SUPは単相交流電源、TRは電源トラン
ス、Ｌs1，Ｌs2交流リアクトル、CONV-1，CONV-2はパル
ス幅変調制御(PWM)コンバータ、Ｃd1，Ｃd2は直流平滑
コンデンサ、LOADは負荷装置、CTs1，CTs2，GTLは電流
検出器である。
である。図中、SUPは単相交流電源、TRは電源トラン
ス、Ｌs1，Ｌs2交流リアクトル、CONV-1，CONV-2はパル
ス幅変調制御(PWM)コンバータ、Ｃd1，Ｃd2は直流平滑
コンデンサ、LOADは負荷装置、CTs1，CTs2，GTLは電流
検出器である。
PWMコンバータCONV−１は単相交流電力を直流電力に変
換するもので、４個の自己消弧能力のある素子（例えば
ゲートターンオフサイリスタ等）Ｓ11〜Ｓ14と４個のホ
イーリングダイオードＤ11〜Ｄ14で構成されている。同
様に、PWMコンバータCONV−２も４個の自己消弧素子Ｓ
21〜Ｓ24と４個のホイーリングダイオードＤ21〜Ｄ24で
構成されている。
換するもので、４個の自己消弧能力のある素子（例えば
ゲートターンオフサイリスタ等）Ｓ11〜Ｓ14と４個のホ
イーリングダイオードＤ11〜Ｄ14で構成されている。同
様に、PWMコンバータCONV−２も４個の自己消弧素子Ｓ
21〜Ｓ24と４個のホイーリングダイオードＤ21〜Ｄ24で
構成されている。
負荷装置LOADは例えば直流電圧を可変電圧可変周波数の
３相交流電圧に変換するインバータと３相かご形誘導電
動機を組合せたもので、直流側で負荷電流ＩLを消費し
ている。
３相交流電圧に変換するインバータと３相かご形誘導電
動機を組合せたもので、直流側で負荷電流ＩLを消費し
ている。
第２図は第１図の装置の制御ブロツク図を示すものであ
る。図中、GV1，GV2は電圧制御補償回路、GI1，ＧＩ2は
電流制御補償回路、ML1，ML2は乗算器、Km，Km1，Km2，
KL，KX，KYは演算増幅器、Ｃ1〜Ｃ8は比較器、Ａ1〜Ａ4
は加算器、TGRは搬送波発生器、GC11，GC12，GC21，GC
22はゲート制御回路である。
る。図中、GV1，GV2は電圧制御補償回路、GI1，ＧＩ2は
電流制御補償回路、ML1，ML2は乗算器、Km，Km1，Km2，
KL，KX，KYは演算増幅器、Ｃ1〜Ｃ8は比較器、Ａ1〜Ａ4
は加算器、TGRは搬送波発生器、GC11，GC12，GC21，GC
22はゲート制御回路である。
以下、第１図及び第２図を参照しながら本発明装置の動
作を説明する。
作を説明する。
まず、PWMコンバータCONV−１のパルス幅変調制御動作
を説明する。
を説明する。
搬送波発生器TBGは周波数１kHz程度の三角波Ｘ，Ｙは発
生する。三角波ＸとＹは位相が９０゜ずれており、Ｘに
よつてコンバータCONV−１を制御し、Ｙによつてコンバ
ータCONV−２を制御している。
生する。三角波ＸとＹは位相が９０゜ずれており、Ｘに
よつてコンバータCONV−１を制御し、Ｙによつてコンバ
ータCONV−２を制御している。
第３図はPWMコンバータCONV−１のパルス幅変調動作波
形を示すもので、Ｘは上記搬送発生器TRGからの出力信
号、はその反転値、ｅi1は制御入力信号、g11，g12は
ゲート制御信号、Ｖc1はCONV−１の交流側出力電圧波形
をそれぞれ表わす。
形を示すもので、Ｘは上記搬送発生器TRGからの出力信
号、はその反転値、ｅi1は制御入力信号、g11，g12は
ゲート制御信号、Ｖc1はCONV−１の交流側出力電圧波形
をそれぞれ表わす。
すなわち、三角波Ｘと制御入力信号ei1を比較し、素子
Ｓ11とＳ13のゲート制御信号g11を作り、また三角波
と制御入力信号ei1を比較して素子Ｓ12とＳ14のゲート
制御信号g12を作つている。
Ｓ11とＳ13のゲート制御信号g11を作り、また三角波
