JPH0644696B2 - パルス幅変調型パワーアンプの復調フィルタ - Google Patents
パルス幅変調型パワーアンプの復調フィルタInfo
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- JPH0644696B2 JPH0644696B2 JP59160022A JP16002284A JPH0644696B2 JP H0644696 B2 JPH0644696 B2 JP H0644696B2 JP 59160022 A JP59160022 A JP 59160022A JP 16002284 A JP16002284 A JP 16002284A JP H0644696 B2 JPH0644696 B2 JP H0644696B2
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- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 claims description 14
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- Filters And Equalizers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、Ｄ級増幅器の一種であるＰＷＭ（パルス幅変
調）型パワーアンプの復調フィルタに関する。
調）型パワーアンプの復調フィルタに関する。
増幅動作がスイッチング素子のオン、オフで行えるため
に高効率となるＰＷＭ型パワーアンプは、概略第５図の
ような構成をとる。図中、１は方形波発振部で、その出
力（方形波）をミラー積分部２で積分し、さらに三角波
増幅部３で増幅することにより、第６図に示すように一
定周期の三角波Ｔが得られる。この三角波Ｔをパルス幅
変調用の比較器４の一方の入力に与える。この比較器４
の他方の入力は、音声用プリアンプ部５で増幅され、さ
らにリミッタ部６で振幅制限された音声入力信号Ｖinで
あ。従って、比較器４の出力Ｐは２入力の大小関係に応
じて変換されたパルス幅を有するパルス列となり、比較
器４で音声入力信号Ｖinを反転入力とし、三角波Ｔを非
反転入力とすれば、パルス列Ｐは第６図のようなＰＷＭ
信号波となる。
に高効率となるＰＷＭ型パワーアンプは、概略第５図の
ような構成をとる。図中、１は方形波発振部で、その出
力（方形波）をミラー積分部２で積分し、さらに三角波
増幅部３で増幅することにより、第６図に示すように一
定周期の三角波Ｔが得られる。この三角波Ｔをパルス幅
変調用の比較器４の一方の入力に与える。この比較器４
の他方の入力は、音声用プリアンプ部５で増幅され、さ
らにリミッタ部６で振幅制限された音声入力信号Ｖinで
あ。従って、比較器４の出力Ｐは２入力の大小関係に応
じて変換されたパルス幅を有するパルス列となり、比較
器４で音声入力信号Ｖinを反転入力とし、三角波Ｔを非
反転入力とすれば、パルス列Ｐは第６図のようなＰＷＭ
信号波となる。
増幅動作はこのＰＷＭ信号Ｐについて行われる。７はこ
のためパルスドライブ部であり、また８はパルス電力増
幅部である。このドライブ部７及び増幅部８はスイッチ
ング素子で構成され、その増幅出力はＰＷＭ信号Ｐの振
幅だけがスイッチング素子のオン、オフで増幅された形
になる。この増幅部８の出力の一部は帰還部９を通して
比較部４の反転入力に負帰還されることもある。そして
該増幅出力から音声出力信号Ｖout を復調するためにフ
ィルタ部１０が設けられる。このフィルタ部１０の基本
形は、第７図に示すようにインダクタンス（コイル）Ｌ
０と容量（コンデンサ）Ｃ０からなるローパスフィルタ
（ＬＰＦ）であり、これにより高周波成分（キャリア
分）を除去すると、第６図のように音声入力信号Ｖinと
逆相の音声出力信号Ｖout が復調される。
のためパルスドライブ部であり、また８はパルス電力増
幅部である。このドライブ部７及び増幅部８はスイッチ
ング素子で構成され、その増幅出力はＰＷＭ信号Ｐの振
幅だけがスイッチング素子のオン、オフで増幅された形
になる。この増幅部８の出力の一部は帰還部９を通して
比較部４の反転入力に負帰還されることもある。そして
該増幅出力から音声出力信号Ｖout を復調するためにフ
ィルタ部１０が設けられる。このフィルタ部１０の基本
