JPH06501541A - 低電力磁気ひずみセンサ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の名称 低電力磁気ひずみセンサ 発明の分野 本発明は、磁気ひずみ変換器または磁気ひずみゲージに関するものであり、いく つかの新規なサブシステムを組み込んだ磁気ひずみ変換による位置ゲージを開示 するものである。

より具体的には、好適な変換器は、低電力パルス生成モジュール、高精度時間測 定モジュール、及び測定される位置から電流への変換モジュールを備える。これ らの構成を協調的に動作させることで、“４〜２０ミリアンペアの標準伝達”を 持つ線形磁気ひずみ位置変換器が得られる。

従来例の説明 −ａに、磁気ひずみ位置センサは、しばしば“導波管”と呼ばれる強磁性の遅延 線を備える。パルス生成部からパルス電流が遅延線に供給されると、遅延線の周 りに磁場が生じる。

また、遠隔操作で可動性の位置指示用磁石は、遅延線上の離れた地点に位置する 。すると、位置指示磁石の磁場によって、パルス電流により生成された磁場が乱 される。

位置指示磁石による永久磁場と電流パルスによる生成磁場とが相互作用すると、 遅延線内に歪あるいは機械的反応が生じる。この遅延線内の歪により誘導される 反応力は、ねじれた音波として遅延線に沿って伝搬する。

遅延線の一端には、一般にモード変換器と呼ばれる検出器が接続される。この検 出器では、ねじれ音波の伝搬を検出し、典型的な電気信号に変換する。

遅延線上の位置指示磁石の位置は、導波管を励磁してからモード変換器で対応す るねじれ音波を受信するまでの遅延時間に基づいてめることができる。ここで、 時間情報から位置指示信号への変換は、さまざまな時間測定手法あるいは時間間 隔測定手法を用いて行われる。

例えば、Ｊ、Ｔｅ　１１　ｅｒｍａｎへの米国特許３，８９８゜５５５では、遅 延線を励磁するために固定周波数の発振器を用いている。戻って来た音響信号は 、固定周波数発振器で、遅延線上の磁石位置によって“パルス幅変調された”信 号に変換される。このパルス幅変調された波形は、積分器を通して直流電圧値に 変換され、変換器の出力信号が得られる。

Ｊ、Ｔｅ　１１　ｅｒｍａｎらへの米国特許４，７２１，９０２では、とりわけ “パルス幅変調信号”をデジタル値に変換する手法を示している。変換カウンタ を用いて、パルス幅変調信号が“オン”の間の変換発振器からの信号を“計数” する手法である。また、この特許では、戻って来た音響信号を使って次の励磁パ ルスを発生させることにより、位置測定の精度を上げる手法も示されている。こ のように呼びかけパルスの“束”を用いることで多数の“計数”を行い、位置信 号の精度を上げることができる。

このタイプの磁気ひずみ位置センサ装置は、測定や制御産業などにおいて用いら れ、機械ツール、ロボット工学、液面表示などさまざまな応用分野において利用 されている。

種々の製造業者によって製造されるさまざまなタイプの変換器の利用を促すため に、業界では“４〜２０ミリアンペア伝送”標準と呼ばれる電流モード変換器の 標準を策定した。

この標準では、変換器は２端子装置として提供される。利用する際には、２端子 変換器に電源（直流２４ボルト）が接続され、変換器によって電源から引き出さ れた電流量が変換された信号の測定値となる。例えば、圧力センサでは、遠隔の 電源から最小圧力時には４ミリアンペアの電流を、最大圧力時には２０ミリアン ペアの電流を引き出し、中間の圧力時には中間の電流量が引き出される。

磁気ひずみ測定手法では、遅延線を励磁するために高電流パルスが必要である。

したがって、磁気ひずみ位置センサを励磁させ動作させる従来手法では、４〜２ ０ミリアンペアの標準に適合するよう動作させることは難しい。

発明の要旨 従来の磁気ひずみ測定システムに対して、本発明は、それぞれが協調的に動作す る複数の構成を備え、位置測定信号を４〜２ｏミリアンペアの標準に適合するよ う電流出力信号に変換する。

