JPH06503697A - ビータビイコライザにおける状態遷移メトリックを計算するためのシステムおよび方法 - Google Patents

Abstract

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Description

【発明の詳細な説明】 ビータビイコライザにおける状態遷移メトリックを計算するためのシステムおよ び方法 発明の背景 本発明は一般的には位相変調信号を受信するよう動作する受信機の受信機回路に 関し、かつ、より特定的には、ビータビイコライザ（Ｖｉｔｅｒｂｉ　ｅｑｕａ ｌｉｚｅｒ）における状態遷移メトリック（ｓｔａｔｅ　ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ 　ｍｅｔｒｉｃ）を計算するためのシステム、および関連する方法、そしてこれ を導入し受信機の一部を形成するイコライザ回路に関する。

通信システムは情報（以後「情報信号」と称する）を２つまたはそれ以上の位置 の間で送信するよう動作し、かつ送信チャネルによって相互結合された送信機お よび受信機を含む。情報は送信チャネルによって前記送信機により受信機に送信 される。無線通信システムは前記送信チャネルが無線周波チャネルからなる通信 システムであり、この場合前記無線周波チャネルはある範囲の周波数の電磁周波 数スペクトルによって規定される。

無線通信システムの一部を形成する送信機は送信されるべき情報信号を無線周波 チャネルによって送信するのに適した形式に変換するための回路を含む。そのよ うな回路は変調回路と称され変調と称されるプロセスを行う。そのようなプロセ スにおいては、前記情報信号は無線周波電磁波に刻み込まれ、この場合該無線周 波電磁波は前記情報信号が送信されるべき無線周波チャネルを規定する周波数範 囲内の周波数のものである。無線周波電磁波は一般に「キャリア信号」と称され 、かつ該無線周波電磁波はいったん前記情報信号によって変調されると、通常、 変調信号または変調された信号と称される。

変調信号を形成するためにキャリア信号に情報信号を刻み込むための種々の変調 機構が知られている。

１つのそのような変調機構は位相変調であり、その場合は前記情報信号は前記キ ャリア信号に対して該キャリア信号の位相が前記情報信号の情報内容に対応して 変えられるように前記キャリア信号に刻み込まれる。変調信号の位相変化はそれ によって変調信号の情報内容を形成する。該変調信号の位相の適切な検出によっ て前記情報信号の再生が可能になる。

関連する変調機構は差分位相変調（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ　ｐｈａｓｅ　ｍ ｏｄｕｌａｔｉｏｎ）であり、この場合は変調信号の差分位相変化（すなわち、 変調信号の隣接部分の間の位相差）が変調信号の情報内容を形成する。

変調信号の差分位相変化の適切な検出が前記情報信号の再生を可能にする。

無線通信システムは送信機と受信機との間に何らの物理的相互接続も要求されな いという点で有利であり、いったん情報信号が変調されて変調信号が形成される と、該変調信号は大きな距離にわたって送信できる。

セルラ通信システムは無線通信システムの１つの形式である。そのようなセルラ 通信システムにおいて動作する無線電話は変調信号の同時的な発生および受信を 可能にする回路を含み、それによって無線電話と遠隔に位置する送受信機との間 の２方向通信を可能にする。これらの遠隔に位置する送受信機、一般には「ベー スステーション」と称される、は物理的に伝統的な電話ネットワークに接続され て無線電話と伝統的な電話ネットワークのある固定された位置との間の通信を可 能にしている。

セルラ通信システムはある地理的領域にわたり間隔を開けて離れた位置に数多く のベースステーションを配置することにより形成される。各ベースステーション は１つ、または数多くの、無線電話によってそこに送信される変調信号を受信し 、かつ変調信号をその１つの、または多くの、無線電話に送信するための回路を 含んでいる。ある周波数帯域（アメリカ合衆国においては、８００ＭＨｚと９０ ０Ｍ　）（ｚとの間に広がっている）がセルラ通信システムによる無線電話通信 のために割当てられている。

該セルラ通信システムを形成するベースステーションの各々の配置は注意深く選 択され、少なくとも１つのベースステーションが前記地理的領域にわたる任意の 場所に位置する無線電話によって送信される変調信号を受信するよう配置される ことを保証する。

ベースステーションの間隔を開けた配置の性格のため、ベースステーションが位 置する地理的領域の部分は前記ベースステーションの個々の１つと関連している 。前記間隔を開けて配置されたベースステーションの各々に最も近い地理的領域 の部分は「セル」を規定し、複数のセル（各々１つのベースステーションに関連 する）が−緒になってセルラ通信システムによって包含される地理的領域を形成 する。前記セルラ通信システムの任意のセルの境界内に位置する無線電話は変調 信号を少なくとも１つのベースステーションに送信し、かつ少なくとも１つのベ ースステーションから受信することができる。

セルラ通信システムのベースステーションおよび無線電話は該無線電話と該無線 電話が位置するセルに関連するベースステーションとの間で、該無線電話がセル の間を移動する場合に、連続的なかつ中断されない通信ができるようにする回路 を含んでいるから、セルラ通信システムによる通信は自動車で移動している時に 無線電話を操作する者にとって特に都合がよいものである。

セルラ通信システムによる通信の人口が増大したことにより、いくつかの場合に おいて、セルラ無線電話通信のために割当てられた周波数帯域のすべての利用可 能なチャネルを完全に使用している状態を生じている。その結果、無線電話通信 に割当てられた周波数帯域をより効率的に利用するために種々のアイディアが提 案されている。無線電話通信のために割当てられた周波数帯域をより効率的に利 用することにより、現存するセルラ通信システムの送信容量を増大することがで きる。

１一つのそのような提案によれば２つまたはそれ以上の無線電話が単一の送信チ ャネルを共有することを可能にする。

２つまたはそれ以上の無線電話が単一の送信チャネルによって信号を送信（７ま たは受信する時、現存するセルラ通信システムの容量を倍にすることができる。

同じ送信チャネルを共有する無線電話から送信される、あるいは該無線電話に送 信される、信号は同時に送信できないが（同時送信は信号のオーバラップを引起 こし、それによって両方の信号の検出を不可能にする）、信号は間欠的なバース トで送信できる。情報信号をディスクリートまたは離散形式に符号化しく例えば 、ディスクリート形式の２進データストリームを形成し）かつそのような符号化 プロセスによって発生されたディスクリート形式に符号化された信号を変調する ことにより、結果として得られた変調信号は間欠的なバーストで送信できる。そ のような変調信号は受信機によって再生されそれによって送信信号情報内容を決 定できる。

キャリア信号に対しディスクリートに符号化された情報信号を変調するのに適し た変調技術は前に述べた、差分（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ）位相変調技術であ る。より詳細には、特定の差分変調技術、π／４差分位相シフトキーイング（Ｄ ＱＰＳＫ）変調技術がアメリカ合衆国における増大された容量のセルラ通信シス テムのための標準の変調技術として選択されてきている。

情報信号をディスクリートの２進データストリームに符号化することはまた、前 記送信チャネルによって変調信号を送信する間に該変調信号に導入されるノイズ が前記情報信号が伝統的なアナログ信号からなる場合よりも前記情報信号がディ スクリートな２進データストリームからなる場合のほうがより容易に検出および 除去できるため、都合がよい。

