JPH0644750B2

JPH0644750B2 - ディジタルデ−タ受信方法

Info

Publication number: JPH0644750B2
Application number: JP59237550A
Authority: JP
Inventors: 和森山; 孝男癸生川
Original assignee: Kokusai Electric Co Ltd
Current assignee: Kokusai Denki Electric Inc
Priority date: 1984-11-13
Filing date: 1984-11-13
Publication date: 1994-06-08
Anticipated expiration: 2009-06-08
Also published as: JPS61117936A

Description

【発明の詳細な説明】（発明の属する技術分野）本発明は良品質回線を確保して１対１または１対ｎ（ｎ
は２以上の整数）の局間でディジタルデータ伝送を行う
場合のデータ受信方法に関するもので、受信側で偏波面
入射角またはスペースダイバーシティおよびその両用
（これを偏波面・スペースダイバーシティという）の受
信方式を用い、その各受信系をビット単位にS/Nの検出
を行い、良好なS/Nのチャネルを選択できるようにした
もので、いかなる変復調方式にも採用可能である。

（従来の技術）従来は１対１または１対ｎの１つの固定送信局と任意数
の受信局間のデータ伝送において、特に短波（HF）回線
を利用し運用周波数を多数確保してその複数波を送信す
る場合に、その受信側では常時モニタ受信を行つて手動
または自動操作によつて、時間と地理的位置によつて異
なる最適周波数を選択するという周波数ダイバーシティ
受信方式を用いるとか、または送信側で送信電力を増強
して受信電界のS/Nを確保する方法が用いられている。
しかしこのような方法では運用（搬送）周波数の確保が
難しく、受信設備が複雑であることおよび経済上の負担
が大きいなどの理由から最適なシステムの構成が困難で
あつた。また送信電力の増強にも限度があるばかりでな
く、その効果も多くは期待できず、アンテナ建設費も莫
大になるという制約がある。すなわちたとえば固定局よ
りの放送に対し広い地域内を移動する複数移動局が連続
して良品質データを確保することが困難で、時々刻々変
化する受信電界に対し効果的な受信方法は見出されなか
つた。

（発明の具体的な目的）本発明では受信側の移動局が地理的にどのように散在し
ていても、複数波中の最適１波を選択して偏波面入射角
・スペースダイバーシティの受信方式で常にビット単位
にS/Nを比較してデータを受信することができ、かつ良
好な受信チャネル側にビット同期追従ができるので、HF
回線で発生するフェージング，マルチパス等の雑音障害
の防止に有効であつてその雑音発生が短時間のものでも
対応できること、またいかなる変復調の方式のものにも
対応できること、ビット誤り率の改善および同期補正に
効果があること、特に広い地域の複数移動局に対して連
続して良品質回線を確保してデータ受信が行われること
を目的としている。

（発明の構成と作用）第１図は一般の通信系統図の２つの例を示すもので、図
中の(1)は固定局A₀より複数の移動局A₁，A₂，A₃，……A
_nに対し割当てられた複数の運用周波数₁，₂，……
_nでディジタルデータを一斉に同時発射し、移動局は
最適周波数を選択して受信するという放送形式の系統図
である。また(2)は１対１の２局間の全２重または半２
重の通信系統図で、使用周波数は_mと_nの場合を示し
た。本発明のデータ受信方法はこの(1)と(2)のいずれに
も採用可能である。

