JPH0638567B2 - 周波数変換器 - Google Patents
周波数変換器Info
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- JPH0638567B2 JPH0638567B2 JP60021646A JP2164685A JPH0638567B2 JP H0638567 B2 JPH0638567 B2 JP H0638567B2 JP 60021646 A JP60021646 A JP 60021646A JP 2164685 A JP2164685 A JP 2164685A JP H0638567 B2 JPH0638567 B2 JP H0638567B2
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- mixer
- phase
- frequency
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/18—Modifications of frequency-changers for eliminating image frequencies
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Surface Acoustic Wave Elements And Circuit Networks Thereof (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明はＵＨＦ帯あるいはマイクロ波帯に使用される周
波数変換器に関する。特にイメージ信号を減衰させるイ
メージ相殺形の周波数変換器に関する。
波数変換器に関する。特にイメージ信号を減衰させるイ
メージ相殺形の周波数変換器に関する。
ＵＨＦ帯，マイクロ波帯の受信機の周波数変換回路で
は、狭帯域な帯域通過形フィルタを必要とせずにイメー
ジ信号を減衰することのできるイメージ相殺形周波数変
換器が知られており、この例として、特開昭56−75709
号公報，特開昭57−193106号公報に記載がある。
は、狭帯域な帯域通過形フィルタを必要とせずにイメー
ジ信号を減衰することのできるイメージ相殺形周波数変
換器が知られており、この例として、特開昭56−75709
号公報，特開昭57−193106号公報に記載がある。
しかし、これらの周波数変換に用いられている３dB90゜
電力分配器では、マイクロストリップ線路などを用い構
成しているため、広い周波数範囲にわたつて90゜位相差
の信号を得ることが難かしく、広帯域な入力信号周波数
に対してイメージ信号を減衰させ得ないという問題があ
った。さらにイメージ相殺形の周波数変換器をモノリシ
ック集積回路で構成しようとした場合、３dB90゜電力分
配器をマイクロストリップ線路などで構成しているため
周波数変換器の形状が大きくなるという問題がある。
電力分配器では、マイクロストリップ線路などを用い構
成しているため、広い周波数範囲にわたつて90゜位相差
の信号を得ることが難かしく、広帯域な入力信号周波数
に対してイメージ信号を減衰させ得ないという問題があ
った。さらにイメージ相殺形の周波数変換器をモノリシ
ック集積回路で構成しようとした場合、３dB90゜電力分
配器をマイクロストリップ線路などで構成しているため
周波数変換器の形状が大きくなるという問題がある。
本発明の目的は、これらの問題点を解決し、広帯域な入
力信号周波数にわたって良好なイメージ信号減衰度が得
られるイメージ相殺形の周波数変換器を得ることにあ
る。
力信号周波数にわたって良好なイメージ信号減衰度が得
られるイメージ相殺形の周波数変換器を得ることにあ
る。
このため、本発明では２個の電圧制御発振器を用い、こ
の２個の電圧制御発振器の信号を位相検波器にて比較
し、１個の電圧制御発振器をこの位相検波器出力にて位
相同期ループを形成して制御することにより、２個の電
圧制御発振器の発振信号の位相差を90゜に保ち、この発
振信号それぞれを用いて２個の混合器にて周波数変換を
行い、出力信号を３dB90゜電力合成器を用いてイメージ
信号を減衰させる。
の２個の電圧制御発振器の信号を位相検波器にて比較
し、１個の電圧制御発振器をこの位相検波器出力にて位
相同期ループを形成して制御することにより、２個の電
圧制御発振器の発振信号の位相差を90゜に保ち、この発
振信号それぞれを用いて２個の混合器にて周波数変換を
行い、出力信号を３dB90゜電力合成器を用いてイメージ
信号を減衰させる。
以下、本発明の一実施例を第１図により説明する。第１
図において、１は第１の電圧制御発振器（以下、第１の
ＶＣＯと略す）、２は第２の電圧制御発振器（以下、第
２のＶＣＯと略す）、３は位相検波器、４はループアン
プ、５はループフィルタ、６は加算器、７は第１の混合
器、８は第２の混合器、９は３dB90゜電力合成器、10は
入力端子、11は出力端子、12，13は低域通過フィルタ、
14は終端抵抗、15は３dB電力分配器、20は選局電圧端子
である。
図において、１は第１の電圧制御発振器（以下、第１の
ＶＣＯと略す）、２は第２の電圧制御発振器（以下、第
２のＶＣＯと略す）、３は位相検波器、４はループアン