離散的に符号化された（かつ上に述べたπ／４　ＤＱＰＳＫ変調技術によって変 調された）情報信号からなる変調信号の送信の間に符号量干渉の結果として生じ る歪みは受信機回路の一部を形成するイコライザ回路によって除去できる。該イ コライザは、例えば、ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ　Ｏｎ　Ｃｏｍｍｕｎ ｉｃａｔｉｏｎ、１９７４年５月、第Ｃ０Ｍ−２２巻、第５号、におけるＧｏｔ ｔｆｒｉｅｄ　Ｕｎｇｅｒｂｏｅｃｋによる、”Ａｄａｐｔｉｖｅ　Ｍａｘｉｍ ｕｍ−Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ　Ｒｅｃｅｉｖｅｒ　Ｆｏｒ　Ｃａｒｒｉｅｒ−Ｍ ｏｄｕｌａｔｅｄ　Ｄａｔａ−Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ　Ｓｙｓｔｅｍ”と題 する論文に記載されているような、最尤シーケンス推定装置ｌ（ＭＬＳＥ）から 構成することができる。

開示されたＭＬＳＥはマツチドフィルタおよびビタービイコライザからなる。マ ツチドフィルタおよびビタービイコライザはプロセッサ回路で実施されるアルゴ リズムによって実現できる。

受信機によって受信された変調信号は復調回路によって復調され、かつ次にＭＬ ＳＥのマツチドフィルタに印加される。該マツチドフィルタはろ波信号を発生し 、該ろ波信号はビタービイコライザに印加される。ビタービイコライザはある周 波数チャネルによる送信の間に符号量干渉により引き起こされる信号の歪みを修 正するよう動作する。

前記ビタービイコライザは最も起こり得る一連のシンボルを表す最尤経路または パス（ｍａｘｉｍｕｎ　１ｉｋｅ１ｉｈｏｏｄ　ｐａｔｈｓ）を決定する。ビタ ービアルゴリズムの可能な経路またはパスの数は変調信号の可能なシンボルレベ ルの数に関係するのみならず（π／４　ＤＱＰＳＫ信号の場合には、各シンボル は８個の異なる値の内の１っである）、一連のシンボルにおけるシンボルの数に 指数関数的に（ｅｘｐｏｎｅｎ　ｔ　ｉ　ａ　ｌ　ｌ　ｙ）関係する。この指数 関数的関係のため、最尤経路を決定するためにビタービイコライザに要求される 計算の数がかなり多くなる。

そのようなかなりの数の必要な計算は時間を消費しかつビタービイコライザが適 切な決定を行うめに多くの処理時間が必要となる。

従って、最尤経路を適切に決定するためにより少しの処理時間を必要とするのみ の複雑さの少ないビタービイコライザが望ましい。

発明の概要 従って、本発明は複雑さの少ないビタービイコライザにおける状態遷移メトリッ クを計算するためのシステムおよび関連する方法を提供する。

本発明はさらに無線送受信機を好適に提供し、該無線送受信機は無線受信機の一 部を形成するビタービイコライザにおける状態遷移メトリックを計算するための システム、および関連する方法、を有する。

本発明はさらに他の利点および特徴を有し、それらの詳細は以下の好ましい実施 例の詳細な説明を参照することによりさらに明瞭になるであろう。

従って、本発明によれば、複数のシンボルまたは記号（ｓ　ｙｍｂ　ｏ　ｌ　ｓ ）から形成される信号を受信するよう動作する無線受信機の一部を形成するビタ ービイコライザにおいて状態遷移メトリックを決定するためのシステムおよび関 連する方法が提供され、前記状態遷移メトリックは２つの連続する状態の関数と して定義される。２つの連続する状態の内の各々の状態は位相シフトキーイング 変調機構の可能な記号の内の記号の組に関して規定される。２つの連続する状態 の関数として定義される、状態遷移メトリックは前記位相シフトキーイング変調 機構の可能な記号の集合の内の許容される記号間の対による（ｐａ　ｉ　ｒｗｉ 　ｓｅ）差の関数として定義される状態遷移メトＱツクに変換される。

図面の簡単な説明 本発明は添付の図面と共に以下の説明を参照することによりさらによく理解され 、図面においては、第１図は、変調信号を送信しかつ受信するよう動作可能な通 信システムのブロック図であり、 第２Ａ図は、π／′４　ＤＱＰＳＫ信号の許容されるシンボルを示すグラフ表現 であり、 第２Ｂ図は、ＱＰＳＫ信号の許容されるシンボルを示すグラフ表現であり、 第２Ｃ図は、本発明の好ましい実施例に係わる状態遷移メトリックを規定する対 による差から形成される再帰関数のブロック図表現であり、 第３図は、π／４　ＤＱＰＳＫ変調機構の隣接シンボル間の関係を示すグラフ表 現であり、 第４図は、π／”　４　Ｄ　Ｑ　Ｐ　Ｓ　Ｋ変調機構の隣接シンボル間の関係を 示す、第３図と同様の、グラフ表現であり、第５図は、π／４　ＤＱＰＳＫ信号 の可能なシンボル値の内の第１の部分集合のシンボルを示すグラフ表現であり、 第６図は、π／′４　ＤＱＰＳＫ信号の可能なシンボル値の内の第２の部分集合 のシンボルを示すグラフ表現であり、第７図は、本発明の好ましい実施例の受信 機のチャネルイコライザを構成する最尤シーケンス推定装置のブロック図であり 、 第８図は、本発明の好ましい実施例に係わるビタービイコライザを具備するプロ セッサ回路のブロック図であり、第９図は、本発明の別の実施例のビタービイコ ライザにおいて状態遷移メトリックが取り得る可能な値を示すテーブルであり、 そして 第１０図は、本発明の教示に従って構成された送受信機のブロック図である。

好ましい実施例の詳細な説明 まず始めに第１図のブロック図を参照すると、参照番号２０で総括的に参照され る、通信システムが示されている。

通信システム２０はデジタル的に符号化された情報信号を送信しかつ受信するよ う動作可能である。ここではブロック２４によって表わされる、アナログ情報源 は、例えば、音声信号またはデータ信号のような、情報信号のソースを表わす。

情報源２４が音声信号からなる場合には、情報源２４は該音声信号を所望の特性 の電気信号に変換するための、変換器、または他の適切な回路、を含んでいる。

アナログ情報源２４によって発生された情報信号はソースエンコーダ２８に供給 される。ソースエンコーダ２８は情報源２４によってそこに供給された情報信号 を符号化機構に従ってデジタル信号に変換する。

゛ノースエンコーダ２８によって発生されたデジタル信号はチャネルエンコーダ ３２に供給される。

チャネルエンコーダ３２はそこに供給されたデジタル信号を、例えば、ブロック および／′またはたたみ込み符号化技術（ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎａｌ　ｃｏｄ ｉｎｇ　ｔｅｅｈｎｉｑｕｅ）のような、コーディング技術に従って符号化する 。チャネルエンコーダ３２はソースエンコーダ２８によってそこに供給されるデ ジタル信号の冗長度（ｒｅｄｕｎｄａｎｅｙ）を増大するよう動作する。デジタ ル信号の冗長度を増大することにより、ある周波数チャネルによって送信される 信号の歪みが情報源２４によって発生される情報信号の情報内容を誤−って解釈 する結果を招く可能性が少なくなる。

チャネルエンコーダ３２によって発生された符号化された信号は変調器３８に供 給される。変調器３８はそこに供給された符号化信号をある変調技術に従って変 調するよう動作する。本発明の好ましい実施例においては、変調器３８はそこに 供給された信号を差分符号化変調機構に従って変調し、特に、π／４　ＤＱＰＳ Ｋ変調信号を形成するよう動作する。しかしながら、本発明の教示は、位相シフ トキーイング変調機構によって変調された信号を受信するよう動作する任意の受 信機において有利に使用できることが分る。