と制御入力信号ei1を比較して素子Ｓ12とＳ14のゲート
制御信号g12を作つている。
素子Ｓ11とＳ13は交互にオン・オフし、両者同時に導通
することはない。同様に、素子Ｓ12とＳ14も交互にオン
・オフし、やはり両者が同時に導通しないように制御し
ている。
することはない。同様に、素子Ｓ12とＳ14も交互にオン
・オフし、やはり両者が同時に導通しないように制御し
ている。
ei1Ｘの場合、g11は“１”となり、素子Ｓ11にオン信
号、Ｓ12にオフ信号を送る。逆に、ei1＜Ｘの場合、g11
は“０”となり、素子Ｓ11のオフ信号、Ｓ13にオン信号
を送る。
号、Ｓ12にオフ信号を送る。逆に、ei1＜Ｘの場合、g11
は“０”となり、素子Ｓ11のオフ信号、Ｓ13にオン信号
を送る。
また、ei1の場合、g12は“１”となりＳ14にオン信
号、Ｓ12にオフ信号を送る。逆にei1＜の場合、g12は
“０”となりＳ14にオフ信号、Ｓ12にオン信号を送る。
号、Ｓ12にオフ信号を送る。逆にei1＜の場合、g12は
“０”となりＳ14にオフ信号、Ｓ12にオン信号を送る。
この結果、ei1＞０の場合、Ｓ11とＳ14のオン期間が重
なり、コンバータCONV−１の交流側出力電圧Ｖc1は、Ｖ
d1（直流平滑コンデンサＣd1の電圧）又は、０vのいず
れかの値になる。また、ei1＜０の場合、Ｓ12とＳ13の
オン期間が重なり、Ｖc1は−Ｖd1又は０vのいずれかの
値になる。結果的に出力電圧Ｖc1は搬送波の２倍の周波
数で制御されることになり、その平均値（破線で示し
た）は前記制御入力信号i1に比例した値となる。
なり、コンバータCONV−１の交流側出力電圧Ｖc1は、Ｖ
d1（直流平滑コンデンサＣd1の電圧）又は、０vのいず
れかの値になる。また、ei1＜０の場合、Ｓ12とＳ13の
オン期間が重なり、Ｖc1は−Ｖd1又は０vのいずれかの
値になる。結果的に出力電圧Ｖc1は搬送波の２倍の周波
数で制御されることになり、その平均値（破線で示し
た）は前記制御入力信号i1に比例した値となる。
PWMコンバータCONV−２のパルス幅変調制御動作も同様
である。ただし搬送波ＹはＸより位相が９０゜だけずれ
ている。この効果は後で説明する。
である。ただし搬送波ＹはＸより位相が９０゜だけずれ
ている。この効果は後で説明する。
次にPWMコンバータCONV−１による電源からの供給電源
Ｉs1の制御方法を説明する。
Ｉs1の制御方法を説明する。
第２図において、▲Ｖ* d1▼は直流平滑コンデンサＣd1
の直流電圧指令値となるもので比較器Ｃ1によつて電圧
検出値Ｖd1と比較される。偏差ε1＝▲Ｖ* d1▼−Ｖd1は
次の電圧制御補償回路ＧV1に入力され、増幅あるいは積
分される。制御補償回路ＧV1の出力信号は、加算器Ａ1
を介して、電源電流Ｉs1の波高値Ｉm1を与える。なお、
加算器Ａ1では、負荷電流ＩLに比例した値△Ｉm＝ＫL・
ＩLは補正量として加えられている。
の直流電圧指令値となるもので比較器Ｃ1によつて電圧
検出値Ｖd1と比較される。偏差ε1＝▲Ｖ* d1▼−Ｖd1は
次の電圧制御補償回路ＧV1に入力され、増幅あるいは積
分される。制御補償回路ＧV1の出力信号は、加算器Ａ1
を介して、電源電流Ｉs1の波高値Ｉm1を与える。なお、
加算器Ａ1では、負荷電流ＩLに比例した値△Ｉm＝ＫL・
ＩLは補正量として加えられている。
一方、電源電圧Ｖs＝Ｖm・sinωtを検出し、演算増幅器
Ｋmを介して電源同期の単位正弦波sinωtを作る。すな
わち、Ｋmにおいて電源電圧の波高値のＶmの逆数倍して
いる。この単位正弦波sinωtと上記電流波高値Ｉm1を乗
ずることによつて、次式で示されるような電流指令値▲
Ｉ* s1▼が得られる。
Ｋmを介して電源同期の単位正弦波sinωtを作る。すな