変換器は、複数の構成要素を組み合わせた形で構成される。

これらの構成要素は、比較的遅い固定レートで遅延線を励磁する低周波のサンプ リングクロックを含む。このパルス生成回路では、高電流の呼びかけパルスが生 成されるが、平均の電流引き出し量は少ない。

また、構成要素は、変換クロックと変換カウンタとの動作を介して、音響遅延時 間をデジタル値に変換する時間測定システムを含む。時間測定システムは、時間 間隔の測定を開始するための固定時間間隔の余白タイマを用いる。それから、デ ジタル値は再びアナログ信号に変換される。

また、構成要素は、複数の位置測定を行うことのできる時間間隔においてアナロ グ信号を平均処理することで、時間測定システムの精度の向上を図る精度向上シ ステムを含む。

また、構成要素は、平均測定値を、位置信号を電源線上で符号化したものである 変換器への電流量に変換する回路を含む。

図面の簡単な説明 図面において、同一の参照番号は複数の図面を通して対応する構成を示している 。

図１は、変換器と電源との間の接続を示すブロック図である。

図２は、位置測定信号が行われるまでに生成される信号間の関係を示すタイミン グ図である。

図３は、制御ロジックとアナログ信号処理部との間の機能的関連や、磁気ひずみ 変換器システムの構成を説明するための電気配線図を区分するブロック図である 。

図４は、本発明を実行するための実施回路の回路図であり、円で示される接続点 で接続される２つの図からなる。

好適な実施例の詳細な説明 以下、本発明を実現する代表的な実施例を参照して説明する。本発明の趣旨に反 することなく、他の実施例を用いることも可能であることは理解されよう。

概　要 図１に示すように、磁気ひずみ変換器１０は２導線の電流ループ１４を介して遠 隔電源１２に接続される。変換器１０が電源１２から引き出した電流は、遅延線 １８上の磁石１６の位置において影響を受ける。一般に、この引き出し電流量は 、可動の位置指示磁石１６の位置に応じて４ミリアンペアから２０ミリアンペア まで変化する。

本発明の磁気ひずみ遅延線としては、従来の遅延線のうちからいずれを用いるこ とができる。一般的な構成は、図示のように同軸帰還線を有する強磁性管１８を 用いるものである。

他に、並列帰還線を有し、断面が円あるいは矩形である固体強磁性ロッドを用い ることもできる。

電子モジュール２４は、制御ロジックと信号処理回路とを含む。電子モジュール ２４中の低周波のサンプリング・クロックは、遅延線に供給される短い１マイク ロ秒で２０ボルトのパルスをトリガする。このパルスによる誘導磁場は、位置指 示磁石１６の磁場と相互作用し、磁石１６の位置において管１８の中に機械的反 応を生じさせる。この相互作用により音響パルスが生成され、管に沿って伝搬し てモード変換器２２で検出される。

モード変換器としてはいかなる方式を用いることもできるが、一般的な構成は管 １８の外面にテープ接極子（ａｒｍａｔｕｒｅ）が接続されているもので、音響 パルスが変換器地点を通過する際にワイヤコイル中を接極子が移動するものであ る。管のインパルス状の回転により接極子に伝達された変換動作が、コイル内に 電気信号が生じさせ、この信号が電気モジュール２４に供給される。

管内の伝搬速度は一定であるので、音響パルスを受信するまでに要した時間を測 定することで、音波源の位置をめることができる。実際には、サンプリング・ク ロックにより起こされる励磁パルスと永久磁石から戻ってくる音響パルスとの時 間間隔が、モード変換器２２から磁石１６までの距離を示すことになる。この伝 搬時間間隔は測定され、平均化され。

