JPS59134905A - 高調波発生器 - Google Patents
高調波発生器Info
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- JPS59134905A JPS59134905A JP58008818A JP881883A JPS59134905A JP S59134905 A JPS59134905 A JP S59134905A JP 58008818 A JP58008818 A JP 58008818A JP 881883 A JP881883 A JP 881883A JP S59134905 A JPS59134905 A JP S59134905A
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- 101100538446 Aspergillus terreus (strain NIH 2624 / FGSC A1156) trt2 gene Proteins 0.000 abstract 2
- 101150113941 trt1 gene Proteins 0.000 abstract 2
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B19/00—Generation of oscillations by non-regenerative frequency multiplication or division of a signal from a separate source
- H03B19/06—Generation of oscillations by non-regenerative frequency multiplication or division of a signal from a separate source by means of discharge device or semiconductor device with more than two electrodes
- H03B19/14—Generation of oscillations by non-regenerative frequency multiplication or division of a signal from a separate source by means of discharge device or semiconductor device with more than two electrodes by means of a semiconductor device
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
- H03B2200/003—Circuit elements of oscillators
- H03B2200/0036—Circuit elements of oscillators including an emitter or source coupled transistor pair or a long tail pair
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
- H03B2200/006—Functional aspects of oscillators
- H03B2200/007—Generation of oscillations based on harmonic frequencies, e.g. overtone oscillators
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、搬送電話装置に搬送電流を供給するため等に
使用される高調波発生器に関する。
使用される高調波発生器に関する。
従来、こり種σ）高調波発生器は、基本波入力信号を高
レベルに増幅１．て飽和線輪に印加１２、飽和線輪の非
直線特性によって基本波入力信号の高調波周波数を含む
波形出力を得、該出力から帯域フィルタによって所望の
高調波周波数を抽出するように；、ている。
レベルに増幅１．て飽和線輪に印加１２、飽和線輪の非
直線特性によって基本波入力信号の高調波周波数を含む