情［［２４、ソースエンコーダ２８、チャネルエンコーダ３２、および変調器３ ８は一緒になって、通信システム２０の、参照数字４２で示され、かつ点線で示 されたブロックによって図示された、送信機を構成する。

変調器３８は、ここでは前にも述べたように好ましくはπ／４　ＤＱＰＳＫ変調 信号である変調信号を発生し、該変調信号は、ここではブロック４８で示される 、ある周波数チャネルによって送信される。典型的には、前記変調信号が送信さ れるチャネルはノイズがないわけではなく、むしろ、（図面において矢印５２で 示される）ノイズによって引起こされる歪みおよび符号量干渉（ｉｎｔｅｒｓｙ ｍｂｏｌ　１ｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）のため送信機４２で発生された変調信号 に歪みを生ずる結果となる。

周波数チャネル４８によって送信機４２により送信された変調信号は、ここでは 点線で示されたブロックによって示される、受信機５６により受信される。受信 機５６は本発明のシステムおよび方法を導入した受信機を表す。

受信機５６によって受信された受信信号は受信機５６の一部を形成する復調器６ ２に供給される。復調器６２は前記受信信号を本質的に送信機４２の変調器３８ が変調信号を発生するプロセスの逆であるプロセスによって受信信号を復調する 。

復調器６２は復調信号を発生し、該復調信号はチャネルイコライザ６６に供給さ れる。チャネルイコライザ６６は周波数チャネル４８によって送信された信号に 対する歪みを脩正するよう動作し、かつ本発明のシステムを導入している。

チャネルイコライザ６６は等化された信号を発生し、該等化された信号はチャネ ルデコーダ７０に供給される。チャネルデコーダ７０はシステム２０の送信機４ ２のエンコーダ３２に対応するが、チャネルイコライザ６６によってそこに供給 された等化された（しかしながら、依然として符号化された）信号をデコードす るよう機能する。

チャネルデコーダ７０はデコード信号を発生し、該デコード信号はソースデコー ダ７４に供給される。ソースデコーダ７４はそこに供給された信号を情報シンク ８０に印加するのに適し７た形式に変換する。情報シンク８０は、例えば、イア ピースまたは受信機のスピーカ部、あるいはソースデコーダ７４によって発生さ れたデコー信号を含む電気信号を人間が知覚可能な形式に変換するための他のそ のよう変換器から構成することができる。

復調器６２、チャネルイコライザ６６、チャネルデコーダ７０．ソースデコーダ ７４、および情報シンク８０を表わずプロ・ツクは受信機５６を示すブロック内 に描かれており、それによってブロック６２〜８０のそれぞれの回路が一緒にな って受信機を構成することを表している。

次に第２Ａ図のグラフに移ると、π／４差分４相位相シフトキーイング（１）Ｑ ＰＳＩＯ信号の集合（ｃｏｎｓｔｅｌ　１ａｔ　ｉｏｎ　５ｅｔ）が図式的に示 されている。該集合は横座標軸１０４および縦座標軸１０８がら形成され２つの 軸が原点１１２において交差する座標軸システムにプロットされている。横座標 軸１０４はＣＯＳ　（ωｔ）に関してスケーリングされ、かつ縦座標軸１０８は ５ｉｎ（ωｔ）に関してスケーリングされている。変数ωは角周波数であり、変 数ｔは時間量を示す。横座標軸および縦座標軸１０４および１０８はしばしば、 それぞれ、実軸および虚軸（ｒｅａｌ　ａｎｄ　ｉｍａｇｉｎａｒｙ　ａｘｅｓ ）と称される。

共にπ／　４　１）　Ｑ　Ｐ　Ｓ　Ｋ信号の集合を形成するシンボル値からなる シンボルセットが原点１１２の回りに延在する単位円の回りに等距離で配置され たポイント１１６，１２０．１２４，１２８，１３２．１．３６．１４０および １４４によって表わされている。軸１０４および１０８が、それぞれ、実軸およ び虚軸と称される場合は、各ポイント１１６〜１４４は大きさおよび位相で表わ すことができる。

各ポイント１１６〜１４４の大きさく振幅）は（それぞれのポイント１１６〜１ ４４が原点１１２から単位円上の同じ距離に配置されているため）同じであるか ら、各ポイント１１６〜１４４は単に位相で表わすことができる。原点１１２の 回りの等しい間隔のため、π／４　ＤＱＰＳＫのシンボルセットを構成する８個 のポイントは互いに４５度の角度位相だけ離れている。従って、ラジアンに関し て、ポイント１１６はゼロのシンボルである称することができ、ポイント１２０ はπ／４のシンボルと称することができ、ポイント１２４はπ／２のシンボルと 称することができ、ポイント１２８は３π／４のシンボルと称することができ、 ポイント１３２はπのシンボルと称することができ、ポイント１３６は５π／４ のシンボルと称することができ、ポイント１４０は３π／２のシンボルと称する ことができ、かつポイント１４４は７π／４のシンボルと称することができる。

差分符号化機構においては、変調信号の情報内容は隣接シンボル間の差分位相変 化に含まれている。

ポイント１１６〜１４４はまた番号０〜７によって示すことができ、すなわち、 ポイント１１６は“０”によって表わすことができ、ポイント１２０は“１”に よって表わすことができ、ポイント１２４は“２”で表わすことができ、以下同 様である。

従って、π／４　ＤＱＰＳＫ変調機構においては、変調信号の隣接シンボル間の 位相変化が該信号の情報内容を形成する。π／４　ＤＱＰＳＫ信号の隣接シンボ ル間の可能な位相変化は＋／−π／４、および＋／−３π／４であると規定され る。送信機４２の変調器３８がπ／４　ＤＱＩ）ＳＫの変調信号を形成する時、 該変調信号の各シンボルはポイント１１６〜１４４を規定する位相の１つに対応 する位相となっており、かつ、結果として得られる、変調信号の隣接シンボルは 位相が上に規定した位相だけオフセットすることになる。

第２Ｂ図は、第１Ａ図と同じであるが、４相の（ｑｕａｒｔｅｒｎａｒｙ）位相 シフトキーイング（Ｑ　Ｐ　Ｓ　Ｋ）変調信号の可能なシンボル値からなる集合 を形成する各ポイントを示すグラフ表現である。座標軸システムは前と同様に、 ここでは参照数字１０４′および１０８′で示される、横座標軸および縦座標軸 からなり、これらはそれぞれＣ０５（ωｔ）および５ｉｎ（ωｔ）に関してスケ ーリングされている。４つのポイント、ここではポイント１２０’。

１２８’、１３６’および１４４′は座標軸システム１０４’　−１０８’　に よって規定される原点を中心とする単位円上に位置し、かつ該単位円上に互いに 等しい距離だけ離れている。ポイント１２０’　−１４４’　はしばしば伝統的 にそれらの位相位置に関して表現される。

本発明のシステムおよび方法は第２Ａ図〜第２Ｂ図に示される可能なシンボル値 を有する変調機構を含む、何らかの位相シフトキーイング（ＰＳＫ）変調信号を 受信する場合に使用できる。前に述べたように、特定のＰＳＫ変調機構、すなわ ちπ／４　ＤＱＰＳＫ変調機構が特に重要であり、それはそのような変調機構が アメリカ合衆国における増大する容量のセルラ通信システムのための標準の変調 技術として選択されているからである。