形は、第７図に示すようにインダクタンス（コイル）Ｌ
０と容量（コンデンサ）Ｃ０からなるローパスフィルタ
（ＬＰＦ）であり、これにより高周波成分（キャリア
分）を除去すると、第６図のように音声入力信号Ｖinと
逆相の音声出力信号Ｖout が復調される。
一般に、ＬＰＦをＬ，Ｃで構成する場合は第７図のよう
に逆Ｌ型に接続する。これで−１２ｄＢ／oct の遮断特
性を得ることが出来るが、より急峻な特性を得たい場合
にはこれを縦続接続する手法がとられている。しかし、
ＰＷＭ形式のパワーアンプの出力段にこのようなＬＰＦ
を直接接続すると次の様な不具合いが生じる。つまり、
第７図の回路ではスピーカ１１のもつインピーダンス特
性（インダクタンスＬ′）と、フィルタ１０のもつ伝達
関数により、第８図(a)のような遮断特性を示す。この
時のカットオフ周波数ｆｃは、通常の全帯域スピーカシ
ステムでは２０ＫＨｚ付近に設定される。またＰＷＭの
サンプリング周波数（三角波Ｔの繰り返し周波数）をｆ
ｓとすると、通常５０ＫＨｚ＜ｆｓ＜３００ＫＨｚ程度
に設定される。
に逆Ｌ型に接続する。これで−１２ｄＢ／oct の遮断特
性を得ることが出来るが、より急峻な特性を得たい場合
にはこれを縦続接続する手法がとられている。しかし、
ＰＷＭ形式のパワーアンプの出力段にこのようなＬＰＦ
を直接接続すると次の様な不具合いが生じる。つまり、
第７図の回路ではスピーカ１１のもつインピーダンス特
性（インダクタンスＬ′）と、フィルタ１０のもつ伝達
関数により、第８図(a)のような遮断特性を示す。この
時のカットオフ周波数ｆｃは、通常の全帯域スピーカシ
ステムでは２０ＫＨｚ付近に設定される。またＰＷＭの
サンプリング周波数（三角波Ｔの繰り返し周波数）をｆ
ｓとすると、通常５０ＫＨｚ＜ｆｓ＜３００ＫＨｚ程度
に設定される。
これによってキャリア分は除去されて、信号が復調され
るわけであるが、このままではキャリアの周波数に対し
てＬＰＦは非常に重い負荷となり、無信号時でも出力電
流ｉ０が大きく流れてしまう。この点を避けるためにＬ
の値を大きくすれば高域に対するインピーダンスは上昇
する（ｉ０が減る）が、その分スピーカ両端での総合周
波数特性も影響を受け、第８図(b)のように高域が減衰
してしまう。このような理由から理論的には１００％で
あるＰＷＭパワーアンプの効率が十分に生かされないの
が実情である。本発明は帯域除去フィルタ（ＢＥＦ）を
用いることでこの点を解決し、ＰＷＭパワーアンプの高
効率化を図ろうとするものである。
るわけであるが、このままではキャリアの周波数に対し
てＬＰＦは非常に重い負荷となり、無信号時でも出力電
流ｉ０が大きく流れてしまう。この点を避けるためにＬ
の値を大きくすれば高域に対するインピーダンスは上昇
する（ｉ０が減る）が、その分スピーカ両端での総合周
波数特性も影響を受け、第８図(b)のように高域が減衰
してしまう。このような理由から理論的には１００％で
あるＰＷＭパワーアンプの効率が十分に生かされないの
が実情である。本発明は帯域除去フィルタ（ＢＥＦ）を
用いることでこの点を解決し、ＰＷＭパワーアンプの高
効率化を図ろうとするものである。
本発明は、パルス幅変調型パワーアンプと、該パルス幅
変調型パワーアンプの出力信号を復調するローパスフィ
ルタを備え、入力アナログ信号でキャリアをパルス幅変
調してその被変調パルス信号を電力増幅した後、ローパ
スフィルタで復調するパルス幅変調型パワーアンプの復
調フィルタにおいて、キャリア周波数を含む特定帯域で
インピーダンスが増大する帯域除去フィルタを前記パル
ス幅変調型パワーアンプと前記ローパスフィルタとの間
に設けたことを特徴とするものである。
変調型パワーアンプの出力信号を復調するローパスフィ
ルタを備え、入力アナログ信号でキャリアをパルス幅変
調してその被変調パルス信号を電力増幅した後、ローパ
スフィルタで復調するパルス幅変調型パワーアンプの復
調フィルタにおいて、キャリア周波数を含む特定帯域で
インピーダンスが増大する帯域除去フィルタを前記パル
ス幅変調型パワーアンプと前記ローパスフィルタとの間
に設けたことを特徴とするものである。
キャリア成分除去用の帯域除去フィルタは、キャリア周
波数を含む特定帯域においてインピーダンスが増大する
ため、パルス幅変調型パワーアンプからローパスフィル
タに到達するキャリア成分を著しく減衰させる。しか
し、信号帯域（２０Ｈｚ〜２０ＫＨｚ）は通過させるの
でローパスフィルタによる復調に支障はない。このこと