波形出力を得、該出力から帯域フィルタによって所望の
高調波周波数を抽出するように；、ている。
第１図は、従来の高調波発生器の一例を示すブロック図
である。すなわち、周波数ｆ。の基本正弦波信号を基本
信号電力増幅回路１０３で電力増幅１２、基本周波数ｆ
。の同調回路１０２を連１．て入力電流の歪、雑音等を
除去して飽和線輪１０１に供給する。
である。すなわち、周波数ｆ。の基本正弦波信号を基本
信号電力増幅回路１０３で電力増幅１２、基本周波数ｆ
。の同調回路１０２を連１．て入力電流の歪、雑音等を
除去して飽和線輪１０１に供給する。
上記同調回路１０２は、飽和線輪１月によって発生する
高調波信号が電力増幅回路１０３の出力インピーダンス
によって短絡されるのを防止する役割も持っている。飽
和線輪１０１は、その非直線特性によって、基本周波数
の奇数倍の高次高調波すなわち奇数次高調波を含有する
上下斜対称の三角状電圧波形の信号を発生する。該信号
は、コンデンサ１０４を通して多数の帯域フィルタが並
列接続された帯域フィルタ群１０５に供給され、帯域フ
ィルタ群１０５からは所望の奇数次高調波が抽出されて
出力される。前記飽和線輪の出力信号は又、コンデンサ
１０４を通【、て両波整流器１０６に供給され、ここで
両波整流されて偶数次高調波成分を含む信号に変換され
、帯域フィルタ群１０７によって所要の偶数次高調波信
号が抽出出力される。
高調波信号が電力増幅回路１０３の出力インピーダンス
によって短絡されるのを防止する役割も持っている。飽
和線輪１０１は、その非直線特性によって、基本周波数
の奇数倍の高次高調波すなわち奇数次高調波を含有する
上下斜対称の三角状電圧波形の信号を発生する。該信号
は、コンデンサ１０４を通して多数の帯域フィルタが並
列接続された帯域フィルタ群１０５に供給され、帯域フ
ィルタ群１０５からは所望の奇数次高調波が抽出されて
出力される。前記飽和線輪の出力信号は又、コンデンサ
１０４を通【、て両波整流器１０６に供給され、ここで
両波整流されて偶数次高調波成分を含む信号に変換され
、帯域フィルタ群１０７によって所要の偶数次高調波信
号が抽出出力される。
上述の従来回路は、飽和線輪１０１に充分な飽和電流を
供給するために大電力の電力増幅回路１０３を必要と１
１、また、飽和線輪１０１の入出力間の分離が悪いため
、その安定動作のために飽和線輪の入力側に同調回路１
０２を挿入する必要があり、１゜かも同調回路１０２は
、大電流を流【７ても特性が劣化１．ないように大容量
のものが必要である。また、飽和線輪は、パーマロイ薄
箔等を使用することから、磁心製造の生産性が悪く、ま
た飽和磁束密度および角形比が大きい磁心を使用するた
め大きな駆動電流を必要と１７、鉄損も大である。従っ
て、能率が悪（、また高調波出力レベルが温度変動によ
って太き（変動する。このため、特に高次高調波の安定
な発生は極めて困難である。さらに、飽和線輪に入力さ
せる基本波信号のうち、大部分の電圧は飽和線輪を飽和
させるために使用され、実際に必要な出力成分となる電
圧は、飽和線輪が飽和１．ない期間におけるわずかな電
圧のみであるため入力信号の高調波変換効率が非常に悪
い等多くの欠点を有する。
供給するために大電力の電力増幅回路１０３を必要と１
１、また、飽和線輪１０１の入出力間の分離が悪いため
、その安定動作のために飽和線輪の入力側に同調回路１
０２を挿入する必要があり、１゜かも同調回路１０２は
、大電流を流【７ても特性が劣化１．ないように大容量
のものが必要である。また、飽和線輪は、パーマロイ薄
箔等を使用することから、磁心製造の生産性が悪く、ま
た飽和磁束密度および角形比が大きい磁心を使用するた
め大きな駆動電流を必要と１７、鉄損も大である。従っ
て、能率が悪（、また高調波出力レベルが温度変動によ
って太き（変動する。このため、特に高次高調波の安定
な発生は極めて困難である。さらに、飽和線輪に入力さ
せる基本波信号のうち、大部分の電圧は飽和線輪を飽和
させるために使用され、実際に必要な出力成分となる電
圧は、飽和線輪が飽和１．ない期間におけるわずかな電
圧のみであるため入力信号の高調波変換効率が非常に悪
い等多くの欠点を有する。
本発明の目的は、上述の従来の欠点を解決１７、飽和線
輪等の大形かつ不安定な非直線回路を使用しないで、小
