JPH0640605B2 - ミクサ回路 - Google Patents
ミクサ回路Info
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- JPH0640605B2 JPH0640605B2 JP25091185A JP25091185A JPH0640605B2 JP H0640605 B2 JPH0640605 B2 JP H0640605B2 JP 25091185 A JP25091185 A JP 25091185A JP 25091185 A JP25091185 A JP 25091185A JP H0640605 B2 JPH0640605 B2 JP H0640605B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は、受信信号波と局部発振波（局発）を加えら
れ、その周波数差を中間周波信号として出力するミクサ
を用いたミクサ回路の改良に関するものである。
れ、その周波数差を中間周波信号として出力するミクサ
を用いたミクサ回路の改良に関するものである。
一般にミクサにおいては、受信信号の入力レベルが高い
と、受信信号周波数と局発周波数との間の所望の中間周
波信号のほかに、不要な高周波（歪波）成分や、側波帯
としてのイメージ信号などが出力されるので、これら不
要波の抑圧が問題となる。
と、受信信号周波数と局発周波数との間の所望の中間周
波信号のほかに、不要な高周波（歪波）成分や、側波帯
としてのイメージ信号などが出力されるので、これら不
要波の抑圧が問題となる。
とりわけ、近年、ミクサを用いるチユーナ、コンバータ
などの小形ＩＣ化が進むなかで、低歪ミクサおよびイメ
ージ抑圧ミクサの開発が重要な課題となつてきている。
などの小形ＩＣ化が進むなかで、低歪ミクサおよびイメ
ージ抑圧ミクサの開発が重要な課題となつてきている。
ミクサ回路の代表的な従来例が特開昭６０−３２３４号
公報および特開昭５６−７５７０９号公報に記載されて
いる。
公報および特開昭５６−７５７０９号公報に記載されて
いる。
ミクサの低歪化としては、特開昭６０−３２３４号公報
でも述べられているように、バランスミクサを用いる方
法があるが、このバランスミクサは、偶数次の歪成分の
抑圧能力しかなく、奇数次の歪成分の抑圧をおこなうこ
とができない。また特開昭５６−７５７０９号公報で
は、イメージ相殺形ミクサについての記載がなされてい
るが、このミクサ回路で用いている９０度移相器は、伝
送線路を用いたものであるため、広帯域な特性が得られ
ないだけでなく、ＩＣ化に適さないという欠点があつ
た。
でも述べられているように、バランスミクサを用いる方
法があるが、このバランスミクサは、偶数次の歪成分の
抑圧能力しかなく、奇数次の歪成分の抑圧をおこなうこ
とができない。また特開昭５６−７５７０９号公報で
は、イメージ相殺形ミクサについての記載がなされてい
るが、このミクサ回路で用いている９０度移相器は、伝
送線路を用いたものであるため、広帯域な特性が得られ
ないだけでなく、ＩＣ化に適さないという欠点があつ
た。
このように、現在、低歪ミクサおよびイメージ抑圧ミク
サにおいて十分な特性が得られていないため、チユー
ナ、コンバータのＲＦ入力回路に多段の歪抑圧用および
イメージ抑圧用のフイルタが必要となり、小形化、ＩＣ
化の妨げになるという欠点があつた。
サにおいて十分な特性が得られていないため、チユー
ナ、コンバータのＲＦ入力回路に多段の歪抑圧用および
イメージ抑圧用のフイルタが必要となり、小形化、ＩＣ
化の妨げになるという欠点があつた。
本発明の目的は、簡単な構成で、歪成分およびイメージ
信号を完全に抑圧することのできるミクサ回路を提供す
ることにある。
信号を完全に抑圧することのできるミクサ回路を提供す