わち、Ｋmにおいて電源電圧の波高値のＶmの逆数倍して
いる。この単位正弦波sinωtと上記電流波高値Ｉm1を乗
ずることによつて、次式で示されるような電流指令値▲
Ｉ* s1▼が得られる。
▲Ｉ* s1▼＝Ｉm1・sinωt ……(1) ただし、ωは電源角周波数 乗算器ML1は上記乗算を行うものである。比較器Ｃ3によ
つて、電流指令値▲Ｉ* s1▼と電源電流検出値Ｉs1を比
較し、偏差ε3＝▲Ｉ* s1▼−Ｉs1を得る。これを次の電
流制御補償回路GI1に入力し、反転増幅する。その増幅
率を−Ｋ1倍とすれば、信号−Ｋ1・ε3が、加算器Ａ3に
入力される。ここで、電源トランスTRの２次側端子電圧
Ｖs1を検出し、演算増幅器Ｋm1を介して、加算器Ａ3に
入力する。
つて、電流指令値▲Ｉ* s1▼と電源電流検出値Ｉs1を比
較し、偏差ε3＝▲Ｉ* s1▼−Ｉs1を得る。これを次の電
流制御補償回路GI1に入力し、反転増幅する。その増幅
率を−Ｋ1倍とすれば、信号−Ｋ1・ε3が、加算器Ａ3に
入力される。ここで、電源トランスTRの２次側端子電圧
Ｖs1を検出し、演算増幅器Ｋm1を介して、加算器Ａ3に
入力する。
故にPWM制御の入力信号ｅi1は次式のように与えられ
る。
る。
ei1＝-Ｋ1・ε3＋Ｋm1・Ｖs1 ……(2) コンバータCONV−１の交流側出力電圧Ｖc1は前にも述べ
たように、上記入力信号ei1に比例した値となる。ｋcを
その比例定数とすればＶc1は次式の如く表わせる。
たように、上記入力信号ei1に比例した値となる。ｋcを
その比例定数とすればＶc1は次式の如く表わせる。
Ｖc1＝ｋc・ｅi1 ＝ｋc（−Ｋ1・ε3＋Ｋm1・Ｖs1）…(3) ここで、Ｋm＝１／ｋcに設定すると Ｖc1＝−ｋcK1ε3＋Ｖs1 ……(4) となり、常に電源トランスの２次電圧Ｖs1分だけ加わつ
た形でＶc1を出力することになる。これは電源電流Ｉ3
の制御に際し、電源電圧Ｖs1による影響を除去するため
のものである。
た形でＶc1を出力することになる。これは電源電流Ｉ3
の制御に際し、電源電圧Ｖs1による影響を除去するため
のものである。
すなわち、第１図の装置の交流リアクトルＬs1には、電
源電圧Ｖs1とコンバータCONV−１の交流側出力電圧Ｖc1
との差電圧ＶL1＝Ｖs1−Ｖc1が印加され、その結果、電
源電流Ｉs1が次式のように流れる。
源電圧Ｖs1とコンバータCONV−１の交流側出力電圧Ｖc1
との差電圧ＶL1＝Ｖs1−Ｖc1が印加され、その結果、電
源電流Ｉs1が次式のように流れる。
(5)式に(4)式のＶc1を代入することによつて となる。
▲Ｉ* s1▼＞Ｉs1となつた場合、偏差ε3は正の値とな
り、電源電流Ｉs1を増大させる。逆に▲Ｉ* s1▼＜Ｉs1
となつた場合には、偏差ε3は負の値となり、(6)式に基
づいて、Ｉs1は減少する。すなわち、最終的にＩs1＝▲
Ｉ* s1▼となるように制御される。
り、電源電流Ｉs1を増大させる。逆に▲Ｉ* s1▼＜Ｉs1
となつた場合には、偏差ε3は負の値となり、(6)式に基
づいて、Ｉs1は減少する。すなわち、最終的にＩs1＝▲
Ｉ* s1▼となるように制御される。
直流平滑コンデンサＣd1は次のように制御される。
▲Ｖ* d1▼＞Ｖd1となつた場合、偏差ε1＝▲Ｖ* d1▼−
Ｖd1は正の値となり、電源電流指令値▲Ｉ* s1▼の波高
値Ｉm1を増加させる。電源電流Ｉs1は上述のようにその
指令値▲Ｉ* s1▼に一致するように制御されるので、上
記波高値Ｉm1の増加によつて、次式で示される有効電力
Ｐs1が電源から供給される。
Ｖd1は正の値となり、電源電流指令値▲Ｉ* s1▼の波高
値Ｉm1を増加させる。電源電流Ｉs1は上述のようにその
指令値▲Ｉ* s1▼に一致するように制御されるので、上
記波高値Ｉm1の増加によつて、次式で示される有効電力