プ、５はループフィルタ、６は加算器、７は第１の混合
器、８は第２の混合器、９は３dB90゜電力合成器、10は
入力端子、11は出力端子、12，13は低域通過フィルタ、
14は終端抵抗、15は３dB電力分配器、20は選局電圧端子
である。
ここで、イメージ信号相殺動作を説明する。選局電圧端
子20に印加した選局電圧で発振信号周波数を制御された
第１のＶＣＯ１の発振信号を、第２のＶＣＯ２，位相検
波器３，ループアンプ４，ループフイルタ５で形成した
位相同期ループの位相検波器３に入力する。よく知られ
ているように位相同期ループでは、定常の同期状態では
位相検波器３の入力信号の位相と位相同期ループ内の電
圧制御発振器（第２のＶＣＯ２）の発振信号の位相と
は、ほぼ90゜の位相差が保たれており、図中ａ点とｂ点
には、周波数が等しく位相差が90゜の２信号が存在す
る。また、本実施例では選局電圧端子20からの選局電圧
を第１のＶＣＯ１へは直接に、第２のＶＣＯ２へは位相
検波器の出力直流電圧に加算器６で重畳して同時に印加
するため、第１のＶＣＯ１と第２のＶＣＯ２の発振周波
数差が少なく第２のＶＣＯ２における位相同期への引込
み周波数幅を広げることなく、広帯域の入力信号に対し
ても同期状態を保つことが可能であるため、広帯域の90
゜移相器を実現している。
子20に印加した選局電圧で発振信号周波数を制御された
第１のＶＣＯ１の発振信号を、第２のＶＣＯ２，位相検
波器３，ループアンプ４，ループフイルタ５で形成した
位相同期ループの位相検波器３に入力する。よく知られ
ているように位相同期ループでは、定常の同期状態では
位相検波器３の入力信号の位相と位相同期ループ内の電
圧制御発振器（第２のＶＣＯ２）の発振信号の位相と
は、ほぼ90゜の位相差が保たれており、図中ａ点とｂ点
には、周波数が等しく位相差が90゜の２信号が存在す
る。また、本実施例では選局電圧端子20からの選局電圧
を第１のＶＣＯ１へは直接に、第２のＶＣＯ２へは位相
検波器の出力直流電圧に加算器６で重畳して同時に印加
するため、第１のＶＣＯ１と第２のＶＣＯ２の発振周波
数差が少なく第２のＶＣＯ２における位相同期への引込
み周波数幅を広げることなく、広帯域の入力信号に対し
ても同期状態を保つことが可能であるため、広帯域の90
゜移相器を実現している。
この90゜移相器の出力信号は90゜の位相差をもち、ａ
点，ｂ点を通して第１の混合器７と第２の混合器８に入
力する。入力端子10からは入力信号を印加し３dB電力分
配器15で等分し、第１の混合器７と第２の混合器８に入
力する。ここでは、中間周波信号周波数が入力信号周波
数より低くなる場合について説明するため、第１の混合
器７と第２の混合器８で混合された信号は低域通過フィ
ルタ12，13を通してｃ点，ｄ点に現れる。
点，ｂ点を通して第１の混合器７と第２の混合器８に入
力する。入力端子10からは入力信号を印加し３dB電力分
配器15で等分し、第１の混合器７と第２の混合器８に入
力する。ここでは、中間周波信号周波数が入力信号周波
数より低くなる場合について説明するため、第１の混合
器７と第２の混合器８で混合された信号は低域通過フィ
ルタ12，13を通してｃ点，ｄ点に現れる。
以下、この位相関係を説明する。入力端子10から印加す
る入力信号eiを ｅi＝Ｅs sin Ｗst ……………(1) とする。またｂ点を通り第１の混合器７に入力する局部
発振信号ｅl1を ｅl1＝Ｅl cos Ｗlt ……………(2) とし、ａ点を通り第２の混合器８に入力する局部発振信
号ｅl2をel1より90゜位相のずれた el2＝Ｅl sin Ｗlt ……………(3) とする。さらにイメージ信号eIMを入力信号と同相と
し、 eIM＝ＥIM sin ＷIMt ……………(4) とする。イメージ信号の周波数関係は ＷIM＝２Ｗl−Ｗs ……………(5) である。以下では位相関係に注目し(1)〜(4)式の位相成
分のみを用いる。また前述したように中間周波信号周波
数を入力信号周波数より低く設定するため、混合された
周波数成分のうち和成分は除外する。
る入力信号eiを ｅi＝Ｅs sin Ｗst ……………(1) とする。またｂ点を通り第１の混合器７に入力する局部
発振信号ｅl1を ｅl1＝Ｅl cos Ｗlt ……………(2) とし、ａ点を通り第２の混合器８に入力する局部発振信
号ｅl2をel1より90゜位相のずれた el2＝Ｅl sin Ｗlt ……………(3) とする。さらにイメージ信号eIMを入力信号と同相と
し、 eIM＝ＥIM sin ＷIMt ……………(4) とする。イメージ信号の周波数関係は ＷIM＝２Ｗl−Ｗs ……………(5) である。以下では位相関係に注目し(1)〜(4)式の位相成
分のみを用いる。また前述したように中間周波信号周波
数を入力信号周波数より低く設定するため、混合された
周波数成分のうち和成分は除外する。
第１の混合器７では、入力信号に対し(1)式と(2)式、イ
メージ信号に対し(4)式と(2)式を混合し、和の周波数成
分を除き、差の周波数成分に着目すると次の式に示され
る周波数変換が行われる。
メージ信号に対し(4)式と(2)式を混合し、和の周波数成
分を除き、差の周波数成分に着目すると次の式に示され
る周波数変換が行われる。