ることにある。
本発明は、上記目的を達成するため、増幅器の歪低減法
として知られるフイードフオワード法を取り入れたフイ
ードフオワード増幅器の構成をミクサ回路に適用した。
つまり、ミクサ回路で周波数変換された信号から、歪成
分のみを取り出し、もとの信号に逆相加算することによ
り、歪成分を完全に抑圧した中間周波信号を得ようとす
るものである。また、このフイードフオワードミクサを
２個用いてイメージ信号抑圧ミクサ回路を構成し、超小
形化，ＩＣ化に適したチユーナを得ることもできる。
として知られるフイードフオワード法を取り入れたフイ
ードフオワード増幅器の構成をミクサ回路に適用した。
つまり、ミクサ回路で周波数変換された信号から、歪成
分のみを取り出し、もとの信号に逆相加算することによ
り、歪成分を完全に抑圧した中間周波信号を得ようとす
るものである。また、このフイードフオワードミクサを
２個用いてイメージ信号抑圧ミクサ回路を構成し、超小
形化，ＩＣ化に適したチユーナを得ることもできる。
以下、本発明を図に示す実施例に従つて詳細に説明す
る。
る。
第１図に本発明の実施例を示す。これは、端子１より入
力される高周波信号を２つの信号に分離し、一方をミク
サ３へ、他方を減衰器（抵抗）２を通してミクサ４へ入
力するものである。ミクサ３，４には、局部発振回路５
より局部発振信号が注入される。
力される高周波信号を２つの信号に分離し、一方をミク
サ３へ、他方を減衰器（抵抗）２を通してミクサ４へ入
力するものである。ミクサ３，４には、局部発振回路５
より局部発振信号が注入される。
ミクサ３には、高いレベルの高周波信号が入力されるた
め、出力側には中間周波信号の他に種々の歪成分が存在
する。一方、ミクサ４に入力される高周波信号は、減衰
器（抵抗）２によつて減衰された十分低いレベルの信号
であるため、ミクサ４の出力側には中間周波信号が存在
するだけで、他の歪成分はない。
め、出力側には中間周波信号の他に種々の歪成分が存在
する。一方、ミクサ４に入力される高周波信号は、減衰
器（抵抗）２によつて減衰された十分低いレベルの信号
であるため、ミクサ４の出力側には中間周波信号が存在
するだけで、他の歪成分はない。
ここで、ミクサ３の出力側の信号の一部を取り出し、こ
の歪成分を含む中間周波信号を減衰器６により、ミクサ
４の出力側の中間周波信号のレベルと同じレベルまで減
衰させて、差動増幅器７により逆相加算し、差動増幅器
７の出力側に、ミクサ３で発生した歪成分だけを出力す
る。
の歪成分を含む中間周波信号を減衰器６により、ミクサ
４の出力側の中間周波信号のレベルと同じレベルまで減
衰させて、差動増幅器７により逆相加算し、差動増幅器
７の出力側に、ミクサ３で発生した歪成分だけを出力す
る。
この歪成分は、差動増幅器７で、ミクサ３の出力側の歪
成分と同じレベルまで増幅し、ミクサ３の出力側の信号
と差動増幅器８において逆相加算して、出力端子９より
歪成分を完全に抑圧した中間周波信号を得る。
成分と同じレベルまで増幅し、ミクサ３の出力側の信号
と差動増幅器８において逆相加算して、出力端子９より
歪成分を完全に抑圧した中間周波信号を得る。
ここで減衰器２の伝送利得をＡ1、ミクサ３の変換利得
をＡ2、ミクサ４の変換利得をＡ3、減衰器６の伝送利得
をＡ4、差動増幅器７を増幅度をＡ5、差動増幅器８の増
幅度をＡ6とすると、 Ａ1＋Ａ3＝Ａ2＋Ａ4 ……(イ) Ａ4＋Ａ5＝０ ……(ロ) の２式が成り立つ必要がある。
をＡ2、ミクサ４の変換利得をＡ3、減衰器６の伝送利得
をＡ4、差動増幅器７を増幅度をＡ5、差動増幅器８の増
幅度をＡ6とすると、 Ａ1＋Ａ3＝Ａ2＋Ａ4 ……(イ) Ａ4＋Ａ5＝０ ……(ロ) の２式が成り立つ必要がある。
また、差動増幅器７への入力レベルは十分小さいため歪