により無信号時の出力電流ｉ０を減衰させることができ
るので、ＰＷＭ型パワーアンプの効率を改善することが
できる。
波数を含む特定帯域においてインピーダンスが増大する
ため、パルス幅変調型パワーアンプからローパスフィル
タに到達するキャリア成分を著しく減衰させる。しか
し、信号帯域（２０Ｈｚ〜２０ＫＨｚ）は通過させるの
でローパスフィルタによる復調に支障はない。このこと
により無信号時の出力電流ｉ０を減衰させることができ
るので、ＰＷＭ型パワーアンプの効率を改善することが
できる。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図で、フィルタ部
（復調フィルタ）１０はキャリア成分に対する帯域除去
フィルタＢＥＦ１を前段に、そして復調用のローパスフ
ィルタＬＰＦを後段に配した構成となっている。フィル
タＢＥＦ１はインダクタンスＬ１と容量Ｃ１の並列共振
回路で、その共振点がキャリア（サンプリング）周波数
ｆｓに設定してある。フィルタＬＰＦはインダクタンス
Ｌ０と容量Ｃ０を逆Ｌ型に接続したもので、２０〜２０
ＫＨｚのアナログ信号復調に用いられる。
（復調フィルタ）１０はキャリア成分に対する帯域除去
フィルタＢＥＦ１を前段に、そして復調用のローパスフ
ィルタＬＰＦを後段に配した構成となっている。フィル
タＢＥＦ１はインダクタンスＬ１と容量Ｃ１の並列共振
回路で、その共振点がキャリア（サンプリング）周波数
ｆｓに設定してある。フィルタＬＰＦはインダクタンス
Ｌ０と容量Ｃ０を逆Ｌ型に接続したもので、２０〜２０
ＫＨｚのアナログ信号復調に用いられる。
電力増幅部８の無信号時の出力はキャリア成分だけであ
り、第２図(a)のようにデューディ５０％のパルス列ｆ
(t)である。このパルス列ｆ(t)の振幅を±Ａとしてフー
リエ級数展開すると となる。第２図(b)はフィルタＢＥＦ１の周波数特性で
あるが、その共振周波数ｆ０は に設定してある。従って、このフィルタＢＥＦ１のｆｓ
に対するインピーダンスは無限大になり、(1)式の第１
項で示されるキャリアの基本波成分を通過させない。こ
のため無信号時にはフィルタＬＰＦに流れる電流（第７
図のｉ０）は著しく減少するので効率が改善される。勿
論、変調がかかればパルス列ｆ(t)のデューティは５０
％以外の値になるので、フィルタＢＥＦ１を通過する成
分が現われる。これは変調成分であるから、これをフィ
ルタＬＰＦに与えることで増幅されたアナログ信号ＯＵ
Ｔが復調される。
り、第２図(a)のようにデューディ５０％のパルス列ｆ
(t)である。このパルス列ｆ(t)の振幅を±Ａとしてフー
リエ級数展開すると となる。第２図(b)はフィルタＢＥＦ１の周波数特性で
あるが、その共振周波数ｆ０は に設定してある。従って、このフィルタＢＥＦ１のｆｓ
に対するインピーダンスは無限大になり、(1)式の第１
項で示されるキャリアの基本波成分を通過させない。こ
のため無信号時にはフィルタＬＰＦに流れる電流（第７
図のｉ０）は著しく減少するので効率が改善される。勿
論、変調がかかればパルス列ｆ(t)のデューティは５０
％以外の値になるので、フィルタＢＥＦ１を通過する成
分が現われる。これは変調成分であるから、これをフィ
ルタＬＰＦに与えることで増幅されたアナログ信号ＯＵ
Ｔが復調される。
第３図は更に効率を改善するために帯域除去フィルタを
多段に接続した本発明の他の実施例である。(1)式で示
したようにパルス列ｆ(t)は基本波成分 sinｔの他に、
３次高調波 sin３ｔ、５次高調波 sin５ｔ、……を含
む。従って高効率化のためには高調波成分の除去も必要
である。但し、各振幅は１／３，１／５，……と順次低
下するので、基本波成分を１として３次、５次、……の
奇数次高調波成分の合計の割合を求めると となる。この式からｎ＝５までの和を求めると０．８７
８となる。従って、ｎ＝５までの高調波を除去すると で示される分だけ、無駄に消費される電流が減少する。
多段に接続した本発明の他の実施例である。(1)式で示
したようにパルス列ｆ(t)は基本波成分 sinｔの他に、
３次高調波 sin３ｔ、５次高調波 sin５ｔ、……を含
む。従って高効率化のためには高調波成分の除去も必要
である。但し、各振幅は１／３，１／５，……と順次低
下するので、基本波成分を１として３次、５次、……の
奇数次高調波成分の合計の割合を求めると となる。この式からｎ＝５までの和を求めると０．８７