第２図は第１図(1)の固定局A₀の構成例図である。図中2
1は送信端末でたとえばコンピュータ，テレビタイプラ
イタ等の端末が使用され、２進符号のディジタル信号が
変調器（MOD）22に出力される。この変調器22はディジ
タル符号入力を無線回線で伝送するための変調器で、特
に短波回線のような電離層伝搬による遠距離のデータ伝
送では、伝送帯域内に複数のサブチャネルを配列した周
波数分割多重（FDM：Frequency Division Multiplex）
によるPSK（位相偏移キーイング）またはFSK（周波数偏
移キーイング）変調方式が使用できる。また短波回線で
はサブチャネル当りのシンボルレートは100〜150BPSが
限度であり、また同じ回線品質を想定した場合伝送容量
を考慮するとPSK変調方式が有利であるが、本発明はPSK
とFSKのいずれを用いたダイバーシティ受信方式にも使
用可能であつて両方式について説明する。ただし変調方
式の詳細は後に説明する。第２図中の23は同一データを
同時に複数の無線周波で送信するための分配器で、MOD2
2からのPSKまたはFSKアナログ変調信号をTX₁〜TX_nの各
送信機に分配する。TX₁〜TX_nはそれぞれ₁〜_nの１波
にセットされた送信機である。なお送信機毎の送信アン
テナにはコニカル，インバーテッドコーン，回転ログペ
リアンテナなどが使用される。（受信局A₁〜A_nはたとえ
ば船舶，航空機，陸上の列車，車輌なども対象とな
る。）第３図は第１図中の移動局A₁〜A_nそれぞれの受信装置の
構成図である。たゞし受信装置の詳細については第８図
によつて後に説明する。第３図においてRX₁，RX₂は受信
機で、通常は２台の受信機を用い、それぞれの入力を供
給するアンテナをある間隔だけ離して設け、入力電波の
伝搬経路と入射偏波面の相異を利用したスペースと偏波
面入射角による２系統ダイバーシティ受信方式を採用す
る。31と32は復調器で、それぞれ受信機RX₁，RX₂よりの
低周波信号出力を２進のディジタル信号に変換出力す
る。本発明ではPSKまたはFSKの復調器が使用されるが、
ここではPSK復調の場合を説明する。さてこのように２
系統の受信入力に対する各復調器の出力は常時その系統
のS/N（信号対雑音比）が測定され、ビット単位にS/Nの
良い方が選択される。すなわち35はビット単位のS/Nを
比較するS/N比較器で、データ受信中は常時両系統の復
調出力のS/Nを比較し、その結果S/Nの良好な系のデータ
出力のみを切替器34を制御して送出し、受信端末36（た
とえばパンチャ，タイプライタ，コンピュータ等）へ送
り込む。

第４図はHF回線に使用される変調信号のスペクトラムで
あつて、伝送帯域△（たとえば３kHz）内に₁₀，
₁₁，₁₂，……_n-1，_nの複数サブチャネルを周波数
軸上に配列し、サブチャネル別に同一または異なるデー
タによるPSKまたはFSKの変調波を作り出す。これらの変
調波の構成と受信復調の方法を次に説明する。

〔1〕PSK変調の場合（第５図〜第11図）第５図はこのサブチャネル中の１チャネルの２相PSK変
調信号波作成のタイムチャートを示すもので、番号(1)
は搬送波、(2)は送信の際に送信端末より出力されるデ
ィジタル符号で、この例は010110……という２進符号と
する。この変調では(2)が前と同じ符号が続く（たとえ
ば11または００）場合には、(3)に示すように符号の変
り目で搬送波の位相は変化しないが、前ビットと符号が
異る（０→１または１→０）場合には、位相がπラジア
ンだけ進んだり遅れたりする。(3)の波形中Ａ，Ｂ，
Ｃ，Ｅの各点では位相がπラジアン変化し、Ｄ点では位
相変化はない。

第６図は受信側の復調（検波）器の位相変化θ対電圧出
力Ｖ特性で、このような特性によつて１，０のディジタ
ル信号(2)を検出することができる。

第７図は４相PSK変調回路の構成例図で、２相PSKの場合
の変調入力符号の変化に対する位相変化は０とπである
が、４相PSKではπ/2刻みで位相が変化する。図中の71
は搬送波の発振器、72は信号の２方向分配器、73はレベ
ル調整用の減衰器で、その出力L₁は第７図(2)のベクト
ルL₁となる。75はπ/2だけ位相を遅らせるためのπ/2移
相器で、その出力L₂は第７図(2)のベクトルL₂で表わさ
れ、L₁とL₂は位相がπ/2だけ異なつている。74と76は位
相変調器で、端末装置からのディジタル信号ＡとＢにそ
れぞれ応じて第５図で説明した０，πの位相変化を行
う。この74，76それぞれの２相PSK波出力を混合器77で
合成すると、４相PSK波が得られることは以下に説明す
るが、４相PSKはこのように１つのサブチャネルにＡ，
Ｂ各１チャネルずつのディジタル信号による変調を行う
ことができるので、２相PSKの２倍の伝送容量を持つこ
とになる。このためFDM（周波数分割多重）方式の４相P
SKでは１チャネル当りのシンボルレートが75BPSで、た
とえばサブチャネル数を16とすれば伝送速度は75×２×
16＝2400BPSとなる。