は発生しない。さらに、差動増幅器８で歪成分を発生さ
せないため、差動増幅器８は増幅度１の単なる逆相加算
器として使用し、Ａ6＝０とする。
は発生しない。さらに、差動増幅器８で歪成分を発生さ
せないため、差動増幅器８は増幅度１の単なる逆相加算
器として使用し、Ａ6＝０とする。
第２図は本発明の他の実施例を示す回路図である。同図
に示す実施例は、逆相加算のための１８０度移相器とし
て、差動増幅器の代りに中間周波数の１／２波長の伝送
線路１０，１２を用いたものである。１１は増幅器であ
る。この回路を用いても、歪成分を完全に抑圧した中間
周波信号を端子９より得ることができる。
に示す実施例は、逆相加算のための１８０度移相器とし
て、差動増幅器の代りに中間周波数の１／２波長の伝送
線路１０，１２を用いたものである。１１は増幅器であ
る。この回路を用いても、歪成分を完全に抑圧した中間
周波信号を端子９より得ることができる。
第３図に、本発明の応用例として第１図に示す歪抑圧ミ
クサを用いたイメージ相殺ミクサ回路を示す。
クサを用いたイメージ相殺ミクサ回路を示す。
第３図において、１２は第１の電圧制御発振器（以下、
第１のＶＣＯと略す）、１３は第２の電圧制御発振器
（以下、第２のＶＣＯと略す）、１４は位相検波器、１
５はループアンプ、１６はループフイルタ、１７は加算
器、１９は第１の歪抑圧混合器（ミクサ回路）、１９′
は第２の歪抑圧混合器、１１は３dB９０゜電力合成器、
１は入力端子、９は出力端子、１０，１０′は低域通過
フイルタ（ＬＰＦ）、２５は終端抵抗、２０は３dB電力
分配器、１８は選局電圧端子である。
第１のＶＣＯと略す）、１３は第２の電圧制御発振器
（以下、第２のＶＣＯと略す）、１４は位相検波器、１
５はループアンプ、１６はループフイルタ、１７は加算
器、１９は第１の歪抑圧混合器（ミクサ回路）、１９′
は第２の歪抑圧混合器、１１は３dB９０゜電力合成器、
１は入力端子、９は出力端子、１０，１０′は低域通過
フイルタ（ＬＰＦ）、２５は終端抵抗、２０は３dB電力
分配器、１８は選局電圧端子である。
ここで、イメージ信号相殺動作を説明する。選局電圧端
子１８に印加した選局電圧で発振信号周波数を制御され
た第１のＶＣＯ１２の発振信号を、第２のＶＣＯ１３、
位相検波器１４、ループアンプ１５、ループフイルタ１
６で形成した位相同期ループの位相検波器１４に入力す
る。
子１８に印加した選局電圧で発振信号周波数を制御され
た第１のＶＣＯ１２の発振信号を、第２のＶＣＯ１３、
位相検波器１４、ループアンプ１５、ループフイルタ１
６で形成した位相同期ループの位相検波器１４に入力す
る。
よく知られているように位相同期ループでは、定常の同
期状態では位相検波器１４の入力信号の位相と位相同期
ループ内の電圧制御発振器（第２のＶＣＯ１３）の発振
信号の位相とは、ほぼ９０゜の位相差が保たれており、
図中ａ点とｂ点には、周波数が等しく位相差が９０゜の
２信号が存在する。
期状態では位相検波器１４の入力信号の位相と位相同期
ループ内の電圧制御発振器（第２のＶＣＯ１３）の発振
信号の位相とは、ほぼ９０゜の位相差が保たれており、
図中ａ点とｂ点には、周波数が等しく位相差が９０゜の
２信号が存在する。
また、本実施例では、選局電圧端子１８からの選局電圧
を第１のＶＣＯ１２へは直接に、第２のＶＣＯ１３へは
位相検波器１４の出力直流電圧に加算器１７で重畳して
同時に印加するため、第１のＶＣＯ１２と第２のＶＣＯ
１３の発振周波数差が少なく第２のＶＣＯ１３における
位相同期への引込み周波数幅を広げることなく、広帯域
の入力信号に対しても同期状態を保つことが可能である
ため、全体として広帯域の９０゜移相器を実現してい
る。
を第１のＶＣＯ１２へは直接に、第２のＶＣＯ１３へは
位相検波器１４の出力直流電圧に加算器１７で重畳して