sin Ｗst×cos Ｗlt⇒sin(Ｗl−Ｗs)t ……(6) sin ＷIMt×cos Ｗlt⇒sin(Ｗl−ＷIM)t ＝−sin(Ｗl−Ｗs)t …(7) となる。また、第２の混合器８では、入力信号に対し
(1)式と(3)式、イメージ信号に対し(4)式と(3)式を混合
し、 sin Ｗst×sin Ｗlt⇒cos(Ｗl−Ｗs)t …(8) sin ＷIMt×sin Ｗlt⇒cos(Ｗl−ＷIM)t ＝cos(Ｗl−Ｗs)t …(9) となる。
(1)式と(3)式、イメージ信号に対し(4)式と(3)式を混合
し、 sin Ｗst×sin Ｗlt⇒cos(Ｗl−Ｗs)t …(8) sin ＷIMt×sin Ｗlt⇒cos(Ｗl−ＷIM)t ＝cos(Ｗl−Ｗs)t …(9) となる。
図中ｃ点，ｄ点に現れる中間周波信号とイメージ信号の
位相関係、すなわち上記(6)〜(9)式の位相関係を第２図
に示す。第２図において、21はｃ点での中間周波信号の
位相、22はｃ点でのイメージ信号の位相、23はｄ点での
中間周波信号の位相、24はｄ点でのイメージ信号の位相
である。
位相関係、すなわち上記(6)〜(9)式の位相関係を第２図
に示す。第２図において、21はｃ点での中間周波信号の
位相、22はｃ点でのイメージ信号の位相、23はｄ点での
中間周波信号の位相、24はｄ点でのイメージ信号の位相
である。
第２図に示した位相関係をもつ信号をｃ点，ｄ点を通
り、３dB90゜電力合成器９に入力する。
り、３dB90゜電力合成器９に入力する。
第３図に３dB90゜電力合成器９を第２図の位相関係とあ
わせて示す。第３図で中間周波信号を実線の矢印で、イ
メージ信号を破線で示す3dB90゜電力合成器９はｃ〜ｆ
点でｃ−ｅ間，ｅ−ｆ間，ｆ−ｄ間，ｄ−ｃ間は90゜移
相、ｃ−ｆ間，ｄ−ｅ間は180゜移相となる。
わせて示す。第３図で中間周波信号を実線の矢印で、イ
メージ信号を破線で示す3dB90゜電力合成器９はｃ〜ｆ
点でｃ−ｅ間，ｅ−ｆ間，ｆ−ｄ間，ｄ−ｃ間は90゜移
相、ｃ−ｆ間，ｄ−ｅ間は180゜移相となる。
ｃ点から入力した信号は90゜移相しｅ点へ、180゜移相
しｆ点へそれぞれ出力し、またｄ点から入力した信号は
90゜移相しｆ点へ、180゜移相しｅ点へそれぞれ出力す
る。このため第３図に示すように、ｅ点では中間周波信
号（21′と23′）が打ち消し合いイメージ信号（22′と
24′）のみが出力し、またｆ点ではイメージ信号（22′
と24′）が打ち消し合い中間周波信号（21′と23′）の
みが出力する。したがって、ｅ点を終端抵抗14で終端
し、ｆ点から中間周波信号を取り出すことでイメージ信
号を相殺できる。以上の説明ではイメージ信号と入力信
号が同相の場合であったが、イメージ信号の位相と入力
信号の位相が任意の位相差である場合にも、同様のイメ
ージ相殺動作が行われる。
しｆ点へそれぞれ出力し、またｄ点から入力した信号は
90゜移相しｆ点へ、180゜移相しｅ点へそれぞれ出力す
る。このため第３図に示すように、ｅ点では中間周波信
号（21′と23′）が打ち消し合いイメージ信号（22′と
24′）のみが出力し、またｆ点ではイメージ信号（22′
と24′）が打ち消し合い中間周波信号（21′と23′）の
みが出力する。したがって、ｅ点を終端抵抗14で終端
し、ｆ点から中間周波信号を取り出すことでイメージ信
号を相殺できる。以上の説明ではイメージ信号と入力信
号が同相の場合であったが、イメージ信号の位相と入力
信号の位相が任意の位相差である場合にも、同様のイメ
ージ相殺動作が行われる。
以上説明したように、本実施例では局部発振回路を、位
相同期ループに第１のＶＣＯ１を付加し、位相同期ルー
プ内の第２のＶＣＯ２と選局電圧で連動させる構成にし
ているため、広帯域に90゜移相した２信号を供給でき、
広帯域の入力信号に対しても上記のイメージ信号相殺動
作が可能という効果がある。
相同期ループに第１のＶＣＯ１を付加し、位相同期ルー
プ内の第２のＶＣＯ２と選局電圧で連動させる構成にし
ているため、広帯域に90゜移相した２信号を供給でき、
広帯域の入力信号に対しても上記のイメージ信号相殺動
作が可能という効果がある。
以下、第１図に示すブロック構成図の各ブロックの具体
的な実施例について述べる。
的な実施例について述べる。
第４図は90゜位相差の２つの発振出力を得る発振器の一
実施例である。同図において第１図もしくは図中の同じ
番号は同様な機能ブロックをしめす。ＶＣＯ１，２はト
ランジスタ30とコンデンサ31，32，33，34とインダクタ
ンス35と可変容量ダイオード36から成るクラップ形発振
回路とトランジスタ37，38の緩衝用増幅回路で構成さ
れ、抵抗39，40，41，42，43，53，54は各トランジスタ
バイアスを与え、コンデンサ44，45は直流阻止用、抵抗
46は可変容量ダイオード36に選局用のバイアスを与え
る。
実施例である。同図において第１図もしくは図中の同じ
番号は同様な機能ブロックをしめす。ＶＣＯ１，２はト
ランジスタ30とコンデンサ31，32，33，34とインダクタ
ンス35と可変容量ダイオード36から成るクラップ形発振
回路とトランジスタ37，38の緩衝用増幅回路で構成さ
れ、抵抗39，40，41，42，43，53，54は各トランジスタ
バイアスを与え、コンデンサ44，45は直流阻止用、抵抗