従って、以下の説明は、第１に一般のＰＳＫ変調機構に関し、かつ、第２に、π ／４　ＤＱＰＳＫ変調機構に関し本発明のシステムおよび方法を説明する。

一般的な位相シフトキーイング変調機構再び第１図のブロック図を参照すると、 ＰＳＫ変調機構に従ってそこに供給された信号を変調するよう動作する変調器３ ８を有する、送信機４２は次の式で表される信号を送信する。

上の指数におけるｄ　は値（０，１，、、、、ｋ−１，１■］ を存する差分符号化データシンボルであり（Ｐ　Ｓ　Ｋ変調機構の可能なシンボ ル値により規定される前記集合のポイントに割当てられた数値に対応し、例えば 、第２Ａ図に示される変調機構においてはに＝８であり、かつ第２Ｂ図に示され る変調機構においてはに＝４である）、そしてｆ　（ｔ）は変調器３８に印加さ れる２送信号の送信された等価ベースバンドパルスである。式（１）によって表 されるシーケンスのシンボルは前記変調信号を構成するシンボルのシンボル値を 形成する。

送信チャネル４８によってその送信後に、受信機５６によって受信された信号は 次の式で表される。

ｙ　（ｔ）　＝Σａ　ｈ　（ｔ−ｎＴ）　＋ｗ　（ｔ）　（２）ｈ　（ｔ）　＝ ｇ　（ｔ）　＊ｔ　（ｔ）　、すなわち、送信された等価なベースバンドパルス および送信チャネル４８を構成するマルチパスチャネルの複素ローパスフィルタ 等価インパルス応答のコンボリューションであり、そしてｗ（ｔ）は加法性ホワ イトガウスノイズ（ａｄｄｉｔｉｖｅ　ｗｈｉｔｅ、ｇａｕｓｓｉａｎ　ｎｏｉ ｓｅ：ＡＷＧＮ）を表す時変値である。

受信機５６のチャネルイコライザ６６は好ましくは、上に述べたように、最尤シ ーケンス推定装置（ｍａｘｉｍｕｍ　１ｉｋｅｌｉｈｏｏｄ　５ｅｑｕｅｎｃｅ 　ｅｓｔｉｍａ　ｔ　ｏ　ｒ　：ＭＬＳＥ）から構成される。上に説明したよう に、ＭＬＳＥはマツチドフィルタおよびビタービイコライサからなる。

前記ＭＬＳＥのマツチドフィルタは、次の式によって数学的に表現できる、サフ ィシャント統計１１ｔ（ｓｕｆｆｉｃｉｅｎｔ　５ｔａｔｉｓｔｉｃ）ｚ　と称 される値を計算する。

Ｚｎ＝ｇＭＦ　（ｔ）　＊ｙ　（ｔ）　ｌ　を−ｎＴこの場合、 ｇＭＦ（ｔ）は前記マツチドフィルタのインパルス応答であり、 Ｖ　（ｔ）は（上に規定した）受信信号であり、ｒ　はノイズシーケンスであり 、そしてｓｌ＝ｇＭＦ（ｔ、）　＊１１　（ｔ）　ｌ　ｔ　＝ｎＴ−ｓ　＋　＊ 　（４） である。

上の式において、Ｓｌの項はしばしばそれによって前記変調信号が送信されるチ ャネルのチャネル自己相関関数の要素と称される。

また、マツチドフィルタのインパルス応答、ｇＭＦ（ｔ）はまたｈ（ｔ）の時間 反転、複素共役（ｔ　ｉｍｅ−ｉｎｖｅｒｓｅ、ｃｏｍｐｌｅｘ　ｃｏｎｊｕｇ ａｔｅ）に等しいことが注目され、次のようになる。

ｇＭＦ（ｔ）＝ｈ＊　（−ｔ）　（５）前記ＭＬＳＥは、次の式に従って、状態 （σ　）および状態σ　の間の、サバイバメトリック（ｓｕｒｖｉｖｏｒ　ｍｅ ｔｒｉｃｓ）と称される、メトリック方程式の値Ｊ　（σ　）を最大にするシー ケンス［α　］を、最もｎ　ｎ　ｎ 送信される可能性のあるものとして、決定するよう動作する。

Ｊ　（σ　）＝２Ｒｅ　（α　＊ｚ　）ｎｎ　ｎｎ （σ　）→σ。

−Ｆ（σｎ−１．σｎ））　（６） この場合、Ｆ（σｎ−１．σｎ）は次の式で規定される状態遷移メトリックとし て定義される。

Ｆ（σ。−１，σ。）＝α。＊ＳＯα。

１＝１ Ｌはシンボルの数におけるチャネルのメモＩＪである。

状態遷移メトリックＦ（σｎ−１’　σｎ）ｔｉ２つの連続する状態σ１１ヨお よびσ　の関数であること（こ注意を要口 する。

ＭＬ　Ｓ　Ｅのビータヒ・イコライザは前記サノくイノくメトＩＪ・ソ機構にお いては、α。の振幅は、１（こ正規イしされ、ある（１は１に正規化することが でき、すなオ）ち、１α。１＝１である。従って、サバイノくメトリ・ツクＪｎ （σｎ）を規定する方程式は次のように書き替えること力（てきる。

Ｊ　（σ　）　＝Ｒｅ　（α　＊Ｚ　）ｎｎ　ｎｎ （σ　）　→σ ｎ−１ｎ −Ｆ（σｎ−１．σｎ））　（８） この場合、 Ｆ（σｎ−１．σｎ）＝Ｒｅ（α　＊ΣＳ　α　）１ｎ−１ １＝１ となる。

前記チャネルのシンボルの数におけるメモリが受け入れ可能な値にセットされて いる場合は、この方程式はさらに単純化される。前記チャネルのメモリは符号量 干渉がマルチパスチャネルの異なる経路により送信された信号の相対的な遅延時 間を生ずるマルチパスチャネルによる信号遅延に関係し、かつ該信号遅延に比例 する。２つのシンボル（すなわち、Ｌ＝２の場合）のメモリはアメリカ合衆国セ ルラシステムにおいて動作する無線電話に対し送信された信号の正確な受信のた めに受け入れ可能なものと考えられる。Ｌ＝２である場合、状態遷移メトリック Ｆ（αｎ−１゜σ　）は次の式のように書き替えることができる。

Ｆ　（（７，１，（７，）　＝Ｒｅ　（（１，＊（！、１　１＋α。＊αｎ−２ Ｓ２）　（１０） 次に、伝統的には、状態遷移メトリックが２つの引き続く状態の関数であると規 定され、かつＬ＝２である場合に、状態遷移メトリックＦの計算は各々の決定に 対しに３の計算を必要とするが、これはＦ（αｎ−１’　σｎ）がα　。

αｎ−１，αｎ−２のすべての組合わせに対して計算されなければならないから である。

状態遷移メトリック、Ｆ、を規定する前の式を詳細に調べるとそのような値を決 定するために必要とされる計算の数をさらに簡略化することができる。変数ａ、 ｂおよびＣがＰＳＫ変調機構の可能なシンボル値によって規定される集合の位相 集団のポイントに割当てられた集合（帆１．。

、に−１１（すなわち、数値）から得られる値であると定義することにより、時 間σ　およびσ　における任意ｎ　−１，ｎ の２つのポイントにおける状態は次のように規定できる。