同時に印加するため、第１のＶＣＯ１２と第２のＶＣＯ
１３の発振周波数差が少なく第２のＶＣＯ１３における
位相同期への引込み周波数幅を広げることなく、広帯域
の入力信号に対しても同期状態を保つことが可能である
ため、全体として広帯域の９０゜移相器を実現してい
る。
この９０゜移相器の出力信号は９０゜の位相差をもち、
ａ点，ｂ点を通して第１の歪抑圧混合器１９と第２の歪
抑圧混合器１９′に入力する。入力端子１からは入力信
号を印加し、３dB電力分配器２０で等分し、第１の歪抑
圧混合器１９と第２の歪抑圧混合器１９′に入力する。
ここでは、中間周波信号周波数が入力信号周波数より低
くなる場合について説明することとしているため、第１
の歪抑圧混合器１９と第２の歪抑圧混合器１９′で混合
された信号は低域通過フイルタ１０，１０′を通してｃ
点，ｄ点に現れる。
ａ点，ｂ点を通して第１の歪抑圧混合器１９と第２の歪
抑圧混合器１９′に入力する。入力端子１からは入力信
号を印加し、３dB電力分配器２０で等分し、第１の歪抑
圧混合器１９と第２の歪抑圧混合器１９′に入力する。
ここでは、中間周波信号周波数が入力信号周波数より低
くなる場合について説明することとしているため、第１
の歪抑圧混合器１９と第２の歪抑圧混合器１９′で混合
された信号は低域通過フイルタ１０，１０′を通してｃ
点，ｄ点に現れる。
以下、この位相関係を説明する。入力端子１から印加す
る入力信号ｅiを ｅi＝Ｅssinωｓ・ｔ ……(1) とする。またｂ点を通り第１の歪抑圧混合器１９に入力
する局部発振信号ｅl1を ｅl1＝Ｅlcosωｌ・ｔ ……(2) とし、ａ点を通り第２の混合器１９′に入力する局部発
振信号ｅl2をｅl1より９０゜位相のずれた ｅl2＝Ｅlsinωｌ・ｔ ……(3) とする。さらにイメージ信号ｅIMを入力信号と同相と
し、 ｅIM＝ＥIMsinωＩＭ・ｔ ……(4) とする。イメージ信号の周波数関係は ωＩＭ＝２ωｌ−ωｓ ……(5) である。
る入力信号ｅiを ｅi＝Ｅssinωｓ・ｔ ……(1) とする。またｂ点を通り第１の歪抑圧混合器１９に入力
する局部発振信号ｅl1を ｅl1＝Ｅlcosωｌ・ｔ ……(2) とし、ａ点を通り第２の混合器１９′に入力する局部発
振信号ｅl2をｅl1より９０゜位相のずれた ｅl2＝Ｅlsinωｌ・ｔ ……(3) とする。さらにイメージ信号ｅIMを入力信号と同相と
し、 ｅIM＝ＥIMsinωＩＭ・ｔ ……(4) とする。イメージ信号の周波数関係は ωＩＭ＝２ωｌ−ωｓ ……(5) である。
以下では位相関係に注目し上記(1)〜(4)式の位相成分の
みを用いる。また前述したように中間周波信号周波数を
入力信号周波数より低く設定するため、混合された周波
数成分のうち和成分は除外する。
みを用いる。また前述したように中間周波信号周波数を
入力信号周波数より低く設定するため、混合された周波
数成分のうち和成分は除外する。
第１の歪抑圧混合器１９では、入力信号に対し上記(1)
式と(2)式、イメージ信号に対し上記(4)式と(2)式を混
合し、和の周波数成分を除き、差の周波数成分を着目す
ると次の式に示される周波数変換が行われる。
式と(2)式、イメージ信号に対し上記(4)式と(2)式を混
合し、和の周波数成分を除き、差の周波数成分を着目す
ると次の式に示される周波数変換が行われる。
sinωs・ｔ×cosωl・ｔsin（ωl−ωs）ｔ ……
(6) sinωIM・ｔ×cosωl・ｔsin（ωl−ωIM）ｔ ＝−sin（ωl−ωs）ｔ ……(7) となる。また、第２の歪抑圧混合器１９′では、入力信
号に対し上記(1)式と(3)式、イメージ信号に対し上記
(4)式と(3)式を混合し、 sinωs・ｔ×sinωl・ｔcos（ωl−ωs）ｔ ……(8) sinωIM・ｔ×sinωl・ｔcos（ωl−ωIM）ｔ ＝cos（ωl−ωs）ｔ ……(9) となる。