46は可変容量ダイオード36に選局用のバイアスを与え
る。
位相検波器３はトランジスタ47とバイアスを与える抵抗
48，49で構成され、ループアンプ４は差動増幅器等で構
成され、ループフィルタ５は抵抗50，51とコンデンサ52
から成るラグリード形フィルタで構成される。
48，49で構成され、ループアンプ４は差動増幅器等で構
成され、ループフィルタ５は抵抗50，51とコンデンサ52
から成るラグリード形フィルタで構成される。
位相検波器３はトランジスタ47のエミッタにＶＣＯ１の
出力ａ′を入力し、ベースにＶＣＯ２の分岐された発振
出力ｂ′を入力し、トランジスタ47のミクサ動作によっ
てコレクタより位相差に比例した電圧を取り出し、ルー
プアンプ４とループフイルタ５を介し、加算器６で選局
電圧ＶＴに重畳され、ＶＣＯ２の可変容量ダイオード36
b に印加され、ＰＬＬのループを形成する。この結果、
ＶＣＯ１の発振出力ａに対して90゜位相差をもつ出力
が、ＶＣＯ２の発振出力ｂとして得られる。
出力ａ′を入力し、ベースにＶＣＯ２の分岐された発振
出力ｂ′を入力し、トランジスタ47のミクサ動作によっ
てコレクタより位相差に比例した電圧を取り出し、ルー
プアンプ４とループフイルタ５を介し、加算器６で選局
電圧ＶＴに重畳され、ＶＣＯ２の可変容量ダイオード36
b に印加され、ＰＬＬのループを形成する。この結果、
ＶＣＯ１の発振出力ａに対して90゜位相差をもつ出力
が、ＶＣＯ２の発振出力ｂとして得られる。
なお、本実施例の発振回路，位相検波器，ループアン
プ，ループフィルタはこれに限るものでなく同様な機能
を得るために、変形および他の構成でも可能なことは言
うまでもない。
プ，ループフィルタはこれに限るものでなく同様な機能
を得るために、変形および他の構成でも可能なことは言
うまでもない。
第５図は、混合器の一実施構成例を示したもので混合器
としてシングルバランスミクサを用いた例を示してい
る。第５図で、40，41は３dB電力分配器、42〜45は混合
ダイオード、46，47は結合コンデンサである。第５図で
破線で囲んだ部分50，51はシングルバランスミクサで、
第１図の本発明のブロツク構成図の第１の混合器７は50
に、第２の混合器８は51と対応している。シングルバラ
ンスミクサ50で、電力分配器40によって印加された入力
信号はミクサダイオード42，43に分配されて加えられ
る。一方発振信号はダイオード42，43の接続に同相で加
えられ、この回路はシングルバランスミクサ動作を行
う。この時、発振信号が出力される第２のＶＣＯの出力
点ｂとは中間周波信号周波数に対して高インピーダンス
となる小容量で接合されており、中間周波信号成分は端
子48から出力される。同様にシングルバランスミクサ51
も動作するが、発振信号としてシングルバランスミクサ
50への発振信号とは90゜位相差を持つ第１の制御発振器
の出力端子ａからの発振信号を入力して周波数変換動作
を行い、端子49から中間周波信号成分は出力される。以
上説明したようにシングルバランスミクサ50，51には入
力信号は同相で、発振信号90゜位相差で印加されるの
で、第１図で本発明の動作について説明したように端子
48からの出力を低周波フィルタ13に、また端子49からの
出力を低周波フィルタ14に入力して３dB90゜電力合成器
に合成することによりイメージ信号を減衰できる周波数
変換器が構成される。本回路は周波数変換器として２次
歪が少ないという効果がある。第６図は差動増幅対を利
用したアナログかけ算回路を混合器として用いた例を示
したものである。60，61は差動対を構成するトランジス
タ、62は電流源のトランジスタ、63はエミッタ抵抗、6
4，65は負荷抵抗、66，67は入力端子、68，69は出力端
子であり、破線で囲んだ部分が１個の混合器を形成して
おり、第１図のブロック構成図の第１の混合器７が70
に、第２混合器８が71に対応する。混合器70についてい
えば、差動対トランジスタ60，61のベース端子には第５
図の40、あるいは41に示すような電力分配器により振幅
が等しく逆位相の入力信号が印加され、一方トランジス
タ62のベースには第２のＶＣＯから発振信号が加えら
れ、差動対トランジスタ60，61の電流変化とトランジス
タ62の発振信号によって変調されたエミッタ電流とがか
け算され、差動対トランジスタ60，61のコレクタに変換
された信号が生成される。混合器70ではトランジスタ61
のコレクタから変換信号成分が取り出され、端子68から
出力される。混合器71の回路細部は混合器70と同じなの
で省略してある。混合器71の入力には混合器70と同じよ
うに差動対トランジスタのベース端子に逆相で印加され
るが、電流源トランジスタのベース端子には混合器70の
発振信号と90゜位相差のある第２制御発振器からの発振
信号が加えられている。これにより、混合器70，71の出
力端子68，69には第１図の本発明のブロック構成図で説
明したような中間周波信号成分が得られる。これを低周
波フィルタ13，14に入力したのち３dB90゜電力合成器に
て合成することによりイメージ信号を減衰できる周波変
換器が構成される。なお第６図ではベースバイアス回路
は省略してある。本回路例においてはミクサ回路をトラ