ａ、ｂおよびＣは集合（０，、、、、ｋ−１，）の要素である。

各項ｅｊ２πｃ／ｋ　ｊ２πｂ／におよびｅｊ２７ｒａ、ｅ ／には前記集合（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ　５ｅｔ）のシンボルを表す。

状態遷移メトリック、Ｆｌを規定する上の式は次のように書き替えることができ る。

Ｆ（αｎ−１，σｎ） 状態遷移メトリック、Ｆを規定する式を次のように書き替えることにより、該状 態遷移メトリックは可能なシンボル値の集合のシンボル間の対により差の関数と なることに注意を要する。

ここで、Ｌ＝２に対しては、２つの対による差が規定され、かつ対による差の組 、Ｚｌは次のように規定される。

Ｚ＝（（ｂ−ａ）、（ｃ−ａ））　（１４）上記値（ｃ−ａ）はｃ−ｂ＋ｂ−ａ または（ｃ−ｂ）　＋（ｂ−ａ）と書き替えることができる。従って、上の式は また次のように書き替えることができる。

Ｆ（αｎ−１，σｎ）　＝Ｆ　（（ｃ−ｂ）、（ｂ−ａ））従って、状態遷移メ トリック、Ｆ（αｎ−１，σｎ）、の値は前記集団の位相遷移（ｃ　−ｂ）およ び（ｂ−ａ）のみの関数であり、すなわち、状態遷移メトリック、Ｆｌは前記集 合の可能なシンボル値開の対による差の関数である。

より一般的には、式Δは次のように規定することができる。

＋Δ、］（１６） 】−１ この場合、初期条件は、 ＺはＰＳＫ変調機構の可能なシンボル間の１組の対による差分であり、 Ｌはシンボルの数におけるチャネルのメモリであり、そして Ｓはチャネル自己相関関数の要素である。

１例として、以下に示すものはＬ＝３の場合のΔの展開である。Ｌ＝３の場合、 Ｚｌすなわち、前記組の対による差分は次のように規定できる。

Ｚ＝　（（ｂ−ａ）、（ｃ−ｂ）、（ｄ−ｃ））　（１７）一般に、Ｆ（αｎ− １，σｎ）　−Ｆ　（Ｚ）　−Ｒｅ　（Δｔ、）である。従って、Ｌ−３に対し ては、Δ３は次のようになる。

上記項Δ　を展開することにより、Δ３はさらに次のように展開できる。

また、上記項Δ　を展開することにより、Δ３はさらに次のように展開される。

Δは再帰関数（ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ　ｆｕｎｃｔｉｏｎ）であり、かつ図式的に 説明できる。第２Ｃ図は、上記式（２０）を形成するために展開された、Ｌ＝３ の場合の関数を示す。総括的に参照数字１４６で参照される、再帰関数は、それ ぞれ、ブロック１４８Ａ、１．４８Ｂおよび１４８Ｃ，乗算器要素１５０Ａ、１ ５０Ｂおよび１．５０Ｃ，そして加算要素１５２Ａおよび１５２Ｂによって示さ れる、チャネル自己相関関数の要素の値からなる。Ｌの他の値に対して形成され る再帰関数もまた同様にして表現できる。

ｎ／４　ＤＱＰＳＫ変調機構 次に第３図のグラフ表現に移ると、π／４　ＤＱＰＳＫ変調機構の隣接シンボル 間の関係が示されている。第２Ａ図のグラフ表現において規定された座標軸シス テムと同様に、それぞれ、ここでは軸１５４および１５８である、横座標軸およ び縦座標軸が原点、ここでは原点１６２、において交差する。ゼロラジアンの位 相を有するシンボル、ここでは“Ｘ”１６６で示される、は横座標軸１５４の上 にプロットされている。シンボル１６６に続きかっそれにすぐ隣接して送信され るシンボルはシンボル１６６に対して上で規定した位相（すなわち、＋／−π４ または＋／−３π／４ラジアン）だけ位相がオフセットしている。

図式的には、次の状態のシンボルはシンボル１６６の位相に関して位相がオフセ ットしていなければならない。特に、かつ上に説明した機構に従って、シンボル １６６の送信に続いて送信されたシンボルはシンボル１７０，１７４゜１７８ま たは１８２に対応する位相のものでなければならない。シンボル１６６は軸１５ ４の上にプロットされており、かつ各々の可能な続いて送信されるシンボルは位 相がオフセットしており、かっ軸１５４または１５８の１つの上にプロットされ る位相のものでないことに注意を要するっ同様に、もしシンボル１６６が、ある いは、シンボル１６６が縦座標軸１５８上にプロットされるような位相のもので あれば、可能な引き続き送信されるシンボルは同様に軸１５４および１５８のオ フセットした位置にプロットされる。

次に第４図のグラフ表現に移ると、π／４　ＤＱＰＳＫ変調機構の隣接シンボル 間の関係が再び示されている。第３図のグラフ表現において規定された座標軸シ ステムと同様に、横座標軸および縦座標軸、ここではそれぞれ２０４および２０ ８、は原点、ここでは原点２１−２、において交差する。π／４ラジアンの位相 を有するシンボル、ここでは“Ｘ”２１６で示されるもの、は座標軸システム２ ０４−２０８の上にプロットされている。シンボル２１８に続き、かつそれに直 ちに隣接して送信されるシンボルは上に規定した位相だけシンボル２１８に関し て位相がオフセットしている。図式的には、次の状態のシンボルはシンボル２１ ８の位相に関して位相がオフセットしていなければならない。特に、かつ上に説 明した機構に従って、シンボル２１８の送信に続いて送信されるシンボルはシン ボル２２２．２２６，２３０または２３４に対応する位相のものでなければなら ない。

シンボル２１８は両方の軸２０４および２０８からオフセットしてプロットされ ており、かつ各々の可能な、引き続き送信されるシンボルは位相がオフセットし ておりかつ軸２０４および２０８の１つの上にプロットされる位相を有している ことが注目される。同様に、もしシンボル２１８が、あるいは、軸２０４および ２０８に関して位相がオフセットしたいずれかの他のシンボル値に対応した位相 を有しておれば、可能な引き続き送信されるシンボルは同様に軸２０４または２ ０８の内の１つの上の位置にプロットされるであろう。

第５図は、前の図面のグラフ表現と同様に、原点、ここでは原点２６２、で交差 する互いに直交する軸、ここでは軸２５４および２５８からなる座標軸システム によって規定されるグラフ表現である。ポイント２６６．２７０，２７４および ２７８はπ／４　ＤＱＰＳＫ変調信号の４つの可能なシンボル値を表す。ポイン ト２６６−２７８は第３図のポイント１７０−１８２に対応する。ポイント２６ ６−２７８は従って軸２５４または２５８の内の１つの上の点によって表される シンボルの送信に隣接して直ちに送信できる可能な引き続き送信されるシンボル を表す。

第６図は、前の図面のグラフ表現と同様に、原点、ここでは原点３１２、で交差 する互いに直交する軸、ここでは軸３０４および３０８、から形成される座標軸 システムによって規定されるグラフ表現である。ポイント３２２．　３２６．３ ３０および３３４はπ／４　ＤＱＰＳＫ変調信号の４つの可能なシンボル値を表 し、かつ、従って、その部分集合を形成する。ポイント３２２−３３４は従って 軸３０４または３０８の１つからオフセットしたポイントによって表されるシン ボルの送信に直ちに隣接した可能な引き続き送信されるシンボルを表す。

前に述べたように、ビタービイコライザは最も起こりそうなシンボルのシーケン スを表す最尤パスを決定するよう動作する。ビタービイコライザは典型的には処 理回路内に構成されたアルゴリズム（ビータビアルゴリズム）によって形成され る。しかしながら、そのようなイコライザのハードウェア構成ももちろん可能で ある。

第１図の通信システム２０のブロック図を参照すると、ビタービイコライザは典 型的には等化された（すなわち、デコードされた）信号を発生するチャネルイコ ライザ６６の一部を形成する。ビタービイコライザの動作はしばしば信号の可能 な状態が縦方向に延びる列の要素として表されるトレリス（ｔｒｅｌｌｉｓ）に よって図式的に表現される。隣接期間の可能な状態は同様に同様の縦方向に延び る列によって表現される。

各時間期間の可能な状態は変調機構の可能なシンボル値のシンボルの集合によっ て規定される。最も簡単な実施例においては、該シンボルの集合は各々単一のシ ンボルによって規定される。より複雑な実施例においては、該シンボルの集合は 各々２つのシンボルによって規定される（あるいは、いくつかの実施例において は、２つより多くのシンボルによって規定される）。可能な状態が２つのシンボ ルの集合によって規定されるビターピイコライザは２つのシンボルのメモリ（ｍ ｅｍｏｒｙ）を有するといわれる。

時間的に任意のインターバルにおけるあるシンボルの可能なシンボル値を各々表 す、縦方向に延びた列の集合はアレイを形成し、そのようなアレイは一般にビタ ービイコライザのトレリス（ｔｒｅｌｌｉｓ）と称される。

再び第１図のブロック図を参照すると、π／４　ＤＱＰＳＫ変調機構に従ってそ こに供給される信号を変調するよう動作する変調器３８を有する、送信機４２は 次の式で表すことができる信号を送信する。

ｘ　（ｔ）　＝Σａ　ｆ　（ｔ−ｎＴ）　（２１）この場合、 上の指数におけるｄ　は（第２図のポイント１１６−１４４に割当てられた数値 に対応する）値０−７を有する差分符号化データシンボルであり、そしてｆ　（ ｔ）は変調器３８に印加される２送信号の送信された等化ベースバンドパルスの 値である。式（２１）によって表される、シンボルのシーケンスは前記変調信号 を構成するシンボルのシンボル値を形成する。

送信チャネル４８によるその送信後に、受信機５６によって受信された信号は次 の式で表される。

ｙ　（ｔ）　＝Σａ　ｈ　（ｔ−ｎＴ）＋ｗ　（ｔ）　（２２）ｈ　（ｔ）　＝ ｇ　（Ｄ　＊ｆ　（ｔ）　、すなわち、送信された等化ベースバンドパルスおよ び送信チャネル４８を構成するマルチパスチャネルの複素、ローパスフィルタ等 化、インパルス応答のコンボリューションであり、モしてＷ　（ｔ）は加法性ホ ワイトガウスノイズ（ＡＷＧＮ）を表す時変値である。

受信機５６のチャネルイコライザ６６は好ましくは、上に述べたように、最尤シ ーケンス推定装！（ＭＬＳＥ）から構成される。第７図は、参照数字４００で示 される、Ｍｌ、ＳＥのブロック図であり、本発明の好ましい実施例のチャネルイ コライザ６６を具備する。ＭＬＳＥ４００はライン４０６１に一連の（ａ　５ｅ ｑｕｅｎｃｅ　ｏｆ）シンボルを受信し、該シンボルはマツチドフィルタ４１２ に供給される。マツチドフィルタ４１２はライン４１８上に処理された信号を発 生し、該信号はビタービイコライザ４２４に供給される。ピータビイコライザ４ ２４はライン４３０上に等化された（すなわち、デコードされた）信号を発生す る。ライン４３０上に発生された信号はチャネルデコーダ７０によって第１図に 示されている、チャネルデコード回路に与えられる。ＭＬＳＥ４００は好ましい 実施例のイコライザを表すことが注目される。本発明のシステムは他の設計のイ コライザにおいても同様に実施できる。

ＭＬＳＥ４００のマツチドフィルタ４１２は次の式によって数学的に表現できる 、サフィシャント統計量２　と称される、値を計算する。

Ｚｎ＝ｇＭＦ　（ｔ）　＊ｙ　（ｔ）　ｌ　ｔ＝ｎＴこの場合、ｇ　（ｔ）はマ ツチドフィルタのインパルスＦ 応答であり、 Ｙ　（ｔ）は（上に規定した）受信信号であり、ｒ　はノイズシーケンスであり 、そしてｓ　１＝ｇＭＦ（ｔ）　＊ｈ　（ｔ）　ｌ　ｔ＝ｎＴ＝ｓ−１＊　（２ ４） である。

ｓＩの項はしばしばそれによって変調信号が送信されるチャネルのチャネル自己 相関関数の要素と称される。

マツチドフィルタのインパルス応答、ｇ　（ｔ）はまＭＴ たｈ　（ｔ）の時間反転複素共役に等しく、従って次のように表現される。

ｇＭＦ（ｔ）＝ｈ＊　（−ｔ）　（２５）ＭＬＳＥ４００は、最も送信される可 能性が高いシーケンスとして、次の式によって表される状態［σ　］から状態σ 　の間の、サバイバメトリックと称される、メトリツク方程式Ｊｎ（σｎ）の値 を最大にするシーケンス［αｎ］を決定するよう動作する。

Ｊ　（σ　）＝２Ｒｅ　（α　＊Ｚ　）ｎｎ　ｎｎ （σ　）　−σ −１ｎ −Ｆ（αｎ−１，σｎ））　（２６） この場合、Ｆ（αｎ−１，σｎ）は次の式で支配される状態遷移メトリックとし て定義される。

Ｆ（αｎ−１１σｎ）＝α、　＊　ｓ　ｏα。

＋２Ｒｅ　（（Ｚ　＊　Σｓ　ｒ　ａ　ｎ　ｒ　）（２７）１＝１ 状態遷移メトリックＦ（σｎ　ｌ＋　σｎ）は２つの連続する状態σ　およびσ 　の関数であることが判る。

−１ｎ ビータビイコライザ４２４は前記サバイバメトリックＪｎ（σ。）の値を発生す るよう動作する。π／４　ＤＱＰＳＫ変調機構においては、α　の振幅は１であ り、すなわち、１α　１＝１である。従って、サバイバメトリックＪ（σ　）を 規定する方程式は次のように書き替えることｎ　ｎ がてきる。

Ｊ　（σ　）　＝Ｒｅ　（α。＊ｚｎ）ｎ　ｎ （σ　）→σ。

Ｆ（αｎ−１’σ１□）＝Ｒｅ（α　＊Σ８１αｎ−１）！＝１ シンボルの数での、チャネルのメモリが受け入れ可能な値にセットされている時 、この式はさらに単純化できる。

前記チャネルのメモリは符号量干渉によって送信信号の遅延時間を生ずる結果と なるマルチパスチャネルによる信号遅延に関係し、かつ該信号遅延に比例する。

典型的には、２つのシンボルの遅延（すなわち、Ｌ＝２である時）はマルチパス チャネルによって送信される信号の遅延時間より小さい。■、＝２である時、状 態遷移メトリ・ツクＦ（αｎ−１、σｎ）は次のように書き替えることができる 。

Ｆ（αｎ−１，σｎ）　＝Ｒｅ　（α。＊αｎ−１１＋α。＊αｎ〜２　Ｓ　２ 　）　（３０）伝統的には、π／４　ＤＱＰＳＫ変調機構における状態遷移メト リック、Ｆｌは、α。、αｎ−１，。−２が各々４つの値の内の任意のものを取 り得るから、各々の決定に対し６４（４３）の計算が行なわれる必要がある。