Ｐs1が電源から供給される。
この有効電力Ｐs1がコンバータCONV−１を介して平滑コ
ンデンサＣd1に蓄積される。
ンデンサＣd1に蓄積される。
故に直流電圧Ｖd1が上昇し、Ｖd1＝▲Ｖ* d1▼となるよ
うに制御される。
うに制御される。
逆に▲Ｖ* d1▼＜Ｖd1となつた場合には、偏差ε1は負の
値となり、電流波高値Ｉm1を減少させ、さらに負の値に
する。この結果、電源からの供給電力Ｐs1は負の値とな
つて平滑コンデンサＣd1のエネルギーを電源に回生す
る。故に直流電圧Ｖd1は減少し、やはり、Ｖd1＝▲Ｖ*
d1▼となつて落ち着く。
値となり、電流波高値Ｉm1を減少させ、さらに負の値に
する。この結果、電源からの供給電力Ｐs1は負の値とな
つて平滑コンデンサＣd1のエネルギーを電源に回生す
る。故に直流電圧Ｖd1は減少し、やはり、Ｖd1＝▲Ｖ*
d1▼となつて落ち着く。
PWMコンバータCONV−２による電源からの供給電流Ｉs2
の制御方法も同様である。
の制御方法も同様である。
すなわち、電源電流Ｉs2はその指令値▲Ｉ* s2▼に一致
するように制御され、平滑コンデンサＣd2の直流電圧Ｖ
d2は、その指令値▲Ｖ* d2▼に一致するように制御され
る。
するように制御され、平滑コンデンサＣd2の直流電圧Ｖ
d2は、その指令値▲Ｖ* d2▼に一致するように制御され
る。
負荷装置LOADには、上記直流電圧Ｖd1とＶd2の和が印加
される。
される。
負荷電流ＩLが増加することにより平滑コンデンサ
Ｃd1，Ｃd2のエネルギーが一時的に負荷に供給され、そ
の直流電圧Ｖd1及びＶd2が減ずる。この結果前述のよう
に電源からの供給電流Ｉs1，Ｉs2が増加し、再び上記直
流電圧を各々Ｖd1＝▲Ｖ* d1▼，Ｖd2＝▲Ｖ* d2▼となる
ように制御する。逆に、負荷電流ＩLが減少あるいは、
負の値（電力回生）になつた場合には、直流電圧Ｖd1，
Ｖd2が各指令値より大きくなるので、前述のように電源
からの供給電流Ｉs1，Ｉs2は減少し、あるいは負の値
（電力回生）になってやはりＶd1＝▲Ｖ* d1▼，Ｖd2＝
▲Ｖ* d2▼を保持する。
Ｃd1，Ｃd2のエネルギーが一時的に負荷に供給され、そ
の直流電圧Ｖd1及びＶd2が減ずる。この結果前述のよう
に電源からの供給電流Ｉs1，Ｉs2が増加し、再び上記直
流電圧を各々Ｖd1＝▲Ｖ* d1▼，Ｖd2＝▲Ｖ* d2▼となる
ように制御する。逆に、負荷電流ＩLが減少あるいは、
負の値（電力回生）になつた場合には、直流電圧Ｖd1，
Ｖd2が各指令値より大きくなるので、前述のように電源
からの供給電流Ｉs1，Ｉs2は減少し、あるいは負の値
（電力回生）になってやはりＶd1＝▲Ｖ* d1▼，Ｖd2＝
▲Ｖ* d2▼を保持する。
しかし、負荷電流ＩLの急変に対して平滑コンデンサＣ
d1，Ｃd2の直流電圧Ｖd1，Ｖd2は緩慢な動きしかできな
い。これを補正するものが、第２図の演算増幅器ＫLの
出力△Ｌmである。ここでは直流電圧指令値▲Ｖ* d1▼＝
▲Ｖ* d2▼としている。
d1，Ｃd2の直流電圧Ｖd1，Ｖd2は緩慢な動きしかできな
い。これを補正するものが、第２図の演算増幅器ＫLの
出力△Ｌmである。ここでは直流電圧指令値▲Ｖ* d1▼＝
▲Ｖ* d2▼としている。
負荷電流ＩLが流れることによつて、コンバータCONV−
１の直流側電力Ｐd1は、 Ｐd1＝Ｖd1・ＩL ……(9) だけ消費する。故にこれに見合つた交流電力Ｐs1を電源
から供給すれば平滑コンデンサＣd1のエネルギーの出し
入れはキヤンセルことになり、直流電圧Ｖd1は変化しな
い。
１の直流側電力Ｐd1は、 Ｐd1＝Ｖd1・ＩL ……(9) だけ消費する。故にこれに見合つた交流電力Ｐs1を電源
から供給すれば平滑コンデンサＣd1のエネルギーの出し