ンジスタなどの半導体において混合器を形成できるの
で、第４図に示した電圧制御発振器及び位相同期ループ
を含め、発振器の共振コイルとなるインダクタンスを除
き、容量，抵抗，トランジスタなどによりモノリシック
集積回路を構成できるという効果がある。なお混合回路
においては２つの実施例について示したが、これらに限
るものでなく他のＦＥＴ・トランジスタなどを用いた混
合回路をも用いることができる。
としてシングルバランスミクサを用いた例を示してい
る。第５図で、40，41は３dB電力分配器、42〜45は混合
ダイオード、46，47は結合コンデンサである。第５図で
破線で囲んだ部分50，51はシングルバランスミクサで、
第１図の本発明のブロツク構成図の第１の混合器７は50
に、第２の混合器８は51と対応している。シングルバラ
ンスミクサ50で、電力分配器40によって印加された入力
信号はミクサダイオード42，43に分配されて加えられ
る。一方発振信号はダイオード42，43の接続に同相で加
えられ、この回路はシングルバランスミクサ動作を行
う。この時、発振信号が出力される第２のＶＣＯの出力
点ｂとは中間周波信号周波数に対して高インピーダンス
となる小容量で接合されており、中間周波信号成分は端
子48から出力される。同様にシングルバランスミクサ51
も動作するが、発振信号としてシングルバランスミクサ
50への発振信号とは90゜位相差を持つ第１の制御発振器
の出力端子ａからの発振信号を入力して周波数変換動作
を行い、端子49から中間周波信号成分は出力される。以
上説明したようにシングルバランスミクサ50，51には入
力信号は同相で、発振信号90゜位相差で印加されるの
で、第１図で本発明の動作について説明したように端子
48からの出力を低周波フィルタ13に、また端子49からの
出力を低周波フィルタ14に入力して３dB90゜電力合成器
に合成することによりイメージ信号を減衰できる周波数
変換器が構成される。本回路は周波数変換器として２次
歪が少ないという効果がある。第６図は差動増幅対を利
用したアナログかけ算回路を混合器として用いた例を示
したものである。60，61は差動対を構成するトランジス
タ、62は電流源のトランジスタ、63はエミッタ抵抗、6
4，65は負荷抵抗、66，67は入力端子、68，69は出力端
子であり、破線で囲んだ部分が１個の混合器を形成して
おり、第１図のブロック構成図の第１の混合器７が70
に、第２混合器８が71に対応する。混合器70についてい
えば、差動対トランジスタ60，61のベース端子には第５
図の40、あるいは41に示すような電力分配器により振幅
が等しく逆位相の入力信号が印加され、一方トランジス
タ62のベースには第２のＶＣＯから発振信号が加えら
れ、差動対トランジスタ60，61の電流変化とトランジス
タ62の発振信号によって変調されたエミッタ電流とがか
け算され、差動対トランジスタ60，61のコレクタに変換
された信号が生成される。混合器70ではトランジスタ61
のコレクタから変換信号成分が取り出され、端子68から
出力される。混合器71の回路細部は混合器70と同じなの
で省略してある。混合器71の入力には混合器70と同じよ
うに差動対トランジスタのベース端子に逆相で印加され
るが、電流源トランジスタのベース端子には混合器70の
発振信号と90゜位相差のある第２制御発振器からの発振
信号が加えられている。これにより、混合器70，71の出
力端子68，69には第１図の本発明のブロック構成図で説
明したような中間周波信号成分が得られる。これを低周
波フィルタ13，14に入力したのち３dB90゜電力合成器に
て合成することによりイメージ信号を減衰できる周波変
換器が構成される。なお第６図ではベースバイアス回路
は省略してある。本回路例においてはミクサ回路をトラ
ンジスタなどの半導体において混合器を形成できるの
で、第４図に示した電圧制御発振器及び位相同期ループ
を含め、発振器の共振コイルとなるインダクタンスを除
き、容量，抵抗，トランジスタなどによりモノリシック
集積回路を構成できるという効果がある。なお混合回路
においては２つの実施例について示したが、これらに限
るものでなく他のＦＥＴ・トランジスタなどを用いた混
合回路をも用いることができる。
第７図に、３dB90゜電力合成器に弾性表面波素子を用い
た実施例を示す。第７図で第１図と同一機能を有するも
のは同一番号を付し説明を略す。
た実施例を示す。第７図で第１図と同一機能を有するも
のは同一番号を付し説明を略す。
第７図において80は90゜位相合成弾性表面波素子（以下
90゜ＳＡＷ素子と略す）、81，82は入力側電極指、83は
出力側電極指、84はｃ点より入力した信号の伝搬路、85
はｄ点より入力した信号の伝搬路である。この90゜ＳＡ
Ｗ素子80については、英国で出版されているエレクトロ
レターズ誌の1977年第13巻第19号の第586頁から第588頁
に記載されているヘナフ及びキャレル著の“４−フェー
ズピーエスケー ディファレンシャル デモジュレータ
ユージング エーエスダブリュー ディレイ ライン
ズ”（Electron Letters pp. 586 〜588 Vol.13 No.19
(1977)におけるHenaff及びCarel による“４−Phase P.