電源線に流れる伝達電流に変換される。

デジタル時間の測定処理は、制御ロジックで定義される時間間隔あるいは変換ウ ィンドウの間における変換カウンタでの計数を計算することによって実現される 。

制御ロジックは、遅延線管１８を励磁させる際に生じるモード変換器からのスプ リアス出力を除去するための“余白”タイマを有する。図示の変換器の本代表的 実施例では、余白間隔をサンプリング・クロックとともに“開始”することが好 ましい。また、余白タイマの論理状態を使って、余白時間間隔中に生じるモード 変換器の出力パルスをゲートアウトあるいは除去するようにすることが望ましい 。本代表的実施例では、モード変換器の出力は変換クロックをオフさせ、時間測 定処理を終了させるために用いられる。こうすることで、計数処理を減少させ、 引き出し電流量を極少にすることができる。この際、他の手法を用いて時間測定 処理を終了させることも可能なことは明らかである。さらに、他の手法を用いて モード変換器のスプリアス出力を除去することも可能である。

余白間隔の終わりを、変換ウィンドウの開始点とすることが好ましい。なお、本 発明のいくつかの利用例では、余白間隔中に変換クロックパルスを計数すること もできよう。

制御ロジックはモード変換器に接続されており、位置指示磁石から音響パルスを 受信した際には変換処理を停止する。

高周波変換発振器は、精度向上を促進するため、サンプリング・クロックとは同 期していない。

システムタイミング 図２は、位置測定処理に向けて生成される制御ロジックの波形と信号変換の波形 との関連を示すタイミング図である。

波形２６は、低周波のサンプリング・クロックの出力であり、サンプリング・ク ロック部５２の一部である比較器８０の出力ビン６０における波形である。好適 な実施例では、−秒あたり３２サンプルの速度で位置測定処理を行う。サンプリ ング・クロックの立ち上がりエツジ２８が時間ｔｏを規定し、波形３２上のパル ス３０に示すように、励磁パルスの遅延線導波管１８への出力を開始する。

波形３２はパルス形成のワンショット５４の出力ビン６２におりる波形である。

この信号は電力増幅器５６へのトリガパルスとなる。

波形４ｏはモード変換器２２の出力波形である。一般に、モード変換器の出力は 高ゲイン増幅器６０によって増幅される。増幅された出力は、比較器６２におい てしぎい値と比較される。比較器６２の論理レベル出力が波形４３である。

信号群３８と信号群３９とは、励磁あるいは呼びかけパルス３０と３１とが伝達 されて生成された信号である。これらの信号群は余白タイマによって除去される 。励磁パルスの生成と同時に余白パルスが立ち上がり、遅延線の励磁に直接に起 因するモート変換器の出力パルスを除去する。波形３６中の余白パルス３４は固 定パルスであり、図２の時刻ｔ。からｔ２まての約２０マイクロ秒のパルスであ る。この余白パルス３４により、波形４０上のモート変換器によるパルス３８を 除外することができ、パルス３８が生じた際に変換カウンタ６６をリセットさせ ずにパルス３８を除外して計数処理を実行することができる。

このように、波形４０上に示される遅延された位置指示パルス４２を受信するよ うにシステムは構成される。測定時間間隔ｔ２からｔ３が、音響パルスが管１８ に沿って伝達するのに要する時間である。この時間間隔中、高周波変換発振器６ ４か変換カウンタ６６に“計数”を与える。この時間間隔は変換ウィンドウと呼 ばれる。変換ウィンドウの終わりは、デジタル／アナログ変換器６８のラッチ出 力となる。

変換クロックは比較的周波数の高い１．８ＭＨｚで動作し６、電源からの多大な 電流を必要とすることには注意を要する。

そこで、波形４５中に４７で示すデジタル／アナログ変換のラッチを行う帰還音 響パルス４２とともに、クロックをオフにすることが好ましい。この際、抵抗７ １とコンデンサ７２とで構成されるＲＣタイマで、変換クロックをオフにするこ とが望ましい。なお、このネットワークの時定数としては、測定サイクルの前に 変換クロックをオンさせるようにして周波数の安定性を保証するよう、十分小さ い値を用いる。