入れはキヤンセルことになり、直流電圧Ｖd1は変化しな
い。
(7)式の有効電力Ｐs1で変化分coo２ωtを無視し、(9)式
と合わせることによつて となる。故に補正量△Ｉm1として を与えればよい。
と合わせることによつて となる。故に補正量△Ｉm1として を与えればよい。
Ｖd1＝Ｖd2，Ｖs1＝Ｖs2と選ぶことにより、ＫL1＝ＫL2
＝ＫL＝（２Ｖd1）／Ｖs1となる。
＝ＫL＝（２Ｖd1）／Ｖs1となる。
従つて、負荷電流ＩLが急変してもそれに追従して、△
Ｉmが変化し、電源からの供給電流Ｉs1，Ｉs2をただち
に増減させることができ、その結果、平滑コンデンサＣ
d1，Ｃd2の直流電圧Ｖd1，Ｖd2の変動を小さくすること
が可能となる。
Ｉmが変化し、電源からの供給電流Ｉs1，Ｉs2をただち
に増減させることができ、その結果、平滑コンデンサＣ
d1，Ｃd2の直流電圧Ｖd1，Ｖd2の変動を小さくすること
が可能となる。
２台のコンバータの直流電圧Ｖd1，Ｖd2を同一になるよ
うに制御した場合、電源からコンバータに供給される電
流Ｉs1，Ｉs2はほぼ同一値になる。このような条件下で
２台のコンバータのパルス幅変調制御に使われる搬送波
信号Ｘ，Ｙとして第２図の説明の如く、ＸとＹの位相を
９０゜ずらすことにより、上記電源からの供給電流Ｉs1
とＩs2の脈動分が打ち消すように働き、その和電流Ｉs
＝Ｉs1＋Ｉs2の脈動分はきわめて小さくする。すなわ
ち、各コンバータの入力電流Ｉs1，Ｉs2は搬送波周波の
２倍の周波数で制御され、さらにＸとＹの位相を９０゜
ずらすことにより、上記和電流Ｉs＝Ｉs1＋Ｉs2は搬送
波周波数の４倍の周波数で制御されたものと同様の波形
となる。これによつて電源から供給される電流Ｉsは高
調波成分のきわめて小さいものとなる。
うに制御した場合、電源からコンバータに供給される電
流Ｉs1，Ｉs2はほぼ同一値になる。このような条件下で
２台のコンバータのパルス幅変調制御に使われる搬送波
信号Ｘ，Ｙとして第２図の説明の如く、ＸとＹの位相を
９０゜ずらすことにより、上記電源からの供給電流Ｉs1
とＩs2の脈動分が打ち消すように働き、その和電流Ｉs
＝Ｉs1＋Ｉs2の脈動分はきわめて小さくする。すなわ
ち、各コンバータの入力電流Ｉs1，Ｉs2は搬送波周波の
２倍の周波数で制御され、さらにＸとＹの位相を９０゜
ずらすことにより、上記和電流Ｉs＝Ｉs1＋Ｉs2は搬送
波周波数の４倍の周波数で制御されたものと同様の波形
となる。これによつて電源から供給される電流Ｉsは高
調波成分のきわめて小さいものとなる。
以上は２台のコンバータについて説明したが、３台のコ
ンバータを用いる場合には、その搬送波として位相が６
０゜ずつずれた信号を用いれば上記と同様の効果が得ら
れる。４台以上のコンバータを用いた場合も適宜の位相
差をもつ搬送波を使うことにより上記と同様の効果が得
られる。
ンバータを用いる場合には、その搬送波として位相が６
０゜ずつずれた信号を用いれば上記と同様の効果が得ら
れる。４台以上のコンバータを用いた場合も適宜の位相
差をもつ搬送波を使うことにより上記と同様の効果が得
られる。
なお、第１図の実施例では、単相交流電源について説明
したが、３相電源についても同様に適用できることは言
うまでもない。
したが、３相電源についても同様に適用できることは言
うまでもない。
実施例では、加算器Ａ3 にＫm1・Ｖs1を加えることによ
り、電源電圧Ｖs1の変動によって電源電流Ｉs1が変動し
ないように補正しているが、Ｋm1・Ｖs1を加えない場合
は、前述(5)式から明らかなように、電源電圧Ｖs1が変
動すればＩs1も変動し、その結果Ｉs1 *＞Ｉs1となった
場合、偏差ε3 は正の値となり、逆にＩs1 *＜Ｉs1とな
った場合は、偏差ε3 は負の値となり、結局最終的には