ここで４相PSKの変調信号が混合器77で発生することを
第７図(3)〜(6)によつて説明する。たとえば74と76への
変調入力信号を次のように仮定するとＡチャネル０１０１……… Ｂチャネル００１１………… Ａ，Ｂが共に“０”の場合にはＡチャネルの変調波ベク
トルをOP₁、Ｂチャネルの変調波ベクトルをOP₂としてこ
れを合成すると第７図(3)のOP₀₁のようになる。次にＡ
が１、Ｂが０の場合にはＡチャネルだけ０→１の変化が
あつたので、P₁のみがπだけ位相が進み合成ベクトルは
第７図(4)のようにOP₀₂となる。第７図(5)はＡが０、Ｂ
が１の場合でP₁は(3)と同じでP₂のみ位相がπだけ進む
から合成変調波ベクトルはOP₀₃となる。同様に第７図
(6)はＡ，Ｂ共に“１”の場合で(5)に比べてP₁のみさら
に位相がπだけ進むから合成変調波ベクトルはOP₀₄とな
る。このようにサブチャネルの１チャネル当り第７図
(1)のような回路を用いて４相PSK波を作り、これをサブ
チャネルの数だけ設備すればHF回線用の高速の変調器が
得られる。

次に４相PSK波に対する受信側回路について説明する。
第８図はFDMの４相PSK波を２受信系によるダイバーシテ
ィ方式にて受信して端末装置へデータを出力するまでの
受信回路の構成例図である。図中のPX₁とPX₂は各受信系
の受信機、81，82は分配器で、各受信系について受信機
よりの出力をサブチャネル別に分配するための帯域フィ
ルタ群を含んでいて、チャネルは各受信系毎にCH1〜CH
n，CH21〜CH2nの復調回路より成るものとする。以下に
はこのサブチャネルの１つについて説明する。なおCH1
において85〜89および810を含む部分は入力データの遅
延検波回路を形成する回路である。

いま４相PSK波のサブチャネル１チャネルのPSK波をＥ＝Ａcos（ωｔ＋_i） ………（１−１）とする。４相の場合にはとなる。ただしn_iは２系統Ａ，Ｂ両チャネルの変調用PC
M符号のｉ番目の符号２つの組合わせによつて決まる４
値符号すなわちn_i＝０，１，２，３である。従つて（１
−２）式における_i-1はそこでPSK波Ｅおよび１符号（ビット）分遅延されたPSK
波（E_dとする）はのようになる。（１−５）のE_dは第８図の遅延回路87の
出力に当り、遅延量τ＝Ｔ（Ｔは１ビットの時間）とな
り１ビット分である。さらにＥを２分し一方の位相をπ
/2遅らせるとその出力E_pは次式で表わされ｛∵cos（θ
−π/2）＝sinθ｝第８図のπ/2移相器85の出力の波形がこの式で表わされ
る。またE_dの波形をπ/4移相器88でπ/4遅らせるとその
出力E′_dは次式で表わされる。

次にE′_dを２分しそのそれぞれとＥおよびE_pとを89と81
0の乗積回路に入力させてそれぞれ直流分を取り出す
が、89と810の出力R₁とR₂は次のようになる。

ここでn_i-1およびn_iは４進数（０，１，２，３）である
からn_i−n_i-1は−３，−２，−１，０，１，２，３の値
をとる。86はレベル調整用の減衰器で、π/2移相器85と
同一の減衰量を持つている。これらによる位相n_i，n_i-1
の各値に対するR₁，R₂を計算すると次の表のようにな
る。ただしとする。（１−８），（１−９）は遅延検波の場合の位
相と検波出力を表わすものである。

さてn_i−n_i-1は４進数で前記のような値をとるから、−
３，−２，−１はそれぞれ括弧内に示した１，２，３の
ように読み替えることができる。またR₁，R₂が−１のと
きは１、１のときは０と読み替えればR₁，R₂は０，１の
２進符号で表わした形となり、89，810の出力として遅
延検波後の出力が得られる。

89，810以後の回路は遅延検波出力を符号処理する部分
であつて、811，814は直流増幅器、812，815は積分器、
813，816はサンプリング回路、817は前記R₁，R₂２系統
によるサンプリング回路出力を切替えて１つの連続信号
として出力するための切替回路１である。