(6) sinωIM・ｔ×cosωl・ｔsin（ωl−ωIM）ｔ ＝−sin（ωl−ωs）ｔ ……(7) となる。また、第２の歪抑圧混合器１９′では、入力信
号に対し上記(1)式と(3)式、イメージ信号に対し上記
(4)式と(3)式を混合し、 sinωs・ｔ×sinωl・ｔcos（ωl−ωs）ｔ ……(8) sinωIM・ｔ×sinωl・ｔcos（ωl−ωIM）ｔ ＝cos（ωl−ωs）ｔ ……(9) となる。
図中ｃ点，ｄ点に現れる中間周波信号とイメージ信号の
位相関係、すなわち上記(6)〜(9)式の位相関係を第４図
に示す。
位相関係、すなわち上記(6)〜(9)式の位相関係を第４図
に示す。
第４図において、２１はｃ点での中間周波信号Ｉf1の位
相、２２はｃ点でのイメージ信号Ｉm1の位相、２３はｄ
点での中間周波信号Ｉf2の位相、２４はｄ点でのイメー
ジ信号Ｉm2の位相である。
相、２２はｃ点でのイメージ信号Ｉm1の位相、２３はｄ
点での中間周波信号Ｉf2の位相、２４はｄ点でのイメー
ジ信号Ｉm2の位相である。
第４図に示した如き位相関係をもつ各信号がｃ点，ｄ点
を通り、３dB９０゜電力合成器１１に入力する。
を通り、３dB９０゜電力合成器１１に入力する。
第５図に、３dB９０゜電力合成器１１を第４図の位相関
係とあわせて示す。第５図中で中間周波信号を実線の矢
印で、イメージ信号を破線で示す。３dB９０゜電力合成
器１１はｃ〜ｆ点でｃ−ｅ間，ｅ−ｆ間，ｆ−ｄ間，ｄ
−ｃ間は９０゜移相、ｃ−ｆ間，ｄ−ｅ間は１８０゜移
相となる。
係とあわせて示す。第５図中で中間周波信号を実線の矢
印で、イメージ信号を破線で示す。３dB９０゜電力合成
器１１はｃ〜ｆ点でｃ−ｅ間，ｅ−ｆ間，ｆ−ｄ間，ｄ
−ｃ間は９０゜移相、ｃ−ｆ間，ｄ−ｅ間は１８０゜移
相となる。
ｃ点から入力した信号は９０゜移相しｅ点へ、１８０゜
移相しｆ点へそれぞれ出力し、またｄ点から入力した信
号は９０゜移相しｆ点へ、１８０゜移相しｅ点へそれぞ
れ出力する。このため第５図に示すように、ｅ点では中
間周波信号（２１′と２３′）が打ち消し合いイメージ
信号（２２′と２４′）のみが出力し、またｆ点ではイ
メージ信号（２２′と２４′）が打ち消し合い、中間周
波信号（２１′と２３′）のみが出力する。したがつ
て、ｅ点を終端抵抗２５で終端し、ｆ点から中間周波信
号を取り出すことでイメージ信号を相殺できる。
移相しｆ点へそれぞれ出力し、またｄ点から入力した信
号は９０゜移相しｆ点へ、１８０゜移相しｅ点へそれぞ
れ出力する。このため第５図に示すように、ｅ点では中
間周波信号（２１′と２３′）が打ち消し合いイメージ
信号（２２′と２４′）のみが出力し、またｆ点ではイ
メージ信号（２２′と２４′）が打ち消し合い、中間周
波信号（２１′と２３′）のみが出力する。したがつ
て、ｅ点を終端抵抗２５で終端し、ｆ点から中間周波信
号を取り出すことでイメージ信号を相殺できる。
以上の説明ではイメージ信号と入力信号が同相の場合で
あつたが、イメージ信号の位相と入力信号の位相が任意
の位相差である場合にも、同様のイメージ相殺動作が行
われる。
あつたが、イメージ信号の位相と入力信号の位相が任意
の位相差である場合にも、同様のイメージ相殺動作が行
われる。
以上説明したように、本実施例では局部発振回路を、位
相同期ループに第１のＶＣＯ１２を付加し、位相同期ル
ープ内の第２のＶＣＯ１３と選局電圧で連動させる構成
にしているため、広帯域に９０゜移相した２信号を供給
でき、広帯域の入力信号に対しても上記のイメージ信号
相殺動作が可能という効果がある。
相同期ループに第１のＶＣＯ１２を付加し、位相同期ル
ープ内の第２のＶＣＯ１３と選局電圧で連動させる構成
にしているため、広帯域に９０゜移相した２信号を供給