前述の動作と同様にＩs1＝Ｉs1 *となるように制御され
ることに変りない。
り、電源電圧Ｖs1の変動によって電源電流Ｉs1が変動し
ないように補正しているが、Ｋm1・Ｖs1を加えない場合
は、前述(5)式から明らかなように、電源電圧Ｖs1が変
動すればＩs1も変動し、その結果Ｉs1 *＞Ｉs1となった
場合、偏差ε3 は正の値となり、逆にＩs1 *＜Ｉs1とな
った場合は、偏差ε3 は負の値となり、結局最終的には
前述の動作と同様にＩs1＝Ｉs1 *となるように制御され
ることに変りない。
更に、前述実施例では、補正量ΔＩm を加算して負荷電
流の急変に対して直流電圧Ｖd1，Ｖd2の変動を小さく抑
制しているが、補正量ΔＩm を与えなくとも負荷変動に
対して前述のようにＶd1＝Ｖd1 *Ｖd2＝Ｖd2 *を保持する
ように動作することに変りない。
流の急変に対して直流電圧Ｖd1，Ｖd2の変動を小さく抑
制しているが、補正量ΔＩm を与えなくとも負荷変動に
対して前述のようにＶd1＝Ｖd1 *Ｖd2＝Ｖd2 *を保持する
ように動作することに変りない。
以上の如く、本発明装置によれば、次の様な効果が期待
できる。
できる。
(1)電源から供給される電流は、電源電圧と同位相の正
弦波電流に制御されるため、受電端の基本波力率は常に
１に保持され、しかも入力電流の高調波成分はきわめて
小さくなる。
弦波電流に制御されるため、受電端の基本波力率は常に
１に保持され、しかも入力電流の高調波成分はきわめて
小さくなる。
(2)負荷に印加させる直流電圧を増加させるために、コ
ンバータ毎の直流電圧制御を行い、それらを直列接続す
るように構成したことにより、コンバータの構成素子
（大電力トランジスタやゲートターンオフサイリスタ
等）の耐電圧が低いものでも使用することができるよう
になり、大量生産によるシステムコストの低減が可能と
なる。
ンバータ毎の直流電圧制御を行い、それらを直列接続す
るように構成したことにより、コンバータの構成素子
（大電力トランジスタやゲートターンオフサイリスタ
等）の耐電圧が低いものでも使用することができるよう
になり、大量生産によるシステムコストの低減が可能と
なる。
(4)複数台のコンバータのPWM制御に際し、搬送波信号の
位相を適宜の値だけずらして与えることにより、電源か
らの供給電流の脈動を上記台数の分だけ低減させること
ができる。
位相を適宜の値だけずらして与えることにより、電源か
らの供給電流の脈動を上記台数の分だけ低減させること
ができる。
第１図は本発明の電力変換装置の一実施例を示す構成
図、第２図は第１図の装置の制御ブロツク図、第３図は
第１図の装置の動作を説明するためのタイムチヤート図
である。 SUP……単相交流電源、TR……電源トランス Ｌs1，Ｌs2……交流リアクトル CONV−１，CONV−２……PWMコンバータ Ｃd1，Ｃd2……直流平滑コンデンサ LOAD……負荷装置
図、第２図は第１図の装置の制御ブロツク図、第３図は
第１図の装置の動作を説明するためのタイムチヤート図
である。 SUP……単相交流電源、TR……電源トランス Ｌs1，Ｌs2……交流リアクトル CONV−１，CONV−２……PWMコンバータ Ｃd1，Ｃd2……直流平滑コンデンサ LOAD……負荷装置
Claims (1)
- 【請求項１】一次巻線が交流電源に接続され、複数の二
次巻線を備えた電源トランスと、前記複数の二次巻線に
それぞれ交流リアクトルを介して接続される複数台のパ
ルス幅変調制御コンバータと、該コンバータの直流側を
直列接続し、この直列接続して得られる直流電源から電
力供給を受ける負荷装置と、前記各コンバータの直流側
にそれぞれ接続される直流平滑コンデンサと、この直流
平滑コンデンサの各直流電圧設定値と各直流平滑コンデ