S.K. Differential Demodulator using A.S.W. Delay L
ines”）と題する文献において論じられている。図中ｃ
点，ｄ点より入力した第２図の位相関係をもつ信号は、
電極指の位置、すなわち上記入力２信号の伝搬路84，85
の長さを中間周波信号の位相の90゜に相当する長さだけ
ずらし、出力側電極指に上記入力２信号が同相で出力す
るよう配置した入力側電極指81，82に印加される。上記
入力２信号の中間周波信号成分は、第２図の位相関係か
ら90゜の位相差があり、上記入力電極指81，82の位置関
係により90゜の位相差が相殺され、90゜ＳＡＷ素子80の
基板媒質上を同位相で伝搬し出力側電極指83で合成され
た中間周波信号を得る。このとき、第２図の位相関係か
ら、ｃ点から入力する中間周波信号を90゜移相しｄ点か
ら入力する中間周波信号と同相とする場合も、あるいは
ｄ点から入力する中間周波信号を90゜移相しｃ点から入
力する中間周波信号と同相とする場合も、イメージ信号
の位相同士は逆相となり、イメージ信号成分は相殺され
減衰する。
90゜ＳＡＷ素子と略す）、81，82は入力側電極指、83は
出力側電極指、84はｃ点より入力した信号の伝搬路、85
はｄ点より入力した信号の伝搬路である。この90゜ＳＡ
Ｗ素子80については、英国で出版されているエレクトロ
レターズ誌の1977年第13巻第19号の第586頁から第588頁
に記載されているヘナフ及びキャレル著の“４−フェー
ズピーエスケー ディファレンシャル デモジュレータ
ユージング エーエスダブリュー ディレイ ライン
ズ”（Electron Letters pp. 586 〜588 Vol.13 No.19
(1977)におけるHenaff及びCarel による“４−Phase P.
S.K. Differential Demodulator using A.S.W. Delay L
ines”）と題する文献において論じられている。図中ｃ
点，ｄ点より入力した第２図の位相関係をもつ信号は、
電極指の位置、すなわち上記入力２信号の伝搬路84，85
の長さを中間周波信号の位相の90゜に相当する長さだけ
ずらし、出力側電極指に上記入力２信号が同相で出力す
るよう配置した入力側電極指81，82に印加される。上記
入力２信号の中間周波信号成分は、第２図の位相関係か
ら90゜の位相差があり、上記入力電極指81，82の位置関
係により90゜の位相差が相殺され、90゜ＳＡＷ素子80の
基板媒質上を同位相で伝搬し出力側電極指83で合成され
た中間周波信号を得る。このとき、第２図の位相関係か
ら、ｃ点から入力する中間周波信号を90゜移相しｄ点か
ら入力する中間周波信号と同相とする場合も、あるいは
ｄ点から入力する中間周波信号を90゜移相しｃ点から入
力する中間周波信号と同相とする場合も、イメージ信号
の位相同士は逆相となり、イメージ信号成分は相殺され
減衰する。
このように、第７図に示した実施例では３dB90゜電力合
成器を簡単な構造の弾性表面波素子で構成し、イメージ
相殺形の周波数変換器を得ている。
成器を簡単な構造の弾性表面波素子で構成し、イメージ
相殺形の周波数変換器を得ている。
弾性表面波素子は電極指の形状で比較的容易にフィルタ
特性が得られるため、第１図で12，13に示した低域通過
フィルタの動作を入力側の２つの電極指で行わさせるこ
とや、出力側電極指で中間周波信号用の帯域通過フィル
タを構成することができる。また、とくに低い周波数の
中間周波信号の３dB90゜電力合成器は弾性表面波素子を
用いて小型化が図れるという効果もある。さらに、出力
側ではイメージ信号が減衰されているため第１図に示し
た終端抵抗14は必要ない。
特性が得られるため、第１図で12，13に示した低域通過
フィルタの動作を入力側の２つの電極指で行わさせるこ
とや、出力側電極指で中間周波信号用の帯域通過フィル
タを構成することができる。また、とくに低い周波数の
中間周波信号の３dB90゜電力合成器は弾性表面波素子を
用いて小型化が図れるという効果もある。さらに、出力
側ではイメージ信号が減衰されているため第１図に示し
た終端抵抗14は必要ない。
本実施例では、入力側電極指81，82の位置だけで伝搬路
84，85の長さの差を、中間周波信号の位相の90゜に相当
する長さに設定したが、これ以外にも入力側電極指の位
置は同じくし出力側電極指を中間周波信号の位相の90゜
に相当する長さだけ位置を変えて伝搬路の長さの差を設
定した構造や、入力側電極指と出力側電極指の両方で伝
搬路の長さの差を中間信号の位相の90゜に相当する長さ
に設定した構造などがあり、こういった本実施例以外の
電極指構造で90゜移相器あるいは合成器を構成した弾性
表面波素子を用いても同様な効果が得られる。
84，85の長さの差を、中間周波信号の位相の90゜に相当
する長さに設定したが、これ以外にも入力側電極指の位
置は同じくし出力側電極指を中間周波信号の位相の90゜
に相当する長さだけ位置を変えて伝搬路の長さの差を設
定した構造や、入力側電極指と出力側電極指の両方で伝
搬路の長さの差を中間信号の位相の90゜に相当する長さ
に設定した構造などがあり、こういった本実施例以外の
電極指構造で90゜移相器あるいは合成器を構成した弾性
表面波素子を用いても同様な効果が得られる。
さらに、この電極指構造は１方向性電極に比べ、比較的
広帯域に９０゜移相が可能なため、ＴＶ信号や、それ以
上の帯域を有する信号に対するイメージ信号除去周波数
変換回路に適している。
広帯域に９０゜移相が可能なため、ＴＶ信号や、それ以
上の帯域を有する信号に対するイメージ信号除去周波数
変換回路に適している。
また、弾性表面波素子には挿入損失が大きい場合がある
が、弾性表面波素子で構成した３dB90゜電力合成器の前
段に、３dB90゜電力合成器に入力する２信号を増幅する
増幅器を設けても、上述した効果が得られることはいう
までもない。
が、弾性表面波素子で構成した３dB90゜電力合成器の前
段に、３dB90゜電力合成器に入力する２信号を増幅する
増幅器を設けても、上述した効果が得られることはいう
までもない。
以上説明したように本発明によれば、２個の電圧制御発
振器と位相同期ループにより、広い発振周波数にわたっ
て90゜位相差のある発振信号を得ることができ、この発
振信号を用いてイメージ相殺形周波数変換器を構成する
ことにより、広い入力信号周波数範囲にわたってイメー
ジ信号を減衰できる効果がある。さらに90゜位相差は、
従来のストリップ線路などでなく、トランジスタ等の半
導体部品と容量，抵抗などで構成できるのでモノリシッ
ク集積化も容易になるという利点も有する。さらに３dB
90゜電力合成器は中間周波信号周波数が低い場合は形状
が大きくなるが弾性表面波素子を用いた３dB90゜電力合
成器を用いることにより小形化ができるという利点も有
する。
振器と位相同期ループにより、広い発振周波数にわたっ
て90゜位相差のある発振信号を得ることができ、この発
振信号を用いてイメージ相殺形周波数変換器を構成する
ことにより、広い入力信号周波数範囲にわたってイメー
ジ信号を減衰できる効果がある。さらに90゜位相差は、
従来のストリップ線路などでなく、トランジスタ等の半
導体部品と容量，抵抗などで構成できるのでモノリシッ
ク集積化も容易になるという利点も有する。さらに３dB
90゜電力合成器は中間周波信号周波数が低い場合は形状