消費電力で入出力変換効率がよ（，１、かも温度安定度
の優れた高調波発生器を提供することにある。
輪等の大形かつ不安定な非直線回路を使用しないで、小
消費電力で入出力変換効率がよ（，１、かも温度安定度
の優れた高調波発生器を提供することにある。
本発明の高調波発生器は、２個のトランジスタのエミッ
タを共通接続１１、コレクタにはそれぞれ抵抗とコンデ
ンサの並列回路の一端を接続１２、該抵抗とコンデンサ
の並列回路の他端に出力負荷を接続１．てなる差動対ト
ランジスタ回路を備えて、該差動対トランジスタ回路に
入力された交番信号によって出力負荷に該入力交番信号
の高次高調波成分を含む尖鋭パルス電圧を出力すること
を特徴とする。
タを共通接続１１、コレクタにはそれぞれ抵抗とコンデ
ンサの並列回路の一端を接続１２、該抵抗とコンデンサ
の並列回路の他端に出力負荷を接続１．てなる差動対ト
ランジスタ回路を備えて、該差動対トランジスタ回路に
入力された交番信号によって出力負荷に該入力交番信号
の高次高調波成分を含む尖鋭パルス電圧を出力すること
を特徴とする。
次に、本発明について、図面を参照１．て詳細に説明す
る。
る。
第２図は、本発明の一実施例を示す回路図である。すな
わち、トランジスタＴ１ ｒ Ｔ２のエミッタを共通に
接続１．て負電源に接続１２、それぞれのコレクタには
抵抗ＲとコンデンサＣの並列回路２，３の一端を接続す
る。そ１．て、上記並列回路２，３の他端を出力負荷４
に接続１．て差動対トランジスタ回路を構成する。該差
動対トランジスタ回路の２つの入力、すなわちトランジ
スタＴ１． Ｔ２のべｍ−ス間には、変成器Ｔを介【７
て入力信号が印加される。変成器Ｔの中点は、トランジ
スタＴ１． Ｔ２のエミッタに接続されていて、トラン
ジスタＴ１． Ｔ２は、入力信号の半周期ごとに交互に
オン、オフするスイッチング動作を行なう。すなわち、
変成器Ｔに第３図（ａ）に示すような基本周波数の交番
久方信号１１１を供給すると、トランジスタＴ□は交番
久方信号ｅ、の正の半周期間オン１２、トランジスタＴ
２は、負の半周期間オンする。トランジスタＴ１のオン
により同図（ｂ）に示すようなコレクタ電流ｉ１が流れ
る。
わち、トランジスタＴ１ ｒ Ｔ２のエミッタを共通に
接続１．て負電源に接続１２、それぞれのコレクタには
抵抗ＲとコンデンサＣの並列回路２，３の一端を接続す
る。そ１．て、上記並列回路２，３の他端を出力負荷４
に接続１．て差動対トランジスタ回路を構成する。該差
動対トランジスタ回路の２つの入力、すなわちトランジ
スタＴ１． Ｔ２のべｍ−ス間には、変成器Ｔを介【７
て入力信号が印加される。変成器Ｔの中点は、トランジ
スタＴ１． Ｔ２のエミッタに接続されていて、トラン
ジスタＴ１． Ｔ２は、入力信号の半周期ごとに交互に
オン、オフするスイッチング動作を行なう。すなわち、
変成器Ｔに第３図（ａ）に示すような基本周波数の交番
久方信号１１１を供給すると、トランジスタＴ□は交番
久方信号ｅ、の正の半周期間オン１２、トランジスタＴ
２は、負の半周期間オンする。トランジスタＴ１のオン
により同図（ｂ）に示すようなコレクタ電流ｉ１が流れ
る。
該コレクタ電流イ、は、トランジスタＴ１がオンになっ
た瞬間にはコンデンサＣを通したインパルス性の充電電
流となり、コンデンサＣの充電が進むにつれて減少！１
、やがて抵抗Ｒによって一定電流ＩＲとなる。すなわち
、トランジスタＴ１のオンの瞬間（５］ に尖鋭なパルス電流が流れる。トランジスタＴ１のオフ
期間には、上記コンデンサの充電電荷は抵抗Ｒを通じて
放電される。従って、抵抗Ｒに流れる電流ｉ３は同図（
ｄ）に示すようになる。一方、トランジスタＴ２は、入
力信号１１１の負の半周期間にオン！１、そのコレクタ
電流ｉ２は同図（ｃｌに示すようになる。
た瞬間にはコンデンサＣを通したインパルス性の充電電
流となり、コンデンサＣの充電が進むにつれて減少！１
、やがて抵抗Ｒによって一定電流ＩＲとなる。すなわち
、トランジスタＴ１のオンの瞬間（５］ に尖鋭なパルス電流が流れる。トランジスタＴ１のオフ
期間には、上記コンデンサの充電電荷は抵抗Ｒを通じて
放電される。従って、抵抗Ｒに流れる電流ｉ３は同図（
ｄ）に示すようになる。一方、トランジスタＴ２は、入
力信号１１１の負の半周期間にオン！１、そのコレクタ
電流ｉ２は同図（ｃｌに示すようになる。