ンサの各直流電圧検出値との偏差信号が印加され前記各
コンバータの交流電流の波高値に応じた信号を出力する
それぞれの電圧制御補償回路と、この電圧制御補償回路
の出力と、前記交流電源電圧に同期した単位正弦波信号
とから波高値が前記電圧制御補償回路の出力に比例し、
位相が前記交流電源電圧と同相な前記パルス幅変調制御
コンバータのそれぞれの交流電流基準を得る手段と、前
記各交流電流基準と前記各パルス幅変調制御コンバータ
の各交流電流検出値との偏差信号が印加され前記各コン
バータの交流出力電圧の指令値となるパルス幅変調制御
入力信号を発生するそれぞれの電流制御補償回路と、前
記パルス幅変調制御入力信号と所定の位相差を有する搬
送波に基づいて前記各パルス幅変調制御コンバータを制
御することを特徴とした電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59075711A JPH0628517B2 (ja) | 1984-04-17 | 1984-04-17 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59075711A JPH0628517B2 (ja) | 1984-04-17 | 1984-04-17 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60219967A JPS60219967A (ja) | 1985-11-02 |
| JPH0628517B2 true JPH0628517B2 (ja) | 1994-04-13 |
Family
ID=13584091
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59075711A Expired - Lifetime JPH0628517B2 (ja) | 1984-04-17 | 1984-04-17 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0628517B2 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0638711B2 (ja) * | 1986-03-28 | 1994-05-18 | 三菱電機株式会社 | インバ−タ用直流電源装置 |
| DE58902838D1 (de) * | 1988-02-22 | 1993-01-14 | Siemens Ag | Verfahren zur symmetrischen spannungsaufteilung einer an einem aus n kondensatoren bestehenden spannungsteiler anstehenden gleichspannung und schaltungsanordnung zur durchfuehrung des verfahrens. |
| JP2777173B2 (ja) * | 1989-02-21 | 1998-07-16 | 株式会社東芝 | 電力変換装置 |
| JP2715584B2 (ja) * | 1989-06-05 | 1998-02-18 | 富士電機株式会社 | 多重化整流器の制御方法 |
| JP4253197B2 (ja) * | 2003-02-17 | 2009-04-08 | 株式会社東芝 | 電力変換装置 |
| CN112219346A (zh) * | 2018-04-11 | 2021-01-12 | 航天喷气发动机洛克达因股份有限公司 | 包括再循环缓冲器的功率转换器 |