第９図は811〜817の回路の各部波形図で、図中の(1)と
(2)は２つの受信系のRX₁とRX₂で同時にそれぞれ受信し
たサブチャネルの１つの89に相当する乗積回路の出力波
形を示し、１ビット長をＴとすればサブチャネル当りの
シンボルレートが75BPSの場合Ｔ＝1/7513.3msとな
る。(3)はRX₁の積分器812の出力波形、(4)は818のS/N回
路で、89よりのR₁と810よりのR₂のたとえばＳ＋Ｎを比
較し、レベルの高いS/N信号を取出し、積分回路819で積
分した後の波形である。また(7)，(8)はRX₂系の同じ積
分器812，819の出力波形である。この積分時間および
(3)の積分結果よりデータの１，０をサンプルトリガす
るクロックについてはRX₁，RX₂の受信系毎にビット単位
に同期がとれていることが本発明の重要事項である。す
なわち(5)はクロック（ＣＫと略記）１のクエンチパル
スで、１ビット当りの積分時間を決定し、(6)はCK2のサ
ンプルパルスで、１ビット毎に１，０またはS/Nを判定
する。なおRX₂系ではCK1はCK21，CK2はCK22に相当す
る。

受信系のS/N判定はサブチャネルが１つの場合にはS/N判
定に用いたチャネルと信号チャネルとは一致するが、サ
ブチャネルが複数の場合にはその１チャネルをS/N判定
に選んで全体のS/Nを判定し、ダイバーシティの信号選
択切替を行う。第８図の例ではCH1とCH21すなわち受信
系毎に１サブチャネルを用いてS/N判定を行つている。
(9)は817の切替回路１から取出されたR₁系すなわち811
−812−813系のサンプル信号波形で、切替回路817はR₁
系とR₂系のサンプル信号を交互に切替出力することにな
る。(9)の波形を微分回路821に入力するとその出力は(1
0)に示すような変換点パルス１となる。

この変換点パルス１によつて水晶発振器826，分周器82
7，タイミング発生回路828を動作させ、クロツクCK1，C
K2，CK21，CK22のタイミングを作り出す。すなわち受信
した検波出力ディジタル信号よりビットの変換点を抽出
し、第９図(5)，(6)のクエンチパルスCK1とサンプリン
グパルスCK2の位相補正を常時RX₁，RX₂の受信系毎に実
施するもので、第８図のCK1，CK2，CK21，CK22がこれに
相当する。RX₁とRX₂のどちらのビットを採用するかは両
受信系のS/N比較回路830で判定し、その結果の切替選択
信号にてビット毎に切替回路831を動作させ、どちらか
の受信系の信号を出力させる。これをさらに詳しく次に
説明する。

第９図の(4)と(8)で示した各受信系のS/N積分出力より
サンプリングクロックのタイミングでレベルをサンプリ
ング回路（第８図の820）より出力させ、S/N比較回路83
0で比較判定し、その良好な方の受信系の出力を切替器8
31よりの出力とするための切替信号を切替器831に送
る。また微分回路（821）よりの変換点パルスによるク
ロック系の位相修正も、ビット毎にS/Nの良好な系によ
つてビット同期が行われるように、切替回路829におい
てS/N良好な系の信号（830の出力）によつて行われる。
通常４相PSK波のS/N判定を行う場合には、第７図の(3)
〜(6)に示したように符号によつて信号のベクトルがOP
₀₁，OP₀₂，OP₀₃，OP₀₄のように異るので、S/Nが良い場
合には少くとも第10図に示すように、各OPベクトルの周
辺破線の範囲内が信号成分のベクトルと考え、それ以外
は混信または外来雑音による雑音成分である。すなわち
R₁，R₂それぞれの系の遅延検波出力を第６図のような位
相角対電圧特性を用いて、S/N回路818において信号成分
と雑音成分の差をS/N成分として取出し、これを積分器8
19で１ビットずつ積分し前記第９図の(4)，(8)のような
S/N信号の積分出力が得られる。

83と84は受信系RX₁，RX₂それぞれの受信した各サブチャ
ネル信号を１ビットずつ並列に入力し、文字同期，誤り
訂正処理などを行う符号処理回路であつて、この出力は
切替器Ｂ831に入力し、前記比較回路830よりのS/N判定
信号によつて常にビット単位のダイバーシティ処理によ
るディジタル信号を出力させることができる。

