JPH0646238Y2 - ブラシレスモータの速度制御装置 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 〈考案の技術分野〉 本考案はブラシレスモータの速度制御に係り、特にモー
タの回転数を周波数発電機を具備することなく検出して
速度制御を行う装置に関する。

〈考案の技術的背景〉 ブラシレスモータの回転数を制御する手段としては、従
来より種々提案しているが、例えば、複数の磁極に永久
着磁したロータとこれの回転位置を検出する位置検知素
子と、ステータコイルとを有したブラシレスモータ（以
下単にモータという）の上記ステータコイルを、直流電
源に制御トランジスタ等からなる電圧制御回路とスイツ
チング素子をブリツジ状に結線し、上記位置検知素子の
出力信号により適時導通制御するようにしたドライブ回
路を介して接続し、上記モータの回転数をタコジエネレ
ータで検出し、この検出信号により上記制御トランジス
タの通電を制御して電圧制御により回転数を制御するよ
うに構成したもの、あるいは、タコジエネレータに代つ
て、ロータを多極に永久着磁し、このロータの多極と対
向して発電コイルを配置してロータの回転数に対応した
周波数信号を検出し、この検出した周波数に対応する電
圧に変換して、これにより、上述同様、制御トランジス
タの通電を制御して、電圧制御により回転数を制御する
ように構成したものがある。

〈背景技術の問題点〉 しかし乍ら、前者の場合、タコジエネレータが必要とな
つて構成を大形化し、装置を高価なものにすると共に、
タコジエネレータの出力は通常アナログ信号であるの
で、ノイズ特に商用周波数における誘導ノイズに敏感で
あり、これを除去するため、タコジエネレータの出力端
にローパスフイルタを設ければ応答性が低下するという
問題がある。

又、後者の場合、発電コイルの出力レベルが低いので、
ノイズが重畳しやすく、特に磁気誘導ノイズの影響をう
けやすくこれの対策が小形モータにおいては大きな問題
となる。しかもモータ自体の発熱によりロータの磁石が
減磁して発電コイルの出力レベルはさら低くなり、大き
な出力を得るため発電コイルの巻回数を増加させる必要
も生じて工数を増加し装置を高価なものとする問題を有
している。

〈考案の目的〉 本考案は上述した点にかんがみてなされたもので、その
目的とするところは、周波数発電機を具備せしめること
なくモータの回転数を検出することができ、かつノイズ
による影響を低減し、小形，安価に製することができる
ようにしたものを提供することにある。

〈考案の概要〉 本考案は上述の目的を達成するため、ロータの回転位置
を検出する位置検知素子の出力端に、入力周波数を逓倍
して回転数に対応した周波数信号を送出するようにした
周波数逓倍回路と、これの出力端に、入力周波数の立上
りと同期して該周波数に応じた基準電圧を送出するF/V
変換回路とを具備し、上記基準電圧によりモータに対す
る出力電圧を制御して、モータを速度制御するようにし
たものである。

〈考案の実施例〉 以下、本考案を３相ブラシレスモータに適用した実施例
を図によつて説明する。第１図において、１は直流電
源、３は上記直流電源１に電源スイツチ２を介して接続
された電圧制御回路である。これは、直流電源１に電源
スイツチ２を介してコンデンサC₁を接続し、このコンデ
ンサC₁の端子間に、PNP形の制御トランジスタQ₁のエミ
ツタ・コレクタ間を介して、アノードを回路接地したダ
イオードD₁を挿入し、このダイオードD₁のカソード・ア
ノード間にリアクトルＬを介してコンデンサC₂を接続
し、このコンデンサC₂とリアクトルＬの接続点から、上
記制御トランジスタQ₁のオンオフ制御により直流電源１
を可変した出力電圧V_sを送出するようになつている。
又、上記直流電源１には電源スイツチ２を介して定電圧
ダイオード等により形成された定電圧回路CVを接続し、
この定電圧回路CVの出力端から後述の各回路に動作電源
としての定電圧電源V_cを送出するようになつている。４
は、上記電圧制御回路３の出力端に接続されて、３相ブ
ラシレスモータ５を駆動するドライブ回路である。これ
は上記電圧制御回路３の出力端に３個のPNP形のトラン
ジスタQ_u,Q_v,Q_wのエミツタを接続し、このトランジスタ
Q_u,Q_v,Q_wのコレクタに、エミツタを回路接地した３個の
トランジスタQ_x,Q_y,Q_zのコレクタをそれぞれ接続して、
いわゆる120°通電形のインバータを形成し、上記トラ
ンジスタQ_uとQ_x、Q_vとQ_y、Q_wとQ_zの各接続点を出力端と
して、モータ５の図示しない星形結線となつたステータ
コイルにそれぞれ接続して、トランジスタQ_u〜Q_zの適時
導通により直流入力電圧を３相交流電圧に変換して供給
するようになつている。なお、トランジスタQ_u〜Q_zのコ
レクタ・エミツタ間には、フライホイールダイオードD_u
〜D_zがそれぞれ挿入されている。そして、上記モータ５
は、周知のように、複数の磁極に永久着磁されたロータ
と、このロータの周囲に対向して配置されたステータコ
イル及び３等配された位置に配設し、定電圧電源V_cと回
路接地間に並列に挿入されて該ロータの回転位置を検出
するホール素子等の位置検知素子6_u,6_v,6_wから形成され
ている。７は上記位置検知素子6_u,6_v,6_wの出力信号を論
理的に組合せて上記ドライブ回路４のトランジスタQ_u〜
Q_zのベースに出力信号を送出する分配回路である。これ
は、上記位置検知素子6_uの出力端に、アンド回路AND₁と
AND₆の入力端の一方を接続すると共に、ノツト回路N_uを
介してアンド回路AND₃とAND₄の入力端の一方を接続し、
位置検知素子6_vの出力端に、アンド回路AND₂の入力端の
一方とAND₄の入力端の他方を接続すると共に、ノツト回
路N_vを介してアンド回路AND₁の入力端の他方とAND₅の入
力端の一方を接続し、位置検知素子6_wの出力端に、アン
ド回路AND₃とAND₅の入力端の他方を接続すると共に、ノ
ツト回路N_wを介してアンド回路AND₂とAND₆の入力端の他
方を接続して、上記アンド回路AND₁〜AND₆の出力端から
トランジスタQ_u〜Q_zのベースに出力信号をそれぞれ送出
するようになつている。又、この分配回路７には出力端
子O₁〜O₅を設け、この出力端子O₁,O₂,O₅に位置検知素子
6_u,6_v,6_wの出力端をそれぞれ接続し、出力端子O₃,O₄に
位置検知素子6_u,6_vの出力端をノツト回路N_u,N_vを介して
それぞれ接続して、上記出力端子O₁〜O₅から位置検知素
子6_u〜6_wの出力信号をそれぞれ送出するようになつてい
る。８は、上記分配回路７の出力端子O₁〜O₅から接続さ
れて、位置検知素子6_u,6_v,6_wの出力信号の周波数を逓倍
（本例では３倍）してモータ５の回転数に対応した周波
数信号を速度検出信号として送出する周波数逓倍回路で
ある。これは、分配回路７の出力端子O₃とO₄にナンド回
路NA₁の入力端を接続し、このナンド回路NA₁の出力端と
出力端子O₅に、ナンド回路NA₂の入力端を接続し、出力
端子O₁とO₂にナンド回路NA₃の入力端を接続し、上記ナ
ンド回路NA₂とNA₃の出力端にナンド回路NA₄の入力端を
接続して、このナンド回路NA₄の出力端から入力信号を
論理的に合成して入力周波数を逓倍した周波数の出力信
号を送出するようになつている。９は、上記逓倍回路８
からの入力周波数に応じた基準電圧を送出するF/V変換
回路である。これは逓倍回路８のナンド回路NA₄の出力
端と回路接地間に、コンデンサC₃と抵抗R₂を直列に挿入
して微分回路を形成し、上記コンデンサC₃と抵抗R₂の接
続点（ａ点）をエミツタ回路接地のトランジスタQ₂のベ
ースに接続し、このトランジスタQ₂のコレクタを、定電
圧電源V_cと回路接地間に直列に挿入した抵抗R₃とコンデ
ンサC₄の接続点（ｂ点）に接続して、C₄R₃時定数で充電
されるコンデンサC₄の放電回路を形成し、上記抵抗R₃と
コンデンサC₄の接続点（ｂ点）を、演算増幅器からなる
比較器CP₁,CP₃の反転入力端子と比較器CP₂の非反転入力
端子とに接続し、この比較器CP₁,CP₃の非反転入力端子
と比較器CP₂の反転入力端子には、定電圧電源V_cと回路
接地間にそれぞれ直列に挿入した抵抗R₄とR₅、R₈とR₉、R₆
とR₇の接続点をそれぞれ接続して、定電圧電源V_cを分圧
した電圧V_c1,V_c3,V_c2をV_c1＞V_c2＞V_c3の関係に設定して
それぞれ入力させ、上記比較器CP₁とCP₂の出力端をアン
ド回路AND₇の入力端に接続し、このアンド回路AND₇の
“H"レベルの出力信号によつて閉路するスイツチング素
子S₁を、定電圧電源V_cと回路接地間に挿入したコンデン
サC₅の電源側に介挿し、上記コンデンサC₅の端子間に抵
抗R₁₀を挿入してコンデンサC₅の放電回路を形成し、上
記スイツチング素子S₁とコンデンサC₅の接続点（ｅ点）
を、上記比較器CP₃の“H"レベルの出力信号によつて閉
路するスイツチング素子S₂を介して、演算増幅器からな
る差動増幅器A₁の反転入力端子に接続し、この差動増幅
器A₁の反転入力端子と回路接地間に、サンプルホールド
用のコンデンサC₆を挿入し、差動増幅器A₁の非反転入力
端子には、定電圧電源V_cと回路接地間に直列に挿入した
抵抗R₁₁とR₁₂の接続点を接続して、定電圧電源V_cを分圧
したV_c4を入力させ、上記スイツチング素子S₁の閉路に
よつて瞬時に充電されるコンデンサC₅の電荷をスイツチ
ング素子S₁の開路時に抵抗R₁₀を通してC₅R₁₀時定数で定
まる時限で放電させ、この放電中のコンデンサC₅の端子
間電圧を、逓倍回路８の出力信号の立上りで“H"レベル
に反転する比較器CP₃の出力信号によつて閉路するスイ
ツチング素子S₂を介してコンデンサC₆によりサンプリン
グすると共にこれを保持し、このサンプリングした電圧
V_hと上記分圧した電圧V_c4を差動増幅した出力電圧を基
準電圧V_refとして上記差動増幅器A₁の出力端から送出す
るようになつている。即ち、F/V変換回路９は、周波数
の入力信号の立上り直後毎に、スイッチング素子S₁を閉
路してコンデンサC₅の端子電圧を一定値に瞬時充電さ
せ、このコンデンサC₅の電荷を、上記スイッチング素子
S₁の開路により、一定の時定数で放電させ、この放電中
のコンデンサC₅の端子電圧を、次の上記入力信号の立上
り時点で閉路するスイッチング素子S₂を介して、コンデ
ンサC₆によりサンプリングし、このサンプリングした電
圧V_hを、上記スイッチング素子S₂の開路により、保持
し、差動増幅回路A₁を介して、基準電圧Vrefとして出力
するようになっている。

換言すれば、F/V変換回路９は、周波数の入力信号の立
上り直後毎に、変化を開始する電圧を、次の上記入力信
号の立上り時点でサンプリング保持するため、上記入力
信号の立上り毎にモータの回転数に応じた電圧を基準電
圧として出力することになる。10は上記F/V変換回路９
の基準電圧V_refと上記電圧制御回路３の出力電圧V_sとの
誤差を検出しこの検出値によりパルス幅を変調した出力
信号（以下PWM信号という）を送出するようにしたPWM制
御回路である。これは上記F/V変換回路９の差動増幅器A
₁の出力端に演算増幅器からなる誤差増幅器A₂の反転入
力端子を接続し、誤差増幅器A₂の非反転入力端子には、
電圧制御回路３の出力端と回路接地間に直列に挿入した
抵抗R₁₃とR₁₄の接続点を接続して、上記出力電圧V_sを分
圧した電圧V_s1を入力させ、上記誤差増幅器A₂の出力端
を演算増幅器からなる比較器CP₄の反転入力端子に接続
し、この比較器CP₄の非反転入力端子には、ノコ波状の
パルス信号を一定の周波数（例えば30KH_z）で発振する
ようにしたパルス発生器OSCの出力端を接続し、比較器C
P₄の出力端に、エミツタ回路接地のトランジスタQ₃のベ
ースを接続し、このトランジスタQ₃のコレクタを、抵抗
R₁を介して上記制御トランジスタQ₁のベースに接続し
て、トランジスタQ₃のコレクタ出力により制御トランジ
スタQ₁のオン期間を制御して電圧制御回路３の出力電圧
V_sを可変制御するようになつている。