| US12308761B2 (en) * | 2020-04-20 | 2025-05-20 | Mitsubishi Electric Corporation | Parallel conversion units without an output balancing circuit |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5531716A (en) * | 1978-08-19 | 1980-03-06 | Shin Meiwa Ind Co Ltd | Garbage treatment apparatus |
| JPS57118689U (ja) * | 1981-01-16 | 1982-07-23 |
-
1984
- 1984-04-17 JP JP59075711A patent/JPH0628517B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60219967A (ja) | 1985-11-02 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP0013615B1 (en) | Apparatus for controlling a.c. motor | |
| JP3221828B2 (ja) | 電力変換方法及び電力変換装置 | |
| US4054827A (en) | Voltage boost circuit for DC power supply | |
| US20170170743A1 (en) | Regenerative variable frequency drive with auxiliary power supply | |
| JP5323426B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH0628517B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH0251360A (ja) | Ｐｗｍ昇圧コンバータの制御装置 | |
| JPH07123722A (ja) | Ｐｗｍコンバータ | |
| JP3862320B2 (ja) | 系統連系型インバータ装置 | |
| JP3210173B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JPS6277867A (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH0667198B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH10174291A (ja) | 系統連系インバータ装置 | |
| JPH0783605B2 (ja) | 整流回路の制御装置 | |
| JPS60128870A (ja) | パルス幅変調コンバ−タ | |
| CN120880206B (zh) | 三相单级隔离型矩阵变换电路及驱动方法 | |
| JPH0564551B2 (ja) | ||
| JP7616322B1 (ja) | Ａｃｄｃ電源およびａｃｄｃ電源の制御方法 | |
| JPS61288780A (ja) | 電力変換装置の制御方法 | |
| JP2777173B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH0332303B2 (ja) | ||
| JPH0419796B2 (ja) | ||
| JP2579905B2 (ja) | 車両用電力変換装置 | |
| JP2645012B2 (ja) | 電動機制御装置 | |
| JPH02276475A (ja) | 電力変換装置 |