状態遷移メトリック、Ｆｌを規定する前の方程式を注意深く調べることによりそ のような値を決定するのに必要な計算の数をさらに簡略化することができる。変 数ａ、ｂおよびＣが［０，１，２，３，４，５，６，７，］　（すなわち、第２ 図の集合の位相ポイントの集合１１６−１４４に割当てられた数値）の集合から 得られる値のものであると定義することにより、時間σ　およびσ　における任 −１ｎ 意の２つのポイントでのシンボル値は次のように規定できる。

ａ、ｂおよびＣは集合（０，１，２，３，４，５，６゜７）の要素である。

各ヶ。項ｅｊ２πｃ／８　ｊ２πｂ／８およびｅｊ２、　ｅ “ａ　／　８は第２Ａ図に示される集合のシンボルを表す。

状態遷移メトリック、Ｆｌを規定する上の式は次のように書き替えることができ る。

Ｆ（σ。−１，σｎ） 状態遷移メトリック、Ｆｌを規定する式をこのように書き替えることにより、状 態遷移メトリックは可能なシンボル値の集合の各シンボル間の対による差の関数 となることが注目される。

前記値（ｃ−ａ）はｃ−ｂ＋ｂ−ａまたは（ｃ−ｂ）　＋（ｂ−ａ）と書き替え ることができる。従って、上の方程式はまた次のように書き替えることができる 。

Ｆ（σｎ−１．σｎ）　＝Ｆ　（（ｃ　−ｂ）、（ｂ−ａ））従って、状態遷移 メトリック、Ｆ（σｎ−１．σｎ）は、位相遷移の集合（ｅ−ｂ）および（ｂ− ａ）のみの関数であり、すなわち、状態遷移メトリック、Ｆｌは前記集合の可能 なシンボル値の間の対による差である。

Ｚを、Ｚ＝　（（ｂ−ａ）、（ｃ−ｂ））と定義することにより、前記式（３４ ）は前に述べた再帰的関係に関して次のように書き替えることができる。

Ｆ　（Ｚ）　＝Ｒｅ　（Δ２）　（３５）この場合、 である。

前と同様に、Ｚ＝　（（ｂ−ａ）、（ｃ−ｂ））であるから、式（３６）はまた 前に述べた再帰的関係に関して次のように書き替えることができる。

上の式は第８図にブロック図形式で示される、プロセッサ回路５００のような、 プロセッサ回路によって計算できる。受信され復調された信号はライン５０６に よってプロセッサ５１２の入力ポートに供給される。プロセッサ５１２は該プロ セッサ５１２の出力ポートに接続されたライン５２４によりメモリ５１８にアク セスするために適切なアルゴリズムを実施する。ここてはライン５３０によって 示される、適切なラインがメモリ５１８とプロセッサ５１２とを相互接続する。

プロセッサ５１２は状態遷移メトリックＦ（σ。−１，σｎ）の値を表す出方信 号をライン５３６−、Ｌ、に発生する。

上記式（３４）は２つの値のみに関して状態遷移メトリック、Ｆ、を規定し、前 記２つの値は３つの変数に関して、状態遷移メトリック、Ｆ（σｎ　−１’　σ 。）、の値を規定する前の伝統的な方程式（３０）と比較した、可能なシンボル の間の対による差である。従って、状態遷移メトリック、Ｆｌの値を決定するた めの必要な計算の数は１桁低減される。従って、π／４　ＤＱＰＳＫ変調機構に おいては、状態遷移メトリック、Ｆ（σｎ−１’　σｎ）の値を決定するために たった１６の計算（４２）が必要であるのみである。

変数ａ、ｂおよびＣはｙｒ／４　ＤＱＰＳＫ集合の３つの連続するシンボル（時 間的に）を表すから、該３つの連続する変数の内の任意の２つの隣接するものの 間の差は奇数値である。また、前記変数の交互のもの（ａｌｔｅｒｎａｔｉｎｇ 　ｏｎｅｓ）の間の差は偶数値である。すなわち、（ｃ−ａ）は偶数値であり、 かつ（ｂ−ａ）は奇数値である。

再び前記式（３７）を参照すると、被乗数（すなわち、かっこの外側の項）は、 （ｂ−ａ）項が奇数であるから、複素値を形成する実数および虚数の双方の成分 を持つことが判る。

前記（３７）の項を実数または虚数値のみをもつ被乗数を形成するよう再配列す ることにより計算機的な単純化を行なうことができる。式（３７）は次のように 書き替えることができる。

Ｆ　（（ｃ−ｂ）　、（ｂ−ａ）　） この式を調べると、状態遷移メトリックＦ（σｎ−１゜σ　）の値を計算するの 必要な計算の数がさらに大きく低減できるようになる。π／４　ＤＱＰＳＫ変調 機構においては、かっこ内の項は４つの可能な複素値のみを表す。従って、状態 遷移メトリック、Ｆ　（ｃ−ｂ、ｂ−ａ）　、はπ／２ラジアンだけ回転できる ４つの値からなる。これはかっこ内の式の部分のプラス／マイナス実数部、また プラス／マイナス実数部のいずれかを計算するのと等価である。

次に八によって表される、変数は式（３８）の内側のかっこ内の項に代えること ができる。従って、Ａは次のように規定できる。

Δｉ　＝３２＋Ｓ　１　ｅ−２’　ｉ／’　（３９）この場合、１＝ｃ−ｂであ る。

代入により、式（３８）は次のように書き替えることができる。

Ｆ　（（（ｃ−ｂ）　、（ｂ−ａ）　）上記式（４０）を調べることにより、前 記差（ｃ−ａ）が偶数であるから、指数項は実数値または虚数値のいずれかであ ることが示される。そのような値は（複素数である）Ａ項により乗算される。得 られた積の実数部は従って該得られた積の一方の側、または他方の側にのみある 。

すなわち、（ｃ−ａ）の４つの差、すなわちｃ−ａ＝Ｑ。

２．４または６、の各々に対して、Ｆ　（（ｃ−ｂ）　、（ｂ−ａ））の４つの 異なる値が可能である。（ｃ−ａ）＝０に対しては、　（Ｆ　（ｃ−ｂ）　、（ ｂ−ａ）　）　−Ｒｅ　［ＡＣ−ｂ］である。（ｃ−ａ）＝２に対しては、Ｆ　 （（ｃ−ｂ）＝　（ｂ　ａ））　＝　Ｉ　ｍ　［Ａ　ｏ　ｂコである。　（ｃ　 −ａ）＝４に対しては、（Ｆ　（ｃ−ｂ）　、（ｂ−ａ）　）　＝−Ｒｅ［Ａｏ −ｂ］である。そして、（Ｃ−ａ）＝６に対しては、（Ｆ　（ｃ−ｂ）　、（ｂ −ａ）　）　＝＋Ｉｍ　［Ａ　］であ−ｂ る。

従って、状態遷移メトリック、Ｆｌの可能な、許容される値は第９図に示された 、参照数字６００によって総括的に参照される、前記テーブルと同様に、メモリ 内のテーブルに記憶される。テーブル６００の左側に形成された列６０６および テーブル６００の上側に形成された行６１２はともに１６の要素を有するアレイ を規定する。双方の差分（ｂ−ａ）および（ｃ　−ｂ）は奇数値であるがら、列 ６゜６および行６１２はシンボル間の差の奇数値のみを取る（すなわち、１．　 ３．　５および７の値）。