８となる。従って、ｎ＝５までの高調波を除去すると で示される分だけ、無駄に消費される電流が減少する。
第３図はこれを実現した実施例で、ＢＥＦ１は基本波成
分ｆｓに対する帯域除去フィルタ、ＢＥＦ２は３次高調
波３ｆｓに対する帯域通過フィルタ、ＢＥＦ３は５次高
調波５ｆｓに対する帯域除去フィルタである。Ｌ１〜Ｌ
３およびＣ１〜Ｃ３は各フィルタＢＥＦ１〜ＢＥＦ３を
構成するインダクタンスおよび容量で、それぞれ以下の
関係にある。
分ｆｓに対する帯域除去フィルタ、ＢＥＦ２は３次高調
波３ｆｓに対する帯域通過フィルタ、ＢＥＦ３は５次高
調波５ｆｓに対する帯域除去フィルタである。Ｌ１〜Ｌ
３およびＣ１〜Ｃ３は各フィルタＢＥＦ１〜ＢＥＦ３を
構成するインダクタンスおよび容量で、それぞれ以下の
関係にある。
第４図は第３図の具体例で、インダクタンスＬ０〜Ｌ３
は一連のコイル１０１を区分して使う点に１つの特徴が
ある。第２の特徴は容量Ｃ１〜Ｃ３を全て同じ値にし
（Ｃ１＝Ｃ２＝Ｃ３）、共振周波数ｆｓ，３ｆｓ，５ｆ
ｓはインダクタンスＬ１〜Ｌ３を異ならせることで設定
する点である。考え方としてはＬ１〜Ｌ３を一定にして
Ｃ１〜Ｃ３を異ならせる方法もあるが、本例のように一
連のコイル１０１を区分してＬ１〜Ｌ３を異ならせる方
法は単に巻数Ｔ１〜Ｔ３を選ぶだけで良く、Ｃ１〜Ｃ３
を異ならせる方法により素子選定等の面で実現しやす
い。この観点から第４図の例ではＬ１＝３Ｌ２＝５Ｌ２
となる点（巻数ではＴ１＝３Ｔ２＝５Ｔ２）に中間タッ
プを出し、同じ値のＣ１〜Ｃ３を並列に接続してある。
は一連のコイル１０１を区分して使う点に１つの特徴が
ある。第２の特徴は容量Ｃ１〜Ｃ３を全て同じ値にし
（Ｃ１＝Ｃ２＝Ｃ３）、共振周波数ｆｓ，３ｆｓ，５ｆ
ｓはインダクタンスＬ１〜Ｌ３を異ならせることで設定
する点である。考え方としてはＬ１〜Ｌ３を一定にして
Ｃ１〜Ｃ３を異ならせる方法もあるが、本例のように一
連のコイル１０１を区分してＬ１〜Ｌ３を異ならせる方
法は単に巻数Ｔ１〜Ｔ３を選ぶだけで良く、Ｃ１〜Ｃ３
を異ならせる方法により素子選定等の面で実現しやす
い。この観点から第４図の例ではＬ１＝３Ｌ２＝５Ｌ２
となる点（巻数ではＴ１＝３Ｔ２＝５Ｔ２）に中間タッ
プを出し、同じ値のＣ１〜Ｃ３を並列に接続してある。
以上述べたように本発明によれば、ＰＷＭ信号のキャリ
ア周波数を含む特定帯域でインピーダンスが増大してキ
ャリア成分の通過を妨げる帯域除去フィルタをローパス
フィルタの前段に設けたので、アナログ信号を復調する
該ローパスフィルタにキャリア成分による電流が流れに
くくなり、その分ＰＷＭ型パワーアンプの効率が改善さ
れる利点がある。
ア周波数を含む特定帯域でインピーダンスが増大してキ
ャリア成分の通過を妨げる帯域除去フィルタをローパス
フィルタの前段に設けたので、アナログ信号を復調する
該ローパスフィルタにキャリア成分による電流が流れに
くくなり、その分ＰＷＭ型パワーアンプの効率が改善さ
れる利点がある。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は帯域
除去フィルタ特性の説明図、第３図は本発明の他の実施
例を示す回路図、第４図はその具体例を示す回路図、第
５図はＰＷＭ型パワーアンプの一例を示すブロック図、
第６図はその動作波形図、第７図は従来の復調フィルタ
の一例を示す回路図、第８図はその特性図である。 図中、１は方形波発振部、３は三角波増幅部、４はＰＷ
Ｍ用比較部、８はパルス電力増幅部、１０はフィルタ部
（復調フィルタ）、１１はスピーカ、１０１はコイル、
ＬＰＦはローパスフィルタ、ＢＥＦ１〜ＢＥＦ３は帯域
除去フィルタ、Ｃ０〜Ｃ３は容量、Ｌ０〜Ｌ３はインダ
クタンスである。
除去フィルタ特性の説明図、第３図は本発明の他の実施
例を示す回路図、第４図はその具体例を示す回路図、第
５図はＰＷＭ型パワーアンプの一例を示すブロック図、
第６図はその動作波形図、第７図は従来の復調フィルタ
の一例を示す回路図、第８図はその特性図である。 図中、１は方形波発振部、３は三角波増幅部、４はＰＷ
Ｍ用比較部、８はパルス電力増幅部、１０はフィルタ部
（復調フィルタ）、１１はスピーカ、１０１はコイル、
ＬＰＦはローパスフィルタ、ＢＥＦ１〜ＢＥＦ３は帯域
除去フィルタ、Ｃ０〜Ｃ３は容量、Ｌ０〜Ｌ３はインダ
クタンスである。
Claims (3)
- 【請求項１】パルス幅変調型パワーアンプと、該パルス