〔2〕FSK変調の場合（第11図，第12図）第11図はFSK変調波の１チャネル当りの信号スペクトラ
ムで、縦軸はレベルの高さを表わし、_01mはマーク周
波数、_01sはスペース周波数である。入力される２進
ディジタル信号によつて変調器はマーク，スペースの周
波に切替えて変調信号を作り出す。₀₁は_01mと_01s
の中心周波数である。受信側のS/Nが悪化すれば_01mと
_01s共通の雑音領域にある₀₁成分が増加し、スペク
トラムは第11図の(1)から(2)のように変化する。従つて
受信側ではS/Nの判定に_01mと_01sの成分(S)と₀₁成
分(N)の差をS/Nとして用いる。

第12図はFSK変調波の受信側装置の構成例図で、PSKの場
合の第８図に対応するものである。図中のRX₁，RX₂およ
びそれぞれのアンテナは第８図と同様の２つの受信系を
構成している。121，122は各受信系にて受信復調された
サブチャネル信号をチャネル別に分配する分配器で、チ
ャネル別帯域フィルタで構成される。この出力はRX₁受
信系ではCH1からCHnまでのサブチャネル、RX₂受信系で
はCH21からCH2nまでのサブチャネルにそれぞれ分けられ
るが、まずそのうちのチャネルCH1について説明する。1
25は共通増幅器、126，127，128はそれぞれマーク周波
数，中心周波数，スペース周波数を取り出す帯域フィル
タである。通常３kHz帯域の中に16チャネル程度のFSKサ
ブチャネルを配列する場合には、一例として中心周波数
を₀として₀を中心に±45.5Hzのシフト幅で約110Hz
間隔にて第４図のようなサブチャネル配列を行うので、
これらの帯域フィルタの帯域幅Δは約±10Hz程度にと
る。129，130，131は増幅器、132，133，134はダイオー
ド検波器で、ここで入力は直流成分に変換され、それぞ
れマーク信号，中心周波数成分，スペース信号の検波出
力が得られる。135は差動増幅器で、マーク，スペース
信号成分を取り出すと増幅器138を経て積分器139に送ら
れ、ここで信号成分を１ビットずつ積分する。140はサ
ンプリング回路１で、積分器139から信号を取り出す役
目をもつている。また136はマーク，スペース両信号の
加算器で、この加算器出力（信号成分）と中心周波数の
検波出力（雑音成分）との差を加算器137でとり、これ
をS/N信号成分として増幅器141にて増幅後、積分器142
にて１ビットずつのS/N信号を積分し、143のサンプリン
グ回路２によつてS/N成分を取り出す。145は比較回路
で、143よりのRX₁受信系の（CH1の）S/N成分と、RX₂受
信系の（たとえばCH21の）S/N成分を比較し、良い方の
受信系を選択する。その結果によつて147の切替器２がS
/Nの良い方の受信系の信号を出力信号として出力させる
ことは第８図の場合と同様である。

このようにFSK変調の場合もダイオード検波後の符号処
理はPSK変調の場合と同様で、第９図のタイムチャート
と全く同じタイミングとなる。すなわちクロックCK1，C
K21のクエンチパルス、CK2，CK22のサンプリング回路用
の位相タイミングは第９図のタイムチャートの(5)，(6)
と同じである。サンプリング回路143の出力を微分回路1
44に入力させ、その出力である変換点パルス１は切替回
路151に送られる。148は水晶発振器、149は分周器、150
はタイミング発生回路でこれらの動作は第８図の場合と
全く同じである。切替回路151はビット単位にS/Nの良好
な受信系のタイミングに切替えるためにあることも同様
である。また123と124はそれぞれRX₁，RX₂の受信系の各
サブチャネルのサンプリング出力を並列に入力させ、こ
れを並直列変換や誤り訂正などの符号処理を行うための
符号処理回路で、各サブチャネルの符号は１ビットずつ
が切替回路147に送られ、ここで選択されれば受信端末
装置へ送出される。

第13図は本発明を実施した場合のデータ送受信のタイム
チャートで、特に放送形式の場合を示し、(1)，(2)は送
信側、(3)は受信側である。(1)は送信機のオンエア（ON
−AIR）の状態を示し、(2)は送信データである。すなわ
ち送信開始時には同期信号（SYNC）を送信するが、この
同期信号は2ⁿ−１（ｎは１以上の整数）個よりなるＭ系
列コードよりなり、これに続いてデータ（DATA）を送信
する。データの終了時には終了コード（END）を送信す
るが、これもＭ系列コードにて構成される。(3)は受信
データ出力を示しているが、たとえば受信途中の１，
２，……11のうち１はRX₁、２はRX₂、３，４はRX₁の各
受信系より受信したデータというように、ビット単位に
S/N選択により出力されたものである。このように偏波
面・スペースダイバーシティ受信方式により得られたサ
ブチャネル中の１チャネルの受信データを用い、そのビ
ット単位にてS/Nを判定し、２系統の受信出力中S/Nの良
い方を選択出力させる本発明方式は良好な通信品質を常
に保つことが出来る。