でき、広帯域の入力信号に対しても上記のイメージ信号
相殺動作が可能という効果がある。
また、ミクサ回路には、第１図に示した歪抑圧用の混合
器（ミクサ回路）１９，１９′を用いているため、歪成
分を完全に抑圧した中間周波信号を出力端子９より得る
ことができる。
器（ミクサ回路）１９，１９′を用いているため、歪成
分を完全に抑圧した中間周波信号を出力端子９より得る
ことができる。
第６図に、第３図で示した歪成分抑圧およびイメージ信
号抑圧用のミクサ回路をチユーナ回路に応用した例を示
す。
号抑圧用のミクサ回路をチユーナ回路に応用した例を示
す。
これは、ＲＦの入力回路にＲＦ増幅器２６、減衰器２
９、差動増幅器２７，２８より成る歪抑圧用のフイード
フオワード増幅器を挿入したものである。
９、差動増幅器２７，２８より成る歪抑圧用のフイード
フオワード増幅器を挿入したものである。
このチユーナは、ミクサ回路に、歪抑圧およびイメージ
信号抑圧用のミクサ回路を用い、さらにＲＦ増幅器には
フイードフオワード増幅器を用いているため、高周波信
号入力部に従来のチユーナやコンバータの場合のよう
に、多段に同調フイルタを構成する必要がなく、そのた
め超小形のチユーナとなるという利点がある。
信号抑圧用のミクサ回路を用い、さらにＲＦ増幅器には
フイードフオワード増幅器を用いているため、高周波信
号入力部に従来のチユーナやコンバータの場合のよう
に、多段に同調フイルタを構成する必要がなく、そのた
め超小形のチユーナとなるという利点がある。
さらに、上述したように、一般にＬＣで構成するフイル
タが無いため、ＩＣ化に適した回路となつており、第６
図の破線で囲んだ部分は、１チツプのＩＣとすることが
でき、チユーナの超小形化が可能である。
タが無いため、ＩＣ化に適した回路となつており、第６
図の破線で囲んだ部分は、１チツプのＩＣとすることが
でき、チユーナの超小形化が可能である。
本発明によれば、歪成分を含む中間周波信号より、歪成
分のみを取り出して、歪成分を含む中間周波信号と逆相
加算するフイードフオワード形のミクサ回路を構成した
ことにより、歪成分の完全な抑圧が可能となる。
分のみを取り出して、歪成分を含む中間周波信号と逆相
加算するフイードフオワード形のミクサ回路を構成した
ことにより、歪成分の完全な抑圧が可能となる。
また、本発明による上記の歪抑圧可能なミクサ回路を用
いて、ＰＬＬ発振回路を用いた９０度移相器とハイブリ
ツド回路より成るイメージ抑圧ミクサを構成することに
より、歪抑圧およびイメージ抑圧用のフイルタが不要と
なり、超小形化、ＩＣ化が可能なチユーブが得られると
いう副次的な利点もある。
いて、ＰＬＬ発振回路を用いた９０度移相器とハイブリ
ツド回路より成るイメージ抑圧ミクサを構成することに
より、歪抑圧およびイメージ抑圧用のフイルタが不要と
なり、超小形化、ＩＣ化が可能なチユーブが得られると
いう副次的な利点もある。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は本発
明の他の実施例を示す回路図、第３図は本発明の応用例
としてのイメージ相殺ミクサ回路を示す回路図、第４図
は第３図の回路のｃ点，ｄ点における中間周波信号とイ
メージ信号との間の位相関係を示すベクトル図、第５図
は第３図の要部における各信号の位相関係を示す説明
図、第６図は本発明の更に他の応用例としてのチユーナ
回路を示す回路図、である。 符号の説明 １……入力端子、２，６……減衰器、３，４……ミク
サ、５……局部発振回路、７，８……差動増幅器、９…
…出力端子、１０，１２……１／２波長の伝送路、１１
……増幅器
明の他の実施例を示す回路図、第３図は本発明の応用例
としてのイメージ相殺ミクサ回路を示す回路図、第４図
は第３図の回路のｃ点，ｄ点における中間周波信号とイ