同図（ｅｌはトランジスタＴ２に接続された抵抗Ｒに流
れる電流ｉ４を示す。
れる電流ｉ４を示す。
従って、出力負荷４には、同図（ｆ）に示すように入力
信号の極性反転ごとに発生する尖鋭なパルス信号列ｉ５
が出力される。該パルス信号列の極性は、交互に反転１
．ており、奇数次高調波成分を多（含有している。
信号の極性反転ごとに発生する尖鋭なパルス信号列ｉ５
が出力される。該パルス信号列の極性は、交互に反転１
．ており、奇数次高調波成分を多（含有している。
上記パルス信号から帯域フィルタ群５によって所望の奇
数次高調波を抽出することは容易である。
数次高調波を抽出することは容易である。
また、上記パルス信号を両波整流器６によって両波整流
１．て偶数次高調波成分を含有する信号に変換１７、帯
域フィルタ群７によって偶数次高調波を抽出することが
できる。
１．て偶数次高調波成分を含有する信号に変換１７、帯
域フィルタ群７によって偶数次高調波を抽出することが
できる。
本実施例では、トランジスタＴ１． Ｔ２に電流増幅（
６） 度の大きいスイッチングトランジスタを使用することに
より入力信号が小さくても確実なスイッチング動作が得
られ、遮断周波数の高いトランジスタを使用することに
より高周波まで動作可能である。すなわち、飽和線輪を
使用１．た従来例に比較ニアて、入力信号レベルはいち
じるしく低レベルで良（、大電力を消費する増幅回路は
不要である。
６） 度の大きいスイッチングトランジスタを使用することに
より入力信号が小さくても確実なスイッチング動作が得
られ、遮断周波数の高いトランジスタを使用することに
より高周波まで動作可能である。すなわち、飽和線輪を
使用１．た従来例に比較ニアて、入力信号レベルはいち
じるしく低レベルで良（、大電力を消費する増幅回路は
不要である。
トランジスタＴ、 、 Ｔ２には、電流増幅度が犬で遮
断周波数が高（、スイッチング損失が小さい電力用スイ
ッチングトランジスタを使用することが望まＩ、い。遮
断周波数の高いトランジスタの使用により、出力パルス
の尖鋭度が高まり高次高調波まで多分に含有１．た出力
信号が得られる。
断周波数が高（、スイッチング損失が小さい電力用スイ
ッチングトランジスタを使用することが望まＩ、い。遮
断周波数の高いトランジスタの使用により、出力パルス
の尖鋭度が高まり高次高調波まで多分に含有１．た出力
信号が得られる。
なお、抵抗ＲとコンデンサＣの並列回路２．３の定数を
等１．（設定すれば、出力負荷４に流れる電流の直流分
をキャンセル【、出カドランスの効率を向上させ、飽和
を防止することが可能である。
等１．（設定すれば、出力負荷４に流れる電流の直流分
をキャンセル【、出カドランスの効率を向上させ、飽和
を防止することが可能である。
また、出力パルスのピークは、電源電圧のほとんど大部
分が使用され、電圧利用率がよ（高出力を得ることがで
きる。また、トランジスタ回路の温度変動によるレベル
変動は、ダイオード等によって容易に温度特性の補償が
可能であるから、レベルの安定（７た高次高調波信号を
得ることが可能である。
分が使用され、電圧利用率がよ（高出力を得ることがで
きる。また、トランジスタ回路の温度変動によるレベル
変動は、ダイオード等によって容易に温度特性の補償が
可能であるから、レベルの安定（７た高次高調波信号を
得ることが可能である。
上述の実施例では、出力負荷と１７て変成器を使用１２
、該変成器の中点を電源（接地）に接続することによっ
て出力パルスの極性が交互に反転するようにしたが、２
つのトランジスタＴ１１ ＋ Ｔ２のコレクタ電流を同
相で出力負荷に流すように（７てもよい。この場合は、
出力負荷のパルス列はすべて同極性となり、そのままで
偶数次高調波成分を含有１、ている。また、出力負荷は
変成器を使用Ｉ７ないで抵抗器等を使用１．でも良いこ
とは勿論である。
、該変成器の中点を電源（接地）に接続することによっ
て出力パルスの極性が交互に反転するようにしたが、２
つのトランジスタＴ１１ ＋ Ｔ２のコレクタ電流を同
相で出力負荷に流すように（７てもよい。この場合は、
出力負荷のパルス列はすべて同極性となり、そのままで
偶数次高調波成分を含有１、ている。また、出力負荷は
変成器を使用Ｉ７ないで抵抗器等を使用１．でも良いこ
とは勿論である。
以上のように、本発明においては、差動対トランジスタ