が大きくなるが弾性表面波素子を用いた３dB90゜電力合
成器を用いることにより小形化ができるという利点も有
する。
第１図は本発明の実施例を示すブロック構成図、第２図
および第３図は第１図に示す本発明のブロック構成の動
作原理を説明するためのブロック図、第４図は第１図に
示すブロック構成図の電圧制御発振器の構成例を示す回
路図、第５図，第６図は第１図に示すブロック構成図の
混合器の構成例を示す回路図、第７図は本発明の第２の
実施例を示すブロック構成図である。 １……第１の電圧制御発振器、 ２……第２の電圧制御発振器、 ３……位相検波器、５……ループフィルタ、 ７……第１の混合器、８……第２の混合器、 ９……３dB90゜電力合成器、 13，14……低域フィルタ、 80……90゜位相合成弾性表面波素子。
および第３図は第１図に示す本発明のブロック構成の動
作原理を説明するためのブロック図、第４図は第１図に
示すブロック構成図の電圧制御発振器の構成例を示す回
路図、第５図，第６図は第１図に示すブロック構成図の
混合器の構成例を示す回路図、第７図は本発明の第２の
実施例を示すブロック構成図である。 １……第１の電圧制御発振器、 ２……第２の電圧制御発振器、 ３……位相検波器、５……ループフィルタ、 ７……第１の混合器、８……第２の混合器、 ９……３dB90゜電力合成器、 13，14……低域フィルタ、 80……90゜位相合成弾性表面波素子。
Claims (3)
- 【請求項１】第１の電圧制御発振器と、第２の電圧制御
発振器と、第１の電圧制御発振器の発振信号を基準信号
として位相比較して第２の電圧制御発振器の発振周波数
を制御する位相同期ループ回路と、入力信号を２端子に
３ｄＢ分配する３ｄＢ電力分配器と、３ｄＢ電力分配器
の出力の一端からの出力信号が導入され第２の電圧制御
発振器からの出力信号と混合する第１の混合器と、３ｄ
Ｂ電力分配器の出力のもう一端からの出力信号が導入さ
れ第１の電圧制御発振器からの発振信号と混合する第２
の混合器と、第１の混合器出力と、第２の混合器の出力
信号が導入され、中間周波信号を出力する３ｄＢ９０゜
電力合成器とを備え、イメージ信号を減衰することを特
徴とする周波数変換器。 - 【請求項２】特許請求の範囲第１項において、 第１の混合器出力信号と第２の混合器出力信号を入力す
る３ｄＢ９０゜電力合成器として、第１の混合器出力信
号の伝搬路長と第２の混合器出力信号の伝搬路長の差を
中間周波信号の位相の９０゜に相当する長さに設定した
電極指構造の弾性表面波素子を用いたことを特徴とする
周波数変換回路。 - 【請求項３】入力信号を２分配する電力分配器と、その
２信号が入力する第１、第２の周波数混合器と、その第
１、第２の周波数混合器に発振信号を入力する発振器
と、一方の周波数混合器に入力する発振信号を他方に対
し移相する移相器と、第１、第２の周波数混合器からの
第１、第２の中間周波信号を合成する電力合成器から成
るイメージ信号除去周波数混合器において、 電力合成器として、第１の混合器出力信号の伝搬路長と
第２の混合器出力信号の伝搬路長の差を中間周波信号の
位相の９０゜に相当する長さに設定した電極指構造の弾
性表面波素子を用いたことを特徴とする周波数変換回
路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60021646A JPH0638567B2 (ja) | 1985-02-08 | 1985-02-08 | 周波数変換器 |
| EP86101478A EP0198162A1 (en) | 1985-02-08 | 1986-02-05 | Frequency converter used for a receiver which receives signals of a UHF band or a microwave band |
| US06/827,626 US4731875A (en) | 1985-02-08 | 1986-02-10 | Frequency converter used for a receiver which receives signals of a UHF band or a microwave band |
| CA000501514A CA1244888A (en) | 1985-02-08 | 1986-02-10 | Frequency converter used for a receiver which receives signals of a uhf band or a microwave band |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60021646A JPH0638567B2 (ja) | 1985-02-08 | 1985-02-08 | 周波数変換器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61182305A JPS61182305A (ja) | 1986-08-15 |
| JPH0638567B2 true JPH0638567B2 (ja) | 1994-05-18 |
Family
ID=12060817
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60021646A Expired - Fee Related JPH0638567B2 (ja) | 1985-02-08 | 1985-02-08 | 周波数変換器 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4731875A (ja) |
| EP (1) | EP0198162A1 (ja) |
| JP (1) | JPH0638567B2 (ja) |
| CA (1) | CA1244888A (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2177875A (en) * | 1985-07-08 | 1987-01-28 | Philips Electronic Associated | Radio transmission system |
| JP2546331B2 (ja) * | 1988-04-26 | 1996-10-23 | ソニー株式会社 | Ｆｍ・ａｍ受信機 |
| JP2555145B2 (ja) * | 1988-05-09 | 1996-11-20 | 株式会社日立製作所 | 周波数変換器 |
| US5285120A (en) * | 1988-09-15 | 1994-02-08 | Rockwell International Corporation | Broadband phase splitter |
| US4896374A (en) * | 1988-12-09 | 1990-01-23 | Siemens Aktiengesellschaft | Broadband monolithic balanced mixer apparatus |
| US5140198A (en) * | 1989-08-30 | 1992-08-18 | Seiko Corporation | Image canceling mixer circuit on an integrated circuit chip |