図３は、部位間の機能的関連や磁気ひずみ変換器システムの構造を説明するため の電気配線図を区分するブロック図である。

電流ループ１４は、保護回路４８を介して変換器システムに接続される。この回 路は高電圧を分圧したり、極性反転による高電流状態に対する保護をするための 回路である。電流源と数個の電圧調整器５０とが、残りの回路に動作電圧を供給 する。

サンプリング・クロック５２の出力は、電力増幅器５６とワンショット・トリガ ５４とを介して導波管１８に伝達される励磁パルスを生成するために用いられる 。また、サンプリング・クロック５２は余白ワンショット５８を起動する。

モード変換器２２によって変換された音響パルスは、増幅器６０で増幅される。

適切な増幅処理に続いて、比較器６２において帰還信号の振幅としきい値との比 較が行われる。一般に、これら振幅に基づいて有効な信号を雑音の中から抽出す ることができる。帰還パルスを検出すると、変換発振器６４をオフしてデジタル 時間変換処理を終了する。一旦、時間間隔のデジタル値が変換カウンタ６６にお いてラッチされる。このデジタル値は、デジタル／アナログ変換器６８において アナログ電圧値に変換される。数個の連続した時間間隔測定値が、フィルタなら びに電圧／電流変換器７０の動作により、平均電流値に変換される。この電圧／ 電流変換の出力に基づいて、変換器システム１０によって電源１４から引き出さ れる電流は、電流検出抵抗４９を介して変調される。

図４は、本発明を実行するための代表的回路のブロック図である。部品の種類や 値は以下のように設定されている。

抵抗　コンデンサ ２０Ω　４９，１３４　４７　ｐｆ　７２１ＭΩ　７１１Ｏμｆ　８２，８３， １５３２にΩ　８４　５６０　ｐ　ｆ　１３５２．２Ω　８６，８７，１０４， １０５．１０６　１μｆ　１３６，１３９，１４０．１５２１５０にΩ９０　１ ００　ｐｆ１３７，１４４，１４７，１５１１０ＭΩ　９１　．０１　ＬＬｆ　 １３８１００　ＫＱ　、３３μｆ１５４ ９３、９９．１０１．１１０．１４５．１４６．１４８１０ＭΩ　９４　３．３ μｆ１５５ ８０．６にΩ９５ １２１　ＫＱ１０２ ７３２Ω　９６ ３１．６にΩ９７ ４７０　ＫＱ　１００，１１１ １６２にΩ９８ １５にΩ　１０３ ＩＫΩ　１０７．１１３．１１４ １０にΩ　１１７．１２３．１２６．１３１４９、９Ｋ　Ｑ　１１２．１２０． １２１．１２２．１２８２４．９にΩ　１１５，１２５ ７８７　Ω　１１８ ６０．４にΩ　１１９ １００　ＫＱ　１２７ ４．４９にΩ　１２４．１３０ 図４Ａにおいて、変換器回路は端子６１と６３とを介して遠隔電源に接続される 。保護回路はダイオード１５７と放電ギャップ１７７とを含む。コンデンサ１４ ２はシステムへの雑音を除去するために挿入される。電流源１７６と電圧調整器 １５９．１６０，１６１，１６２とは、残りの回路への内部電源として動作する 。

図４Ｂ中のサンプリング・クロック５２は、比較器８ｏの周りに形成されたＲＣ 発振器として構成される。サンプリング・クロック５２はエツジでトリガされる ワンショット５４をトリガする。ワンショットは狭いトリガパルスを生成して、 導波管あるいは遅延線１８を励磁する。この際、コンデンサ放電回路とともに昇 圧変圧器８１を用いて、遅延線の励磁に必要な比較的高いエネルギパルスを生成 することが好ましい。

動作状態時は、コンデンサ８２と８３とは抵抗８４を介してゆっくり充電され、 瞬時引き出し電流を最小にする。ワンショット５４からトリガパルスを受信する と、ＦＥＴ１６９は電荷を地面に流して、変圧器８１の一次巻線に加圧する。

パルス整形回路は、抵抗１０５と１０６．ショットキダイオード１６７を含み、 磁気ひずみ遅延線１８を励磁するための立ち上がり時間の短いパルスを生成する 。

また、サンプリング・クロック５２は、２０マイクロ秒のワンショット５８どし て構成される余白回路を起動する。余白回路は２つの関連する機能を有する。ワ ンショットからの出力は、比較器６２の出力がオンであるときに論理ゲート１７ １を介して比較器６２の出力をオフにするように動作し、比較器の出力から導波 管１８の励磁に直接起因する誤った検出を除く働きをする。ワンショット５８の もう１つの機能は、図２中の波形４６に示すように、カウンタのリセット状態を 取り除いて計数可能にし、計数変換処理を起動することである。

図４Ａにおいて、モード変換器コイル２２は、図中６０や関連部位で示される高 ゲイン増幅器の入力に接続される。この増幅段のゲインにより約７５ミリボルト の信号が生成される。

増幅器の出力は、比較器６２において参照電圧と比較される。

この際、振幅が５０ミリボルト以上の信号の場合に比較器が信号を出力するよう な構成が好ましい。この比較器の論理レベルの出力により、Ｎ　ＯＲゲート８９ や関連水晶発振部位からなる変換クロック６４をオフとする。

カウンタ６６において有効な計数がなされると、デジタル／アナログ変換器６８ において数値は対応するアナログ値に変換される。このアナログ値は平均されて 、変換器システム１０の引き出し電流の制御に用いられる。この際、アナログ電 圧の測定を複数回行って平均処理を施すことで、変換器の精度なさらに向上させ ることができる。一般に、デジタルカウンタでは、プラス１ビットあるいはマイ ナス１ビツトの量子化誤差のために、精度を最下位ビット以上にすることは不可 能である。

すなわち、１２ビツトカウンタの精度は、通常４０９６ビツト中の１ビツトすな わち０．０２４％に抑えられる。

しかしながら、量子化誤差がランダムであれば、測定を連続的に多数回行うこと で、カウンタの最下位ビットの統計的な偏りが現われてくる。そこで、デジタル ／アナログ変換器のアナログ出力を平均することで、カウンタの通常の精度以上 の精度を得ることができる。好適な実施例では、３２Ｈｚのサンプリング・レー トが好ましく、１６個の測定出力電圧を平均化するためにフィルタ７０を設けて いる。この処理によって、１６の平方根倍すなわち４倍の精度の向上を図ること ができ、実効精度は０．００６％となる。

演算増幅器１６４と関連するスイッチは、ゲージの開始点を調整するための回路 である。いくつかの応用では、ゲージの一端で“４ミリアンペア”の引き出し電 流となることが望ましい。この回路によれば、“４ミリアンペア”設定に対応し てゲージの一端を設定することができる。また、ゲージの実効長が調整可能であ ることも望ましい性質である、ここで、可変抵抗１２５はこの長さを設定するた めのもので、可変抵抗１２６はゲージをゼロにするためのものである。

演算増幅器１６５は“電流引き出し”回路の一部をなしている。動作状態時、演 算増幅器とトランジスタ１７８とは遠隔電源からの電流を埋め（ｓｉｎｋ）取り 出して、Ｖ　ｓ　ｉ　ｇ信号の大きさを示す。なお、変換器回路を動作させるの に必要な実際の電流からのフィードバックは、電流検出抵抗４９において行われ る。

要約すると、サンプリング・クロック５２は、呼びかけパルスをトリガして導波 管に伝達するとともに、余白タイマ５８を開始させる。この余白タイマにより、 固定余白期間の終了時点で変換カウンタ６８のリセットを解除することができる 。導波管の励磁に直接起因するモード変換器の出力は余白期間中に生じ、変換カ ウンタは余白期間の終了時点でオンになるため、このモード変換器の出力は効果 的に除去される。

次いで、モード変換器の出力パルスは遅延出力パルスとなり、この信号により変 換クロックがオフになる。カウンタにおいて計数ウィンドウ内で計数されたデジ タル数はアナログ値に変換され、ローパスフィルタを通してゲージの精度を向上 させる。