回路のコレクタ回路に抵抗とコンデンサの並列回路を挿
入１１、基本人力信号の半周期ごとに上記差動対トラン
ジスタ回路を交互にオン、オフさせるように構成１．だ
から、出力負荷には、入力信号の半周期ごとに高次高調
波成分を多（含有した尖鋭パルスが出力される。すなわ
ち、飽和線輪等を用いることなく、小消費電力で極めて
安定１、た高次高調波成分を得ることができる効果があ
る。また電源電圧の利用効率がよ（、温度安定度も優れ
ている。さらに、本発生器の回路は簡単であり、汎用品
を使用ｌ、て小形安価に提供することができ、生産性を
向上することが可能である。
回路のコレクタ回路に抵抗とコンデンサの並列回路を挿
入１１、基本人力信号の半周期ごとに上記差動対トラン
ジスタ回路を交互にオン、オフさせるように構成１．だ
から、出力負荷には、入力信号の半周期ごとに高次高調
波成分を多（含有した尖鋭パルスが出力される。すなわ
ち、飽和線輪等を用いることなく、小消費電力で極めて
安定１、た高次高調波成分を得ることができる効果があ
る。また電源電圧の利用効率がよ（、温度安定度も優れ
ている。さらに、本発生器の回路は簡単であり、汎用品
を使用ｌ、て小形安価に提供することができ、生産性を
向上することが可能である。
第１図は従来の高調波発生器の一例を示すブロック図、
第２図は本発明の一実施例を示す回路図、第３図は上記
実施例の各部信号を示す波形図である０ 図において、２，３・・・抵抗とコンデンサの並列回路
、４・・・出力負荷、５，７・・・帯域フィルタ群、６
・・・両波整流器、Ｔ１．Ｔ２・・・トランジスタ、Ｒ
・・・抵抗、Ｃ・・・コンデンサ。 代理人 弁理士 住 １）俊 宗 （９） 第１図 第２図 夛“ ＝ １□１ り で ２冊 ＋ ｉ”−３夕 １ １１ １ １ １ ６ ７ ■７．７Ｊ２ 第３図
第２図は本発明の一実施例を示す回路図、第３図は上記
実施例の各部信号を示す波形図である０ 図において、２，３・・・抵抗とコンデンサの並列回路
、４・・・出力負荷、５，７・・・帯域フィルタ群、６
・・・両波整流器、Ｔ１．Ｔ２・・・トランジスタ、Ｒ
・・・抵抗、Ｃ・・・コンデンサ。 代理人 弁理士 住 １）俊 宗 （９） 第１図 第２図 夛“ ＝ １□１ り で ２冊 ＋ ｉ”−３夕 １ １１ １ １ １ ６ ７ ■７．７Ｊ２ 第３図
Claims (1)
- ２個のトランジスタのエミッタを共通接続１２、コレク
タにはそれぞれ抵抗とコンデンサの並列回路の一端を接
続１２、該抵抗とコンデンサの並列回路の他端に出力負
荷を接続（７てなる差動対トランジスタ回路を備えて、
該差動対トランジスタ回路に入力された交番信号によっ
て出力負荷に該入力交番信号の高次高調波成分を含む尖
鋭パルス電圧を出力することを特徴とする高調波発生器
。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58008818A JPS59134905A (ja) | 1983-01-24 | 1983-01-24 | 高調波発生器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58008818A JPS59134905A (ja) | 1983-01-24 | 1983-01-24 | 高調波発生器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59134905A true JPS59134905A (ja) | 1984-08-02 |
Family
ID=11703386
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58008818A Pending JPS59134905A (ja) | 1983-01-24 | 1983-01-24 | 高調波発生器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59134905A (ja) |
-
1983
- 1983-01-24 JP JP58008818A patent/JPS59134905A/ja active Pending
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