幅変調型パワーアンプの出力信号を復調するローパスフ
ィルタを備え、入力アナログ信号でキャリアをパルス幅
変調してその被変調パルス信号を電力増幅した後、ロー
パスフィルタで復調するパルス幅変調型パワーアンプの
復調フィルタにおいて、 キャリア周波数を含む特定帯域でインピーダンスが増大
する帯域除去フィルタを前記パルス幅変調型パワーアン
プと前記ローパスフィルタとの間に設けたことを特徴と
するパルス幅変調型パワーアンプの復調フィルタ。 - 【請求項２】帯域除去フィルタのインダクタンスとロー
パスフィルタのインダクタンスに一連のコイルを区分し
て使用することを特徴とする、特許請求の範囲第１項記
載のパルス幅変調型パワーアンプの復調フィルタ。 - 【請求項３】基本波および高調波に対する各帯域除去フ
ィルタの内容を同じ値にして、それらと並列共振回路を
構成する各インダクタンスの値を異ならせてなることを
特徴とする、特許請求の範囲第２項記載のパルス幅変調
型パワーアンプの復調フィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59160022A JPH0644696B2 (ja) | 1984-07-30 | 1984-07-30 | パルス幅変調型パワーアンプの復調フィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59160022A JPH0644696B2 (ja) | 1984-07-30 | 1984-07-30 | パルス幅変調型パワーアンプの復調フィルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6139621A JPS6139621A (ja) | 1986-02-25 |
| JPH0644696B2 true JPH0644696B2 (ja) | 1994-06-08 |
Family
ID=15706276
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59160022A Expired - Lifetime JPH0644696B2 (ja) | 1984-07-30 | 1984-07-30 | パルス幅変調型パワーアンプの復調フィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0644696B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003051724A (ja) * | 2001-08-08 | 2003-02-21 | Sony Corp | デジタルパワーアンプ及びデジタルアナログ変換器 |
| EP1639702B1 (en) * | 2003-06-27 | 2008-11-19 | The TC Group A/S | Self-oscillating power circuit |
| JP4793174B2 (ja) * | 2005-11-25 | 2011-10-12 | セイコーエプソン株式会社 | 静電型トランスデューサ、回路定数の設定方法 |
| JP5759286B2 (ja) * | 2011-06-27 | 2015-08-05 | 住友電気工業株式会社 | スイッチング回路 |
| CN103532502B (zh) * | 2012-12-18 | 2016-12-28 | 深圳友讯达科技股份有限公司 | 一种电力线载波功率放大装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5686518A (en) * | 1979-12-17 | 1981-07-14 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Amplifier or power supply circuit using pulse width modulation |
-
1984
- 1984-07-30 JP JP59160022A patent/JPH0644696B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6139621A (ja) | 1986-02-25 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |