JPH0648778B2

JPH0648778B2 - 衛星放送受信装置のａｆｃ方法

Info

Publication number: JPH0648778B2
Application number: JP1255701A
Authority: JP
Inventors: 隆男西山; 久男岡田; 龍明堂村
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 1989-09-29
Filing date: 1989-09-29
Publication date: 1994-06-22
Anticipated expiration: 2009-06-22
Also published as: DE69032838D1; EP0420275A2; DE69032838T2; EP0420275A3; KR910007297A; EP0420275B1; KR0152079B1; JPH03117207A; US5107335A

Description

【発明の詳細な説明】（イ）産業上の利用分野本願は、衛星放送受信技術に関し、ＢＳチューナと呼ば
れる屋内用受信機に関する。

（ロ）従来の技術通常の衛星放送は、ＮＴＳＣ規格の映像信号をＦＭ変調
して、１２GHz帯のＦＭ映像信号として送信している。

受信側では、この１２GHz帯のＦＭ映像信号を、１GHz帯
の第１中間周波数信号に変換した後に、さらに402.78MH
zを含む周波数帯の第２中間周波数信号に順次ダウンコ
ンバートした後に、ＦＭ復調して、映像信号を出力す
る。

このダウンコンバートするための局部発振回路の発振周
波数は、ＡＦＣ回路（自動周波数制御回路）で良好に制
御される。

ＡＦＣ動作は、複数の回路がＡＦＣループを形成するこ
とにより行なわれる。

通常のＡＦＣは、ＦＭ復調回路より出力された映像信号
の同期信号部分の直流信号レベルが、第２中間周波数信
号の周波数に対応することを利用し、この直流信号のレ
ベルを検出し、この検出結果で局部発振回路の発振周波
数をフィードバック制御していた（特開昭５７−１３５
５８２号参照）。

しかし、直流信号はドリフト等の影響を受けやすい欠点
がある。

このため、第２中間周波数信号（以下、第２ＩＦ信号と
称す）の、周波数をカウントして、このカウントデータ
で局部発振周波数をフィードバック制御する技術が考え
られている。

この例を第１２図及び第１３図を参照しつつ簡単に説明
する。

第１２図に於いて、(10)はＢＳアンテナである。(11)は
アンテナ部であり、例えばパラボラアンテナ又は平面ア
ンテナである。(12)は第１コンバータである。第１コン
バータ(12)は受信した１２GHz帯の衛星放送信号（ＦＭ
映像信号）と内部の発振回路(13)の出力を混合回路(14)
で混合した約１GHz帯のＦＭ映像信号（第１中間周波数
信号）（第１ＩＦ信号）を出力する。その出力変動は、
±1.5MHzまで許容されている。尚、この変動は、ＡＦＣ
動作により補正される。

(16)はＢＳチューナである。(18)は第２ダウンコンバー
タであり、第１ＩＦ信号を多チャンネル化に有利な例え
ば402.78MHzの第２ＩＦ信号に変換する。(20)(24)は自
動利得制御用増幅回路である。(22)は混合回路である。
(26)は可変発振回路、(28)は1/2分周を行う前置プリス
ケーラ、(30)はＰＬＬループ用回路である。このＰＬＬ
ループ用回路(30)は回路(26)(28)と共にＰＬＬループを
形成する。選局用マイクロコンピュータ（マイコン）(3
2)は、ＰＬＬループ用回路(30)内蔵プログラムデバイダ
の分周比を切り換えることにより、受信チャンネルを切
り換えると共に、微同調のためのＡＦＣも行う。尚、一
般的なＰＬＬループについては、特開昭６０−７７５３
３号（HO4B1/16）等に示され、周知であるので説明は省
略する。

(34)はＦＭ復調ブロックである。(36)は第２ＩＦ用フィ
ルタ、(38)はアンプ、(40)はＰＬＬ型ＦＭ復調回路であ
る。(42)はＡＧＣ電圧を作成するＡＧＣ検波回路であ
る。(44)はＥＣＬ製1/256分周回路である。

(46)は1/256分周回路の出力信号を直接カウントするカ
ウンタ回路である。このカウンタ回路(46)はリセットと
カウント動作期間をマイコン(32)により制御され、カウ
ントデータをこのマイコン(32)に出力している。

(48)は音声ＤＰＳＫ信号復調回路である。(50)はＰＣＭ
デコーダである。このＰＣＭデコーダは例えば（株）東
芝製のＴＭ４２１８Ｎであり、ＮＴＳＣ放送の音声ＰＣ
Ｍ信号受信時に信号（Ｎ・ＳＹＮＣ）を出力する端子(5
0a)を備えている。(52)はデジタルアナログ変換を行う
と共にローパスフィルタより成る音声出力回路である。
(54)はデジタル機器の出力用エンコーダである。(56)は
バッファアンプである。(58)はローパスフィルタ・ディ
エンファシス回路、(60)は三角波を除去するディスパー
サル回路、(62)は出力アンプである。(64)は出力処理ブ
ロックである。(66)は出力端子群である。(66a)(66b)は
音声出力用端子、(66c)(66d)はＤＡＴ用光ケーブルコネ
クタ仕用出力端子、(66e)はビットストリーム用出力端
子、(66f)は有料放送デコーダ用出力端子、(66g)は映像
出力端子である。

(68)は同期分離回路であり、垂直同期信号パルス
（Ｖ_Ｄ）を抜出して、マイコン(32)に出力する。

上記動作を説明する。

このＢＳチューナ(16)は、所定期間、カウンタ回路(46)
を動作せしめ、このカウントデータをマイコン(32)に入
力する。マイコン(32)は、このデータと、基準データと
を比較することにより、第２ＩＦ信号の周波数のずれを
知る。そして、マイコン(32)は、このずれを補正するべ
くＰＬＬ用回回路(30)のプログラムデバイダの分周比を
可変する。

そして、このカウントする所定期間は、マイコン(32)が
垂直同期信号（Ｖ_Ｄ）より決定する。この所定期間(gat
e)を第１３図に示す。

第１３図の（ａ）はＰＬＬ型ＦＭ復調回路(40)の出力、
（ｂ）は同期分離回路(68)の出力、（ｃ）はマイコン(3
2)より出力されるカウンタ回路(46)のリセット信号（Ｃ
ｌ）、（ｄ）はマイコン(32)より出力されるカウンタ回
路(46)のカウンタ動作期間指定信号(gate)である。

動作を第１２図を参照しつつ説明する。

同期分離回路(68)から垂直同期信号パルス（Ｖ_Ｄ）が、
マイコン(32)に入力されると、マイコン(32)はリセット
信号（Ｃｌ）を出力する。そして、垂直同期帰線期間
（1024μ秒間）（Ａ）ゲート信号を出力してカウンタ回
路(46)のカウント動作を許容する。そして、期間（Ｂ）
の間このゲート信号gate)の出力を休止した後に再び１
０２４μ秒の間（Ｃ）ゲート信号(gate)を出力する。そ
して、マイコン(32)はこの後の期間（Ｄ）にカウンタ回
路(46)のカウントデータを読み取る。そして、エネルギ
ー拡散信号である三角波の影響を除去するために、マイ
コン(32)は、２フレーム期間の４つのカウント結果
（尚、入力は４つであるが、カウント期間は４×２の８
つである）を加算し４で割った値と、ＮＴＳＣ放送受信
時の基準データ値とを比較して、第２ＩＦ信号の周波数
の「ずれ」を検出して、ＰＬＬ用回路(30)の分周比を可
変して、ＡＦＣ動作を行う。

尚、カウンタ回路(46)を映像期間中に動作させるのは、
ＮＴＳＣ放送の場合、主搬送波周波数制御方式として送
信用の平均値ＡＦＣを採用しているためである。又、第
１３図（ｄ）の期間（Ｂ）の値は、例えばフィールドご
とに６ｍ秒、４ｍ秒、６ｍ秒、８ｍ秒と可変して、画面
の各部の周波数の値を検出して、明るさのバラツキによ
る変動を防止している。

このように、マイコン(32)は、２フレーム期間ごとに、
ＰＬＬ用回路(30)を制御して平均値ＡＦＣを行う。な
お、１フィールドごとにＰＬＬ用回路(30)を制御する場
合は、過去４回のカウント結果を平均するようにして、
これを基準データと比較して、ＡＦＣ動作を行なっても
良い。

又、上記例では、４フィールド（２フレーム）期間の４
つのカウント結果を平均化したが、これは、４、６、８
フレーム期間でも良い。

尚、このＢＳチューナでＭＵＳＥ信号（ＮＨＫが開発し
た高品位ＴＶ信号を帯域技術により変換された信号）を
ＦＭ変調した衛星放送（一般にハイビジョン放送と呼れ
ている）をも受信する場合は、ＭＵＳＥ信号用の拡散信
号の周期に合わせて何フィールドのカウント値を平均す
るかをＮＴＳＣ方式の場合と切り換える。又、カウンタ
回路(46)を動作せしめる期間も、当然ＭＵＳＥ受信の場
合は、ＭＵＳＥ信号のクランプ・レベル期間に切り換え
る。尚、ＭＵＳＥ信号については、日経マグロウヒル社
発行の雑誌「日経エレクトロニクス１９８７年１１月２
日号NO.４３３」のＰ１８９−Ｐ２１２に日本放送協会
二宮佑一著「衛星を使うハイビジョン放送の伝送方式Ｍ
ＵＳＥ」として示されており、周知の技術である。

しかしながら、第１４図に示す様にＭＵＳＥ信号のクラ
ンプ・レベル期間は、ＮＴＳＣ放送の帰線期間（1024μ
秒）に比べ非常に短かく（23μ秒）、さらにカウンタ回
路を動作せしめる期間はさらに短く（15〜17μ秒）な
り、この期間のカウントでＡＦＣ動作を精度良く行なう
ことは無理である。つまり、ＭＵＳＥ放送受信時には、
カウンタ回路の１カウント当たりの第２ＩＦ信号の変移
「ずれ」の検出精度は約１７MHzとなり、とても、ＡＦ
Ｃ動作を行なえるものではない。

依って、1/256分周器(44)を使用せず第２ＩＦ信号を直
接カウンタ回路(46)でカウントすれば良い。しかし、40
2.78MHzの第２ＩＦ信号をカウントする高速カウンタ回
路は現在のところ作成することは困難であり、非常に高
価となる。

又、第２ＩＦ信号をＥＣＬの分周回路で1/2〜1/4にした
信号でもカウントは実現困難である。又、これ以上分周
すると１カウント当たりの検出精度が粗くなりすぎて実
用上問題が生じる。これは、第２ＩＦ信号の周波数の変
動分も同時に分周されるからである。尚、1/2の時に、
もしカウントできると、その時の１カウント当たりの検
出精度は約１３０KHz、1/4の時は約２６０KHzである。

そこで、ＭＵＳＥ受信時は通常のキードＡＦＣを行うこ
とが考えられる。第１５図に、この例を示す。(70)はＭ
ＵＳＥデコーダである。このデコーダ(70)は高品位テレ
ビ信号を出力すると共に、ＭＵＳＥ信号入力時にのみク
ランプレベル信号期間を示す信号（キードＡＦＣパルス
信号）（Ｐ）を出力する。

(72)はＭＵＳＥ信号用バッファ、(72a)は出力端子、(7
4)はキードＡＦＣパルス信号入力端子（ハイビジョン放
送対応端子）、(76)はクランプレベル信号をサンプリン
グするサンプルホールド回路、(78)はサンプルホールド
回路(76)の値をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換器であ
る。マイコン(32)は、ＭＵＳＥ受信時には、このＡ／Ｄ
変換器(78)からの値と、ＭＵＳＥ受信時用基準データと
を比較して「ずれ」を検出し、ＰＬＬ用回路(30)を制御
してＡＦＣ動作を行う。

しかし、この様な回路は、前述した様にアナログ信号を
サンプルホールドしており、温度等の影響を受けて、Ｂ
Ｓチューナの高精度高応答性を実現することは無理であ
った。

（ハ）発明が解決しようとする問題点ところで、前述の如く、ＮＴＳＣ信号の送信には、平均
値ＡＦＣが用いられる。この平均値ＡＦＣに依れば、第
１６図に示す様に映像信号のレベルに応じて搬送波の中
心周波の対応輝度レベルが変動するので、従来例に於い
ては、これにＡＦＣ動作が追随し、且つ短期間の映像信
号レベルの変動に誤って追随して誤動作にしない様に、
映像期間と垂直同期期間（第１３図（ｄ）のＡＣ）の両
方をカウント期間としていた。

しかし乍ら、衛星放送のＮＴＳＣ送信に於いて、平均値
ＡＦＣの時定数は小さく、映像信号のレベル変動に素早
く追随することが判った。

本発明は、この様な放送に適応するＢＳチューナのＡＦ
Ｃ方法の１つを提案するものである。

例えば、平均値ＡＦＣに適格に対応しようとすればエネ
ルギー拡散信号の１周期（1/15秒）の間、カウンタを動
作させれば良いが、この様なカウントを行うカウンタは
大規模となる。

本発明は、この様なことのないＡＦＣ方法を提供するも
のである。

（ニ）課題を解決するための手段本発明は、第１中間周波数に変換されているＦＭ映像信
号と可変発振回路からの発振信号とを混合することによ
り、このＦＭ映像信号を第２中間周波数に変換し、この
第２中間周波数信号を分周してカウントし、所定値と比
較して周波数のズレの値を求め、この周波数ズレを補正
するべく前記可変発振回路の発振周波数を制御する衛星
放送受信装置のＡＦＣ方法に於いて、前記第２中間周波数のＦＭ映像信号を復調して同期成分
を検出し、この検出出力により前記直接カウントするカウント期間
(B)(C)を制御して、このカウント期間を垂直帰線期間（ＶＢ）を除き、且つ
水平ブランキング期間を含む映像信号期間（Ｙ＋Ｈ）の
全域をｎ個に分割した領域内全域に渡って移動させ、少
なくともエネルギー拡散信号の１周期期間に検出した複
数の前記カウントの結果により前記周波数ズレの値を検
出することを特徴とする。

（ホ）作用本発明は、第２図に示す映像信号期間（Ｙ）と水平帰線
期間（Ｈ）と垂直帰線期間（ＶＢ）との関係より、画面
全体と映像期間（Ｙ）の割合（７７％）と、映像信号期
間と水平帰線期間とを合わせた期間（Ｙ＋Ｈ）と映像信
号期間（Ｙ）の割合（８３％）とが似ていることに注目
し、この期間（Ｙ＋Ｃ）をカウントする領域とし、且つ
この領域内のカウント期間(A)(C)をランダムに設定する
様にしている。そして、このカウント結果より、映像信
号レベルの局所的な変動及びエネルギー拡散信号による
変動を防止するために、少なくともエネルギー拡散信号
の１周期期間の複数のカウント結果の平均と基準データ
を比べることにより、周波数のズレを検出する。

（ヘ）実施例第１図を参照しつつ本発明の動作を説明する。これは、
従来例の第１３図と同様にＮＴＳＣ信号受信時のカウン
ト期間(A)(C)を示す図である。

つまり、マイコンは、垂直同期信号（Ｖ_Ｄ）により、タ
イミングを検出して、垂直帰線期間を除き水平帰線期間
を含む映像信号期間（Ｙ＋Ｈ）を２等分する。そして、
この２等分された領域内をカウント期間(A)(C)がランダ
ムに移動する様に期間（Ｂ_１）（Ｂ_２）を所定範囲内で
ランダムに設定する。

そして、1/15秒間に検出して入力した８つの期間の４つ
のカウントデータよりＡＦＣのための演算を行う。

第３図を参照しつつ、本発明の一実施例のＢＳチューナ
を説明する。尚、このＢＳチューナはＭＵＳＥ信号受信
のための回路をも備えている。

(80)はＡＦＣ用ダウンコンバータ回路であり、402.78MH
zの第２ＩＦ信号を24.78MHzの第３ＩＦ信号に変換す
る。(82)はアンプ、(84)は378MHzで発振する高安定発振
回路、(86)は混合回路、(88)は24.78MHz信号のバンドパ
ス用アンプである。(90)は1/16分周回路である。（ＳＷ
１）は切り換えスイッチである。このスイッチ（ＳＷ
１）はＮＴＳＣ放送受信時には、Ｎ側に接続される。

(92)は受信モード判別回路であり、同期信号とキードＡ
ＦＣパルス信号により「ＮＴＳＣ放送受信時か」、「Ｍ
ＵＳＥ放送受信時か」、「それ以外か」を判別してマイ
コン(32)に出力すると共に、スイッチ（ＳＷ１）をＭＵ
ＳＥ受信時にＭ側に切り換え、ＮＴＳＣ受信時にＮ側に
切り換える。

(94)はＮＴＳＣ受信時用カウンタ制御パルス作成回路で
あり、同期信号を入力して第１図のゲート信号(gete)、
クリア信号（Ｃｌ）、垂直同期信号（Ｖ_Ｄ）を出力す
る。

(96)はＭＵＳＥ受信時用カウンタ制御パルス作成回路で
あり、キードＡＦＣパルス（Ｐ）を入力して、第２ゲー
ト信号(gate2)、第２クリア（Ｃｌ２）、カウンタデー
タ読み取り制御信号（Ｖ_Ｄ２）を作成する。そして、選
択出力回路(98)は、受信モードに応じて、この２つのパ
ルス作成回路(94)(96)からの信号を、選択してカウンタ
回路(46)とマイコン(32)に出力する。

(100)はＡＦＣ禁止回路であり、ＭＵＳＥ受信時で且つ
ＡＧＣ電圧の低い時（弱電界時）にスイッチ（ＳＷ２）
を開いて、読み取り制御信号（Ｖ_Ｄ２）の入力を遮断し
てＡＦＣ動作を禁止する。これは、弱電界受信時には、
ＡＦＣ動作の信頼性が低下するからである。尚、ＮＴＳ
Ｃ放送受信時には、少々第２ＩＦ信号が欠落しても、サ
ンプル時間が長いので、ＡＦＣは大きくは誤動作しな
い。

上記動作を第１図第３図第４図を参照しつつ説明する。

使用者が受信チャンネルを選択すると、そのチャンネル
を受信するための標準分周比データをマイコン(32)がＰ
ＬＬ用回路(30)に出力する。そして、この分周比データ
でしばらくの間受信を行う。

そして、この後、受信判別回路(92)が同期信号によりＮ
ＴＳＣ受信モードであると判別すると、選択出力回路(9
8)はカウンタ回路(46)にクリア信号（Ｃｌ）［第１図の
Ｃ］とゲート信号(gate)［第１図ｄ］を出力し、マイコ
ン(32)に垂直同期信号（Ｖ_Ｄ）を出力する。又、ＮＴＳ
Ｃ受信モードであることはマイコン(32)にも知らされマ
イコンはＮＴＳＣ用ＡＦＣ動作を開始する。そして、ス
イッチ（ＳＷ１）はＮ側に接続される。

つまりマイコン(32)は、カウンタ回路(46)のカウント終
了後にカウントデータを読み込んで、４フィールド間の
平均化を行ないＮＴＳＣ受信時用基準データと比較す
る。そして、第２ＩＦ信号の「ずれ」を検出し、前述と
同様にＰＬＬ用回路(30)の分周比を可変してＡＦＣ動作
を行う。

又、選局後、端子(72a)より出力された信号が図示省略
したＭＵＳＥデコーダに入力され、このＭＵＳＥデコー
ダがＭＵＳＥ信号であると判断すると、このＢＳチュー
ナ(16)の端子(74)よりキードＡＦＣパルス信号（Ｐ）が
入力される。そして、受信判別回路(92)は、このキード
ＡＦＣパルス信号（Ｐ）によりＭＵＳＥ受信モードであ
ると判別する。スイッチ（ＳＷ１）はＭ側に接続され、
マイコン(32)はＭＵＳＥ用ＡＦＣ動作を開始する。

選択出力回路(98)はＭＵＳＥ用カウンター制御パルス作
成回路(96)で作成した第２ゲート信号(gate2)第２クリ
ア信号（Ｃｌ２）制御信号（Ｖ_Ｄ２）を出力する。

この信号を第４図に示す。第４図（ａ）はＭＵＳＥ信号
に貴重される三角波を示している。（ｂ）はＭＵＳＥデ
コーダより出力されるキードＡＦＣパルス信号を示して
いる。（ｃ）は第２クリア信号（Ｃｌ２）、（ｄ）は第
２ゲート信号(gate2)を示している。（ｅ）は制御信号
（Ｖ_Ｄ２）を示している。

この第４図からも分る様にクランプ・レベル信号期間で
あるキードＡＦＣパルス信号出力期間は、三角波の丁度
中央電位である。依って、ＭＵＳＥ信号受信時は、三角
波の影響により、カウンタ回路(46)のカウントデータ値
がフィールドごとに変動することはない。従って、１回
のカウントデータでも論理上は、三角波の影響なしにＡ
ＦＣ動作を行なえる。しかし、実際には、この三角波と
ＭＵＳＥ信号の重畳時のズレ、キードＡＦＣパルス信号
の検出遅れ等により、やはり、最低でも１週期（１フレ
ーム）の間にサンプルした２つのデータを平均化しなく
てはならない。

尚、この従来例では、信頼性を高めるために２フレーム
期間の４つのデータの平均と、ＭＵＳＥ受信時用基準デ
ータとを比較してＡＦＣ動作を行っている。さらに、こ
の４つのデータの内、あまりにも大きく他のデータと、
かけ離れたカウントデータをマイコン(32)は除外して平
均化を行う安全策を採用している。又、あまりにも大き
く、基準データからかけ離れたカウントデータを除外し
て、過去４回のカウントデータを平均化しても良い。

第５図に他の例を示す。この第５図は第１２図の従来例
と同様にマイコン(32)でＮＴＳＣ受信時のクリア信号
（Ｃｌ）とゲート信号(gate)を作成するタイプである。
又、ＮＴＳＣ受信時のカウンタ回路(46)へのカウント入
力も第２ＩＦ信号の1/256分周信号である。

このマイコン(32)は、同期分離回路(68)から垂直同期信
号（Ｖ_Ｄ）が入力されるとＮＴＳＣ放送受信時であると
判別してＮＴＳＣ用のＡＦＣ動作を行う。又、キードＡ
ＦＣパルス信号（Ｐ）が入力されるとＭＵＳＥ放送受信
時であると判別して、ＭＵＳＥ用のＡＦＣ動作を行う。
そして、両信号とも入力されない時は、ＡＦＣ動作を停
止する。つまり、ＰＬＬ用回路(30)の分周比の変更を行
なわず、分周比は前値ホールドされる。

(93)はＭＵＳＥ放送受信時判別回路であり、ＭＵＳＥ放
送時にスイッチ（ＳＷ３）を開放して、誤って垂直同期
信号パルス（Ｖ_Ｄ）が入力されるのを防止する。又、こ
の判別回路(93)は、常時、Ｎ側に接続されているスイッ
チ（ＳＷ６）（ＳＷ７）（ＳＷ１）を、ＭＵＳＥ放送時
にＭ側に切り換える。

（ＳＷ４）は常閉スイッチ、（ＳＷ５）は常閉スイッ
チ、(102)はゲートパルス作成回路である。このゲート
パルス作成回路(102)は、第６図（ｂ）のキードＡＦＣ
パルス信号（Ｐ）が入力されるつどに第６図（ｃ）の約
1/60秒遅延した遅延パルス信号（Ｇ）を出力する。そし
て、第６図（ｃ）の期間（Ｇ）の間、常閉スイッチ（Ｓ
Ｗ４）は開放される。又、第６図（ｃ）の期間（Ｇ）の
間、常開スイッチ（ＳＷ５）は閉じられる。つまり、こ
のスイッチ（ＳＷ４）（ＳＷ５）からは、６０Hzの間隔
で入力される正規のキードＡＦＣパルス信号（Ｐ）が通
過し、ノイズ性パルスは除去される。

(97)は第２クリア信号（Ｃｌ２）、第２ゲート信号(gat
e2)を作成するＭＵＳＥ用カウンタ制御信号作成回路で
ある。カウンタ回路(46)のカウンタ動作期間は、精度良
く設定しないとＡＦＣ動作の誤動作の原因となるので、
本実施例では１０MHzの発振回路(104)の出力で第２ゲー
ト信号(gate2)期間を設定する。

(104)は１０MHzの発振回路であり、第７図（ｂ）のクロ
ック信号を出力する。(106)はキーパルス同期回路であ
る。このキーパルス同期回路(106)は、第７図（ａ）の
キードＡＦＣパルス信号（Ｐ）が入力された後にクロッ
ク信号が入力されたタイミングで第７図（ｃ）の第２ク
リア信号（Ｃｌ２）を出力する。(108)は、この第２ク
リア信号（Ｃｌ２）によりクリアされるカウンタであ
る。(110)はゲート信号作成回路であり、第２クリア信
号（Ｃｌ２）により、セットされて第７図（ｄ）の第２
ゲート信号(gate2)を立ち上げる。ゲート信号作成回路
(110)はカウンタ(108)の動作を許容する第７図（ｅ）の
信号（ｋ）を出力する。

依って、カウンタ(108)はクロック信号のカウントを開
始する。カウンタ(108)はクロック信号を１６０個カウ
ントすると第７図（ｆ）のリセット信号（Ｒ）を出力す
る。このリセット信号（Ｒ）により、ゲート信号作成回
路(110)は第２ゲート信号(gate2)を立ち下げる。又、ゲ
ート信号作成回路(110)は信号（ｋ）をローレベルとし
てカウンタ(108)の動作を禁止する。

(85)は第３ＩＦ信号作成用の高安定発振回路である。(1
12)は３７８MHzの発振回路、(114)は４MHzの水晶（精度
10^-5）を備えたＥＣＬプリスケーラを内蔵したＰＬＬ用
回路であり、この分周比は固定である。この様に、ＰＬ
Ｌループを形成して発振回路(112)を制御して、その発
振周波数変動を±37.8KHz以内に抑さえこんだ。

尚、このＢＳチューナでも、ＭＵＳＥ放送の弱電界受信
対策を行なっても良い。例えば、前例と同様にＡＧＣ信
号により、弱電界受信時を検出してＡＦＣ動作を停止し
ても良い。又、弱電界になるほど、平均化するための期
間を、（例えば８フレーム期間になるように）長く設定
変更しても良い。又、キードＡＦＣパルス信号の入力期
間にランプを点灯してＭＵＳＥ放送受信モードであるこ
とを知らしても良い。又、同期信号又は、第１２図のＰ
ＣＭデコーダ(50)の端子(50a)出力を利用して、ランプ
を点灯してＮＴＳＣ放送受信時であることを知らせる様
にしても良い。

又、ＭＵＳＥデコーダを内蔵する様にしても良い。

又、ＵＨＦ、ＶＨＦ、ＣＡＴＶ受信用のＴＶチューナも
内蔵する様にしても良い。尚、この時、発振回路(84)(1
12)の発振周波数はＴＶのチャンネル伝送帯域に重なら
ないようにチャンネルとチャンネルの間の周波数に設定
する。

第８図に他の例を示す。尚、第５図と同一部分には同一
符号を付して重複説明を省略する。第８図に於いて、(1
30)はゲートアレイＩＣである。つまり、この例では、
回路をＩＣ化している。そして、このゲートアレイ(13
0)は、第３ＩＦの有無を検出して、第３ＩＦが無い時に
ＡＦＣ動作を停止せしめる（前値ホールドする）もので
ある。

つまり、受信信号が短期的に欠落したり、ダウンコンバ
ータ(80)が故障した時には、ＡＦＣが誤動作するため、
このＡＦＣ動作を停止せしめる安全策を、このゲートア
レイＩＣ(130)が採用している。

第８図に於いて、(93′)はＭＵＳＥ放送受信時判別回路
であり、ＭＵＳＥ受信時であることを選局用マイコン(3
2′)に知らせる。又、この判別回路(93′)はスイッチ
（ＳＷ３′）を切り換える。つまり、通常Ｎ側に接続さ
れたスイッチ（ＳＷ３′）をＭＵＳＥ受信時にＭ側に切
り換えて、カウンタ制御信号作成回路(97)で整形したキ
ードＡＦＣパルス（疑似第２ゲート信号）(gate2′)を
選局用マイコン(32′)に入力する。

選局用マイコン(32′)は、判別回路(93′)からの信号に
より、ＮＴＳＣ受信時か、ＭＵＳＥ受信時かを認識し
て、そのモード用のプログラムを実行する。そして、ス
イッチ（ＳＷ３′）からの垂直同期信号または疑似第２
ゲート信号(gate2′)の立ち下がりによりタイミングを
設定されてカウンタ回路(46)のデータを取り込む。

(120)はこの例の特徴を示すＤフリップフロップであ
る。このＤフリップフロップ(120)のクロック端子（Ｃ
Ｋ）には第３ＩＦ信号が供給される。つまり、このＤフ
リップフロップ(120)は、第５図の第２ゲート信号(gate
2)を第３ＩＦ信号の周期で遅延した疑似第２ゲート信号
(gate2′)を出力する。もし、第３ＩＦ信号が無くなる
と、このＤフリップフロップ(120)は第３ＩＦ信号が無
くなる前の値（通常は０）を保持する。このため、選局
マイコン(32′)には、疑似第２ゲート信号(gate2′)は
与えられず、選局マイコン(32′)は、データの取り込み
を行なわず、ＡＦＣ動作は実質的に停止する。

つまり、第８図では、第５図と同様にして作成した第２
ゲート信号(gate2)をＤフリップフロップ(120)のＤ端子
に入力する。第３ＩＦ信号は、Ｄフリップフロップ(12
0)のクロック端子（ＣＫ）に入力される第３ＩＦ信号が
なくなると、Ｄフリップフロップ(120)の出力端子
（Ｑ）からは、通常出力（疑似第２ゲート信号、gate
2′）は無くなる。そして、この疑似第２ゲート信号(ga
te2′)の立ち下がりは、選局マイコン(32′)でデータの
読み込みタイミング用のパルスとして使用されているの
で、選局マイコン(32′)はデータの読み込みを停止す
る。

この為、第３ＩＦ信号が無くなった時点でのＡＦＣ動作
によるＰＬＬ用回路(30)の値が保持される。

上記の如く、第８図の例では、第３ＩＦ信号が無くなる
と疑似第２ゲート信号(gate2′)の選局マイコン(32′)
への供給を停止して、ＡＦＣ動作を停止せしめている。

尚、上記例では、ゲート信号作成回路(110)とスイッチ
（ＳＷ７）との間にＤフリップフロップ(120)を設けた
が、これはスイッチ（ＳＷ７）とスイッチ（ＳＷ３′）
との間に設けても良い。

又、この例では、Ｄフリップフロップ(120)１個で第３
ＩＦ信号欠落時の誤動作を防止したが、これは別に、第
３ＩＦ信号の欠落状態検出回路と、この検出回路の出力
で選局マイコン(32′)のＭＵＳＥ受信時のＡＦＣ動作を
停止せしめる停止回路とを、別々に設けて実施しても良
い。尚、この様にすれば、信頼性は向上する。又、第３
図の回路にも当然適用出来、ＮＴＳＣ受信時にもＮＴＳ
ＣのＡＦＣ動作を停止（前値ホールド）しても良い。

上記の例において、ＡＦＣ用ダウンコンバータ回路(80)
から出力される第３ＩＦ信号の周波数は、このＢＳチュ
ーナに内蔵された、又は近接配置される通常のＶＨＦ、
ＵＨＦ、ＣＡＴＶチューナに悪影響を与えないように、
たとえば、第９図に示すように設定される。

日本の通常のテレビジョン放送（地上放送）受信用ＴＶ
においては、音声中間周波数信号ＳＩＦの周波数は54.2
5MHz、映像中間周波数信号ＶＩＦの周波数は58.75MHzに
設定されている。ＢＳチューナのＡＦＣ用ダウンコンバ
ータ回路(80)から出力される第３ＩＦ信号（ＩＦ）の周
波数が24.78MHzに設定されると、その第３ＩＦ信号の第
２高調波（ＩＦ２）の周波数は49.56MHzとなる。このよ
うに、第３ＩＦ信号の第２高調波の周波数が音声中間周
波数信号の周波数および映像中間周波数信号の周波数と
重ならないように、第３ＩＦ信号の周波数が設定され
る。また、第３ＩＦ信号の第３高調波（ＩＦ３）の周波
数が音声中間周波数信号（ＳＩＦ）および映像中間周波
数信号（ＶＩＦ）の周波数と重ならないように、第３Ｉ
Ｆ信号の周波数が設定される。

また、ＡＦＣ用ダウンコンバータ回路(80)に含まれる発
振回路(84)、(112)の発振周波数は、第１０図に示すよう
に、日本のテレビジョン放送においては、ＶＨＦ帯とＵ
ＨＦ帯との間に、空き領域が存在（ＳＲ）する。したが
って、発振回路(84)、(112)から出力される発振信号（Ｏ
ＳＣ）の周波数が222MHz〜470MHzの間に設定される。こ
の場合において、発振信号（ＯＳＣ）の第２高調波成分
（ＯＳＣ２）がいずれかのチャンネルにおける映像キャ
リア（ｐ）および音声キャリア（ｓ）の周波数と重
ならないように、発振信号（ＯＳＣ）の周波数が設定さ
れる。たとえば、発振信号（ＯＳＣ）の周波数が378MHz
に設定されると、第２高調波成分（ＯＳＣ２）の周波数
は６０チャンネルの映像キャリア（ｐ）の周波数と音
声キャリア（ｓ）の周波数とのちょうど中間になる。

もし、第１１図に示すように、ＶＨＦ帯とＵＨＦ帯との
間の空き領域にチャンネルが割当てられると、発振回路
(84)、(112)から出力される発振信号の周波数は、それら
のチャンネルにおける映像キャリア（ｐ）の周波数お
よび音声キャリア（ｓ）の周波数と重ならないように
設定される。第１１図においては、発振信号の周波数
が、音声キャリア（ｓ）の周波数377.75MHzと映像キ
ャリア（ｐ）の周波数379.25MHzとの間の378MHzに設
定されている。又、この378MHzは、ちょうどチャンネル
とチャンネルの間の境の周波数である。

以上のように、上記例によれば、第２ＩＦ信号が周波数
混合方式により第３ＩＦ信号に変換される。そのため、
第２ＩＦ信号の変動分は分周されない。したがって、第
２ＩＦ信号の周波数変動が精度良く検出されることがで
き、高精度のＡＦＣ動作が可能となる。

（ト）発明の効果本発明に依れば、平均値ＡＦＣで送信されるＮＴＳＣ信
号受信時の選局装置に於けるＡＦＣ動作が良好に行え
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を説明するための図である。第２図は映像期間及び帰線期間を示す図である。第３図は本発明の第１実施例を示す図である。第４図は
その説明のための図である。第５図は第２実施例を示す図である。第６図、第７図は
その説明のための図である。第８図は第３実施例を示す図である。第９図、第１０図、第１１図はその動作を説明するため
の図である。第１２図、第１３図、第１４図、第１５図、第１６図は
従来例を説明するための図である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開平１−196912（ＪＰ，Ａ) 特開昭58−111522（ＪＰ，Ａ) 特公昭60−19846（ＪＰ，Ｂ２)

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】第１中間周波数に変換されているＦＭ映像
信号と可変発振回路からの発振信号とを混合することに
より、このＦＭ映像信号を第２中間周波数に変換し、こ
の第２中間周波数信号をカウントし、所定値と比較して
周波数のズレの値を求め、この周波数ズレを補正するべ
く前記可変発振回路の発振周波数を制御する衛星放送受
信装置のＡＦＣ方法に於て、前記第２中間周波数のＦＭ映像信号を復調して同期成分
を検出し、この検出出力により前記カウントするカウント期間
（Ｂ）（Ｃ）を制御して、このカウント期間を、垂直帰線期間（ＶＢ）を除き、且
つ水平ブランキング期間を含む映像信号期間（Ｙ＋Ｈ）
の全域を、ｎ個に分割した領域内全域に亘って移動さ
せ、少なくともエネルギー拡散信号の１周期期間に検出した
複数の前記カウントの結果により前記周波数ズレの値を
検出することを特徴とする衛星放送受信装置のＡＦＣ方
法。