状態遷移メトリック、Ｆｌが取り得る１６の可能な値は単に４つのシンボルの値 の実数値または虚数値であるから、状態遷移メトリック、■？、の値を計算する のに必要とされる計算はさらに低減される。

状態遷移メトリックはサバイバメトリックが決定されるべき時間ごとに計算され る必要があるから、かつサバイバメトリックはあるシンボルが受信機によって受 信され（かつあるシンボルが毎秒２４．０００回のオーダで受信機によて受信さ れる）時間ごとに決定される必要があるから、状態遷移メトリック、Ｆ（σ。− １，σ１□）、を計算するのに必要な計算の数が低減されると、ビタービイコラ イザおよびそれを含むＭＬＳＥの複雑さを大幅に低下させることになる。本方法 およびシステムは状態遷移メトリックの値を計算するために必要な計算の数を１ 桁低減する。また、本方法およびシステムは計算の必要な数をさらに１桁低減す ることができる。

最後に第１０図のブロック図に移ると、本発明の教示に従って構成された、総括 的に参照数字９００によって参照される、送受信機が示されている。

ここではアンテナ９０４によって示される、送信機により送信された信号は送信 チャネルによって送信され、かつ前記送受信機のアンテナ９０６により受信され る。アンテナ９０６によって知覚される信号を示す信号はライン９゜８上に発生 されかつフィルタ９１２に供給される。アンテナ９０４によって受信された信号 を示す信号はライン９０８上に発生されかつフィルタ９１２に供給される。フィ ルタ９１２はライン９１６上にろ波された信号を発生し、この信号は第１のダウ ンミキサ回路９２０に供給される。ミキサ回路９２０はさらにライン９２４上に 発振信号を受信し、該発振信号は発振器９２８により発生される。

ミキサ回路９２０はダウンミキシングされた信号をライン９３２上に発生し該信 号はフィルタ９３６に供給される。

フィルタ９３６はろ波された信号をライン９４０上に発生し、該ろ波された信号 は第２のダウンミキサ９４４に供給される。第２のダウンミキサ９４４はまた発 振器９５２によって発生される発振信号をライン９４８上に受信する。

発振器９２８および９５２の発振周波数は好ましくは、図示のごとく、ライン９ ６０および９６４によるそれぞれに対する接続によって発振器９５６の発振周波 数により制御される。

第２のダウンミキサ９４４はライン９４８上に信号を発生し、該信号はフィルタ ９５２に供給される。フィルタ９５２はライン９５６上にろ波された信号を発生 する。

参照数字９０８〜９５６によって示される要素は一緒になって復調器９６０を構 成し、該復調器９６０は、図面においては点線で示された、ブロックによって表 されている。

ライン９５６上に発生された信号は、イコライザ９７２に供給される。図示のご とく、イコライザ９７２はマツチドフィルタ９７６およびビタービアルゴリズム ル９８０からなる。イコライザ９７２は第７図に示される最尤シーケンス推定装 置を形成するために前の図面によって説明したビタービイコライザの特徴部分を 導入している。イコライザ９７２はライン９８６上に等化された信号を発生し、 該等化された信号はデコーダ９９０に供給される。デコーダ９９０はライン９９ ６上にデコードされた信号を発生し、該デコードされた信号は音声デコーダ１０ ０２に供給される。音声デコーダ１００２はライン】００８上にデコードされた 信号を発生し、該信号は変換器、ここではスピーカ１０１２、に供給される。

送受信機９００のブロック図はさらに該送受信機の送信部を示している。該送受 信機の送信部は概略的にライン１０６２によって変調器１０５６に結合された、 マイクロフォンのような変換器ｔ　０５０、ライン１０７４上に変調器１０５６ によって発生される変調信号を受けるよう結合されたミキサ１０６８を具備する ものとして示されている。

ミキサ１０６８の回路はまた、ここではミキサ１０６８と発振器９５６との接続 で示されるように、基準発振器９５６によって発生される発振信号を受信する。

ミキサ１０６８はライン１０８０上にミキシングされた信号を発生し、該信号は フィルタ１０８４に供給される。フィルタ１０８４およびフィルタ９１２は、例 えば、伝統的な送受切換器（ｄｕｐｌｅｘｅｒ）を構成する。フィルタ１０８４ はろ波された信号をライン１０９０上に発生し、該信号はそこから信号を送信す るためにアンテナ９０６に結合される。

イコライザ９７２のビタービアルゴリズムは伝統的な構成のイコライザよりも複 雑でないから、ライン９８６上に等化された信号を発生するのに必要な処理時間 は低減される。

本発明が種々の図面に示された好ましい実施例に関して説明されたが、他の実施 例も使用できかつ本発明と同じ機能を達成するために本発明から離れることなく 説明した実施例に関し変更および付加を行ない得ることが理解されるべきである 。従って、本発明はいずれかの単一の実施例に限定されるべきものではなくむし ろ添付の請求の範囲の記載に従った広さおよび範囲で解釈されるべきである。

ＦＩＣ，１ ＦＩＣ：、２Ａ Ｆｌに！、３　ＦＩＣ！、４ ＦＩＣ：、５　ＦＩＣ：、６ フロントページの続き （７２）発明者　パーム・ケビン　エルアメリカ合衆国イリノイ州　６０１９５ 、ホッフマン・エステイッ、ウィンストン・ドライブ　３６９５

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. １．複数の記号からなる信号を受信するよう動作する無線受信機の一部を形成す るビタービイコライザにおける状態遷移メトリックを決定する方法であって、前 記状態遷移メトリックは２つの連続する状態の関数として定義され、前記２つの 連続する状態の内の各状態は位相シフトキーイング変調機構の可能な記号の内の 記号の集合によって規定され、 前記方法は前記２つの連続する状態の関数として規定された状態遷移メトリック を位相シフトキーイング変調機構の可能な記号の集合の内の可能な記号間の対に よる差の関数として規定される状態遷移メトリックに変換する段階を具備する、 ビクービイコライザにおける状態遷移メトリックを決定する方法。
2. ２．前記位相シフトキーイング変調機構は４相位相シフトキーイング変調機構か らなる、請求の範囲第１項に記載の方法。
3. ３．前記位相シフトキーイング変調機構は差分、４相位相シフトキーイング変調 機構からなる、請求の範囲第１項に記載の方法。
4. ４．前記変換段階は２つの連続する段階の関数として規定される状態遷移メトリ ックを前記位相シフトキーイング変調機構の可能な記号の集合の内の可能な記号 の間の対による差分の再帰関数として規定される状態遷移メトリックに変換する 段階を含む、請求の範囲第１項に記載の方法。
5. ５．前記状態遷移メトリックが前記変換段階の間に変換される再帰関数はある数 の再帰係数を含み、前記再帰関数を構成する再帰係数の数は前記２つの連続する 状態の内の各状態を規定する記号の集合を構成する記号の数に比例する、請求の 範囲第４項に記載の方法。
6. ６．前記２つの連続する状態の内の各状態が規定される前記記号の集合は２つの 要素からなる、請求の範囲第５項に記載の方法。
7. ７．前記位相シフトキーイング変調機構はπ／４差分４相位相シフトキーイング 変調機構からなる、請求の範囲第６項に記載の方法。
8. ８．前記再帰関数は前記再帰関数を構成する再帰要素の実数部または虚数部に対 応する値を有する、請求の範囲第７項に記載の方法。