次に、その動作について説明する。今、トランジスタQ_u
〜Q_z,Q₁,Q₂,Q₃はすべてオフ状態にあり、コンデンサC₁
〜C₆の電荷もすべて０にあるとすると、電源スイツチ２
の投入により直流電源１が電圧制御回路３に印加されて
コンデンサC₁を瞬時に充電すると共に、定電圧回路CVの
出力端から各回路に定電圧電源V_cが供給される。これに
より、F/V変換回路９の差動増幅器A₁はコンデンサC₆の
電圧V_hが０であるので、他方の入力電圧V_c4を増幅した
電圧（A_NF1・V_c4、但しA_NF1＝増幅度）を基準電圧V_refと
して送出する。これをうけたPWM制御回路10の誤差増幅
器A₂は他方の入力電圧V_s1が0Vであるので、基準電圧V
_refを増幅した出力電圧（−V_ref・A_NF2、但しA_NF2＝増幅
度）を比較器CP₄に送出し、比較器CP₄は、この入力レベ
ルがパルス発生器OSCのパルス信号のレベルより低いレ
ベルなるので、“H"レベルの出力信号を送出してトラン
ジスタQ₃をオンさせ、これにより制御トランジスタQ₁に
ベース電流が流れ、制御トランジスタQ₁がオンし、リア
トルＬを通してコンデンサC₂が充電され、その端子間電
圧が出力電圧V_sとしてドライブ回路４及びPWM制御回路1
0に送出される。他方、モータ５の図示しないロータは
回転していないので、上記定電圧電源V_cの印加により、
位置検知素子6_u,6_v,6_wが送出する出力信号をうけた分配
回路７は入力信号の組合せによりアンド回路AND₁〜AND₆
のいずれかの出力端から“H"レベルの出力信号をドライ
ブ回路４に送出し、これによりトランジスタQ_u〜Q_zのい
ずれかがオンしてモータ５の図示しないステータコイル
に電圧が印加され、モータ５が起動する。