メージ信号との間の位相関係を示すベクトル図、第５図
は第３図の要部における各信号の位相関係を示す説明
図、第６図は本発明の更に他の応用例としてのチユーナ
回路を示す回路図、である。 符号の説明 １……入力端子、２，６……減衰器、３，４……ミク
サ、５……局部発振回路、７，８……差動増幅器、９…
…出力端子、１０，１２……１／２波長の伝送路、１１
……増幅器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 野田 正樹 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地 株 式会社日立製作所家電研究所内 (72)発明者 青鹿 忠祐 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地 株 式会社日立製作所家電研究所内
Claims (1)
- 【請求項１】高周波信号を直接入力される第１のミクサ
と、前記高周波信号を第１の減衰手段を介して入力され
る第２のミクサと、前記第１のミクサの出力を第２の減
衰手段を介して一方の入力側に入力され、前記第２のミ
クサの出力を直接他方の入力側に入力され、両者を逆相
加算、増幅して出力する第１の逆相加算・増幅手段と、
前記第１のミクサの出力を直接一方の入力側に入力さ
れ、前記第１の逆相加算・増幅手段の出力を直接他方の
入力側に入力され、両者を逆相加算、増幅して出力する
第２の逆相加算・増幅手段と、から成り、 該第２の逆相加算・増幅手段の出力として得られる中間
周波信号に、前記第１のミクサの出力側に現れることの
ある不要歪波信号が途中で抑圧されて出現しないように
したことを特徴とするミクサ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25091185A JPH0640605B2 (ja) | 1985-11-11 | 1985-11-11 | ミクサ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25091185A JPH0640605B2 (ja) | 1985-11-11 | 1985-11-11 | ミクサ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62111506A JPS62111506A (ja) | 1987-05-22 |
| JPH0640605B2 true JPH0640605B2 (ja) | 1994-05-25 |
Family
ID=17214855
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25091185A Expired - Fee Related JPH0640605B2 (ja) | 1985-11-11 | 1985-11-11 | ミクサ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0640605B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011091682A (ja) * | 2009-10-23 | 2011-05-06 | Murata Mfg Co Ltd | 無線信号受信装置 |
-
1985
- 1985-11-11 JP JP25091185A patent/JPH0640605B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62111506A (ja) | 1987-05-22 |
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