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| US5410743A (en) * | 1993-06-14 | 1995-04-25 | Motorola, Inc. | Active image separation mixer |
| FR2720880B1 (fr) * | 1994-06-06 | 1996-08-02 | Fournier Jean Michel | Dispositif de suppression du signal image d'un signal de base transposé à une fréquence intermédiaire. |
| US5530927A (en) * | 1994-07-01 | 1996-06-25 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | Doubly balanced superconductive mixer network |
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| EP0940014A1 (en) * | 1996-04-29 | 1999-09-08 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for mixing signals |
| JPH1056392A (ja) * | 1996-08-08 | 1998-02-24 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 複数伝送方式、複数周波数帯域移動無線機の受信ミキサ回路 |
| US5870670A (en) * | 1996-09-23 | 1999-02-09 | Motorola, Inc. | Integrated image reject mixer |
| IT1294732B1 (it) * | 1997-09-15 | 1999-04-12 | Italtel Spa | Convertitore di frequenze subarmonico a reiezione d'immagine realizzato in microstriscia,particolarmente adatto all'impiego in |
| JP3481881B2 (ja) * | 1998-03-25 | 2003-12-22 | 株式会社東芝 | 無線装置 |
| US6675004B1 (en) * | 2000-08-25 | 2004-01-06 | Interwave Communications International Ltd. | Method and apparatus for receive channel noise suppression |
| US20070259636A1 (en) * | 2000-10-27 | 2007-11-08 | Fisher Daniel E | RF bridge for an angle rate interferometer |
| JP2004159056A (ja) * | 2002-11-06 | 2004-06-03 | Renesas Technology Corp | 信号生成回路 |
| US20100225374A1 (en) * | 2009-03-06 | 2010-09-09 | Infineon Technologies Ag | Low noise mixer |
| FI20125363L (fi) * | 2012-03-30 | 2013-10-01 | Voyantic Oy | Järjestelmä ja menetelmä radiotaajuustunnisteiden testaamiseksi |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US2964622A (en) * | 1957-10-21 | 1960-12-13 | Sylvania Electric Prod | Image suppressed superheterodyne receiver |
| US3159790A (en) * | 1960-07-18 | 1964-12-01 | Martin Marietta Corp | Low noise, multiple mixer system |
| US3515993A (en) * | 1967-10-24 | 1970-06-02 | Us Army | Quadruple-balance mixer |
| US3831097A (en) * | 1973-02-23 | 1974-08-20 | Rhg Electronics Labor Inc | Image recovery receiver |
| DE2730153A1 (de) * | 1977-07-04 | 1979-01-25 | Siemens Ag | Verfahren und vorrichtung zum empfangen von radiosignalen nach dem ueberlagerungsprinzip |
| GB2030806B (en) * | 1978-09-27 | 1982-11-17 | Plessey Co Ltd | Receiver front end arrangement |
| US4375700A (en) * | 1981-07-24 | 1983-03-01 | Rockwell International Corporation | Low frequency converter with isolated mixer sections |
| GB2148064B (en) * | 1983-10-14 | 1986-11-19 | Philips Electronic Associated | Image rejection mixer circuit |
-
1985
- 1985-02-08 JP JP60021646A patent/JPH0638567B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1986
- 1986-02-05 EP EP86101478A patent/EP0198162A1/en not_active Withdrawn
- 1986-02-10 US US06/827,626 patent/US4731875A/en not_active Expired - Lifetime
- 1986-02-10 CA CA000501514A patent/CA1244888A/en not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4731875A (en) | 1988-03-15 |
| CA1244888A (en) | 1988-11-15 |
| EP0198162A1 (en) | 1986-10-22 |
| JPS61182305A (ja) | 1986-08-15 |
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