この起動により、モータ５のロータが回転し、それに対
応して位置検知素子6_u,6_v,6_wから出力信号が送出される
（第２図6_u,6_v,6_w）。これをうけた分配回路７は入力信
号を一方は直接、他方はノツト回路N_u,N_v,N_wを介して反
転させて（第２図N_u,N_v,N_w）、アンド回路AND₁〜AND₆に
それぞれ入力させる論理的組合せによりアンド回路AND₁
〜AND₆の出力端からドライブ回路４のトランジスタQ_u〜
Q_zを、例えばQ_u→Q_z→Q_v→Q_x→Q_w→Q_yの順に120°通電
させる出力信号を送出して（第２図AND₁〜AND₆）、順次
導通させる。他方、分配回路７は位置検知素子6_u,6_v,6_w
の出力信号を直接、出力端子O₁,O₂,O₅から、また6_u,6_v
からの出力信号をノツト回路N_u,N_vを介して反転して出
力端子Q₃,Q₄からそれぞれ逓倍回路８に送出する（第３
図O₁〜O₅）。これをうけた逓倍回路８は、ナンド回路NA
₃によつて上記出力端子O₁とO₂の出力信号の論理積を反
転した出力信号（第３図NA₃）と、ナンド回路NA₁を介し
て出力端子O₃とO₄の出力信号の論理積を反転した出力信
号（第３図NA₁）と出力端子O₅の出力信号との論理積を
反転して送出するナンド回路NA₂の出力信号（第３図N
A₂）との論理積を反転して、ナンド回路NA₄から入力周
波数を３逓倍した周波数の出力信号を速度検出信号とし
てF/V変換回路９に送出する（第３図NA₄）。この際、逓
倍回路８は、モータ５の回転数が変化（例えば、上昇）
しているときは位置検知素子6u,6v,6wの相互に異なるパ
ルス幅の出力信号により、モータ５の一周期内の回転数
に応じてパスル間隔が変化する逓倍した周波数の出力信
号を速度検出信号として送出することになる。そして、
上記速度検出信号をうけたF/V変換回路９は、そのコン
デンサC₃と抵抗R₂の微分回路から入力信号を微分した波
形の出力が送出され（第４図ａ）、トランジスタQ₂がオ
ンしてコンデンサC₄の電荷を瞬時に放電する（第４図
ｂ）。これにより比較器CP₃の出力信号は“H"レベルに
反転し、スイツチング素子S₂を閉路する。この閉路によ
つてコンデンサC₆はC₅R₁₀時定数で放電中のコンデンサC
₅によつて瞬時に充電されて、この時（第４図t₁時点）
の端子間電圧をサンプリングする（第４図ｅ）。次い
で、上記微分回路の出力（ａ点の出力）レベルがトラン
ジスタQ₂のベース・エミツタ間電圧に達することにより
トランジスタQ₂がオフ（第４図t₂時点）し、コンデンサ
C₄はC₄R₃時定数で充電されｂ点の電位が上昇する（第４
図ｂ）。このｂ点電位の上昇が比較器CP₃の入力電圧V_c3
に達すると、上記比較器CP₃の出力信号は“L"レベルに
反転してスイツチング素子S₂が開路し、コンデンサC₆は
サンプリングした電圧V_hを保持する。さらに上記ｂ点電
位が上昇して比較器CP₂の入力電圧V_c2に達すると、上記
比較器CP₂の出力信号が“H"レベルに反転し（第４図t₃
時点）、比較器CP₁の出力信号はｂ点の電位が0Vになつ
た時点（第４図t₁）で“H"レベルに反転しているので、
アンド回路AND₇の出力信号が“H"レベルに反転して（第
４図ｄ）、スイツチング素子S₁を閉路し、コンデンサC₅
は瞬時に充電されてその端子間電圧は上昇する（第４図
ｅ）。そして、さらに上記ｂ点の電位が上昇し比較器CP
₁の入力電圧V_c1に達すると、比較器CP₁の出力信号は
“L"レベルに反転し（第４図t₄）スイツチング素子S₁が
開路してコンデンサC₅は第４図t₄時点でC₅R₁₀時定数で
放電を開始する（第４図ｅ）。このように、コンデンサ
C₆はコンデンサC₅がC₅R₁₀時定数で定まる時限で放電中
の端子間電圧を逓倍回路８の出力信号の立上り、即ち、
出力周波数に応じてサンプリングして保持するので、モ
ータ５の回転数に応じた電圧をサンプリングすることに
なり、このサンプリングした電圧V_hを差動増幅器A₁によ
つて他方の入力電圧V_c4と差動増幅した出力電圧をPWM制
御回路10の基準電圧V_refとして送出する。従つて上記基
準電圧V_refはF/V変換回路９の入力信号の周期毎に可変
設定されることになる。上記基準電圧V_refをうけたPWM
制御回路10の誤差増幅器A₂は他方の入力V_s1とV_refとの
誤差を増幅した〔A_NF2・(V_s1-V_ref)〕出力電圧V_A2を比較
器CP₄に送出する。比較器CP₄はパルス発生器OSCのパル
ス信号V_OSCと比較し（第５図CP₄の入力）、上記V_OSCがV
_A2よりも高いレベルにある期間“H"レベルとなるパルス
幅を変調した出力信号をトランジスタQ₃のベースに送出
し（第５図CP₄の出力）、トランジスタQ₃はそのベース
に“H"レベルの入力信号をうけている期間オンしコレク
タ出力を“L"レベルに反転して制御トランジスタQ₁をオ
ンさせるPWM信号を、上記トランジスタQ₃のコレクタか
らPWM制御回路10の出力信号として送出する（第５図10
の出力）。このPWM制御回路10のPWM信号により電圧制御
回路３の出力電圧V_sは、トランジスタQ₁のオン期間を
τ、周期をＷ、入力電圧V_DCとすれば、 で示される関係で可変制御されて、これをドライブ回路
４を介してモータ５に供給して、モータ５の速度を制御
する。

尚、上記実施例において、逓倍回路８は位置検知素子
6_u,6_v,6_wの出力信号を論理的に合成して入力周波数f_H（ 但しP:極数、N:回転数）を３逓倍した周波数の出力信号
を速度制御信号として送出するように説明したが、これ
に代つて例えば第６図に示すように、ナンド回路NA₄の
出力端と回路接地間に、抵抗R₁₅とコンデンサC₇を直列
に挿入し、この抵抗R₁₅とコンデンサC₇の接続点をノア
ー回路NOR₁の入力端の一方に接続し、ノアー回路NOR₁の
入力端の他方には、上記ナンド回路NA₄の出力端に接続
されたノツト回路N₁の出力端を接続してノアー回路NOR₁
の出力端から出力するようにした微分回路11_aと、上記
ナンド回路NA₄の出力端にノツト回路N₂を介して接続さ
れた上記微分回路11_aと同様に形成された微分回路11
_bと、これら微分回路11_aと11_bの出力端に入力端を接続
したオアー回路OR₁とを備えて、上記オアー回路OR₁の出
力端から、上記ナンド回路NA₄の出力周波数をさらに２
逓倍した周波数の出力信号を速度制御信号としてF/V変
換回路９へ送出するようにした周波数逓倍回路11を適用
できることは勿論である。

〈考案の効果〉 本考案によれば、位置検知素子の出力端に、論理的に組
合せた周波数逓倍回路を設けて入力周波数を逓倍した出
力信号をモータの速度検出信号として用いるようにして
あるので、発電コイルで検出するものに比して商用周波
数の誘導ノイズや磁気誘導ノイズの影響をうけることな
く、モータの回転数に対応した速度検出信号を得ること
ができる。しかも、周波数逓倍回路はモータの回転数を
単に固定倍率で逓倍するのではなく、１回転内の速度変
化に応じてパルス間隔が変化する出力信号を送出するよ
うになっているので、分解能の向上を図った速度検出信
号を得ることができる。

また、上記逓倍回路の出力端に設けたF/V変換回路は、
上記速度検出信号の立上り毎にモータの回転数に応じた
電圧をサンプリング保持して基準電圧として送出するよ
うになっているので、ローパスフィルタ等を用いること
なく形成することができ、応答性を一段と向上させるこ
とができる。

更に、上記F/V変換回路の出力端に設けたPWM制御回路に
より、上記基準電圧と電圧制御回路の出力電圧との誤差
増幅した出力を一定周波数のノコ波状のパルス信号と比
較してパルス幅を変調した信号を送出して、電圧制御回
路の出力電圧を制御するようにしているので、モータの
定速制御を行うことができ、モータの１回転内に速度変
化が生じても即応させることができ、モータの回転ムラ
を防止することができる。しかも、一定の周波数でパル
ス幅を変調して速度制御を行うようになっているので、
モータが低速時であっても分解能を低下させることなく
定速制御することができ、一定の周波数で電流をオンオ
フしているので、モータの共振周波数をさけたスイッチ
ングを行うことができ、モータの低騒音化を図ることが
できる。

更にまた、タコジェネレータや発電コイルを用いること
なく、速度検出信号を得ることができるので、モータの
発熱による影響を低減して温度特性を向上させ、安定し
た速度制御を行うことができ、速度検出手段を備えたブ
ラシレスモータの小形化を図って安価に製することがで
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案の実施例を示すブロツク図、第２図は第
１図の分配回路の動作を説明するタイムチヤート図、第
３図は第１図の周波数逓倍回路の動作を説明するタイム
チヤート図、第４図は第１図のF/V変換回路の動作を説
明するタイムチヤート図、第５図は第１図のPWM制御回
路の動作を説明するタイムチヤート図、第６図は第１図
の周波数逓倍回路の他の実施例を示すブロツク図であ
る。 1:直流電源、3:電圧制御回路、4:ドライブ回路、5:ブラ
シレスモータ、6_u,6_v,6_w：位置検知素子、7:分配回路、
8,11:周波数逓倍回路、9:F/V変換回路、10:PWM制御回
路、

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 【請求項１】複数の磁極に着磁したロータとこれに対向
   配置したステータコイルと、上記ロータと対向して回転
   位置を検出する複数の位置検知素子と、一対のスイッチ
   ング素子を直列に接続したアームを複数個ブリッジ状に
   結線したドライブ回路と、上記スイッチング素子のゲー
   トに上記位置検知素子の出力信号を論理的に組合せて出
   力信号を送出するようにした分配回路と、直流電源に接
   続されて制御トランジスタのオン期間により可変制御し
   た出力電圧を上記ドライブ回路に送出するようにした電
   圧制御回路とを備え、上記分配回路の出力信号により、
   スイッチング素子を適時導通してロータを回転せしめる
   ようにしたブラシレスモータにおいて、上記位置検知素
   子の出力端から接続されて、入力信号を論理的に組合せ
   て逓倍した周波数の出力信号を送出するようにした周波
   数逓倍回路と、この回路で逓倍された周波数の出力信号
   の立上り直後毎に変化を開始する電圧を、次の立上り時
   点でサンプリング保持して、モータの回転数に応じた電
   圧を基準電圧として送出するようにしたF/V変換回路
   と、上記基準電圧と上記電圧制御回路の出力電圧との誤
   差増幅した出力を一定周波数のノコ波状のパルス信号と
   比較してパルス幅を変調した出力信号により、上記電圧
   制御回路の出力電圧を可変制御するようにしたPWM制御
   回路とを具備してなることを特徴とするブラシレスモー
   タの速度制御装置。