ここで得られた平均信号は、遠隔電源からのゲージの引き出し電流を制御するた めに用いられる。

ＦＩＧ、　４Ｂ 国際調査報告 国際調査報告 ｕｓ　９１０１３３９ Ｓ＾　４５４２７

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. １．ゲージに沿う位置の指標を生成する磁気ひずみ変換器であって、 遅延線と、 トリガパルスに応じて、前記遅延線上に呼びかけパルスを生成するパルス生成手 段と、 前記遅延線に隣接し、その位置において前記呼びかけパルスを前記遅延線中の音 響パルスに変換するための磁石手段と、前記遅延線に接続され、前記音響パルス を対応するモード変換信号に変換するためのモード変換手段と、トリガパルスを 繰り返し生成するサンプリング・クロック手段と、 前記サンプリング・クロック手段に接続され、前記トリガパルスで起動される余 白期間を生成して、所定の時間継続する余白タイマ手段と、 前記余白タイマ手段に接続されて、変換ウインドウ期間を定義し、該変換ウイン ドウ期間が前記余白期間の終了時点で起動され、可変の変換時間の間継続され、 前記モード変換手段に接続されて、前記変換ウインドウ期間が前記モード変換信 号の受信で終了する変換ウインドウタイマ手段と、変換パルスを生成する変換ク ロックと、前記変換ウインドウ期間中の前記変換パルスを計数する変換カウンタ とを備え、 前記変換カウンタのデジタル数が前記ゲージ上の前記磁石手段の位置を示す磁気 ひずみ変換器。
2. ２．前記変換カウンタに接続され、前記変換カウンタで得られた前記デジタル数 に対応するアナログ信号を生成するデジタル／アナログ変換手段と、 前記デジタル／アナログ変換手段に接続され、数個の変換計数サイクルを代表す る平均信号を生成するためのローパスフィルタ手段とをさらに備える請求項１記 載の磁気ひずみ変換器装置。
3. ３．前記変換器に電源を供給する遠隔電源と、前記ローパスフィルタ手段に接続 され、前記平均信号に比例した変換器からの引き出し電流を前記遠隔電源から生 成する引き出し電流変換手段とをさらに備える請求項２記載の磁気ひずみ変換器 装置。
4. ４．前記引き出し電流は、２０ミリアンペア以下で、４ミリアンペア以上であっ て、この範囲内の前記引き出し電流が測定値を示す請求項３記載の磁気ひずみ変 換器装置。
5. ５．前記パルス生成手段は、 前記サンプリング・クロックに接続され、前記サンプリングクロックからの各ト リガパルスに応じてスイッチパルスを生成するワンショットパルス形成手段と、 前記ワンショットパルス形成手段と前記遅延線とに接続され、各前記トリガパル スに応じて前記遅延線に励磁パルスを生成する電力増幅手段とを備える請求項１ 記載の磁気ひずみ変換器装置。
6. ６．前記電力増幅手段は、 エネルギーを蓄えるためのエネルギー蓄積手段と、該エネルギー蓄積手段に接続 され、前記トリガパルスの間に該エネルギー蓄積手段を放電するスイッチ手段と 、該スイッチ手段と前記エネルギー蓄積手段に接続され、前記トリガパルス間の エネルギー放電に応じて出力パルスを生成する変換器手段と、 前記エネルギー蓄積手段に接続され、前記トリガパルス間で前記エネルギー蓄積 手段を再充電するエネルギー再充電手段とをさらに備える請求項５記載の磁気ひ ずみ変換器装置。
7. ７．前記サンプリング・クロックは周波数３２Ｈｚで動作する請求項１記載の磁 気ひずみ変換器装置。
8. ８．前記サンプリング・クロックは周波数３２Ｈｚで動作し、前記ローパスフィ ルタは約０．５秒の時定数を有する請求項２記載の磁気ひずみ変換器装置。
9. ９．前記ローパスフィルタは、約０．５秒の時定数を有する平坦特性の３極アク ティブフィルタである請求項２記載の磁気ひずみ変換器。