（発明の効果）本発明によれば特に移動速度の早い航空機あるいは遠距
離に散在する船舶を含む移動体が固定局よりの一方的に
連続して複数の周波数で送信されるデータを受信する際
に最小の受信設備で良品質の無線伝送回線を構成するこ
とが可能であり、また従来より時々刻々通信状態が変化
し連続して良好な受信が困難であつた無線回線の受信品
質を大幅に改善すること，送受信設備を簡単にするこ
と，伝送効率を改善したこと等は本発明の著しい効果で
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を実施した通信系統図、第２図は第１図
中の固定局の送信系構成例図、第３図は移動局のダイバ
ーシティ受信装置の構成例概要図、第４図はHF回線に用
いられている変調信号スペクトラムの一例図、第５図は
第４図に示すサブチャネル中の１チャネルの２相PSK変
調信号波作成のタイムチャート、第６図はPSK復調器の
位相変化と出力電圧の関係図、第７図は４相PSK変調波
作成回路の構成例図とPSK信号発生の符号と変調ベクト
ルの関係図、第８図は第３図の受信装置のさらに詳細な
回路構成例図、第９図は第８図の一部の各部分の波形
図、第10図は４相PSK波の信号成分と雑音成分の比較を
示す図、第11図はFSK変調波の信号スペクトラムの２例
図、第12図はFSK変調波の受信側装置の構成例図、第13
図は本発明を実施したデータ送受信のタイムチャートで
ある。 A₀……固定局、A₁〜A_n……移動局、₁〜_n……送信周
波数、△……占有帯域幅、₁₀〜_1n……サブ周波
数、θ……位相、RX……受信機、TX……送信機、21……
送信端末、22……変調器、23……分配器、33，34……復
調器、35……S/N比較器、36……開閉回路、37……制御
回路、38……受信端末、71……搬送波発振器、72……分
配器、73……減衰器、74，76……変調器、75……π/2移
相器、77……混合器、81，82……分配器、83，84……符
号処理器、85……π/2移相器、86……減衰器、87……遅
延回路、88……π/4移相器、89，810……乗積回路、81
1，814……直流増幅器、812，815，819……積分器、81
3，816，820……サンプリング回路、817……切替器、81
8……S/N合成器、821……微分器、826……水晶発振器、
827……分周器、828……タイミング発生回路、829……
切替器、830……S/N切替器、831……切替器、832……受
信制御部、121，122……分配器、123，124……符号処理
器、125，129，130，131，138，141……増幅器、126，1
27，128……帯域波器、132，133，134……ダイオード
検波器、135……差動増幅器、136，137……加算器、13
9，142……積分器、140，143……サンプル回路、144，1
46……微分回路、145……比較回路、148……水晶発振
器、149……分周器、150……タイミング発生回路、151
……切替器。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】固定送信局と任意数の受信局間で放送形式
のディジタルデータ伝送を行い、固定送信局側より送信
波の伝送帯域内に複数のサブチャネルを配列してサブチ
ャネル毎にディジタルデータによつて変調された信号を
送出する場合に、各受信局は偏波面入射角・スペースダ
イバーシティによる２組のアンテナと受信部を設けた２
系統受信方式にて受信し、各受信系にてサブチャネル毎
に復調検波すると共に各受信系は前記複数サブチャネル
中の１チャネルについてその検波出力をビット単位にＳ
／Ｎ信号として取り出し、両受信系のS/N信号を常時比
較判定してビット単位にS/Nの良好な方の受信系のみを
選択しながら受信すると同時に、前記判定出力によりデ
ータビット抽出のタイミングクロックとS/N判定抽出ク
ロックとを同期させてデータおよびS/N情報を抽出し、
１つのタイミング回路で受信のビット同期抽出をS/Nの
良い方の位相タイミングに補正しながら受信させること
を特徴とするデータ信号受信方法。