JPH0650944B2

JPH0650944B2 - Ｄｃ／ｄｃ変換器

Info

Publication number: JPH0650944B2
Application number: JP58226731A
Authority: JP
Inventors: ノ−マン・ジエラルド・ズイ−ズ
Original assignee: ウエスタ−ンエレクトリックカムパニ− インコ−ポレ−テッド
Priority date: 1982-11-30
Filing date: 1983-11-30
Publication date: 1994-06-29
Anticipated expiration: 2009-06-29
Also published as: EP0114466B1; US4449174A; GB2131235B; EP0114466A1; CA1212719A; KR910003294B1; GB2131235A; DE3376174D1; JPS59106876A; GB8331539D0; KR840006885A

Description

【発明の詳細な説明】本発明はＤＣ／ＤＣ変換器、ならびに高周波（５ＭHz
を越る周波数）において動作する変換器の応用に関す
る。

現存する電力用変換装置は、通常、電気良導体により結
合された複数の個別電気部品から成立つている。これら
の部品は、通常、説明の目的ならびに設計の目的で、電
力変調回路、フイルタ回路、整流器回路など、それぞれ
全回路に対して重要な、個別の独立した機能を実行する
ものとして識別されている副回路に分類されている。鉄
心形磁気部品や電解コンデンサなどのような個々の電気
部品は、良好な回路設計をすることができるように部品
間へ間隙を与えて組合されているので、その大きさは、
多くの実例において、電源が供給されている回路または
システムにほゞ等しいか、あるいは或る場合にはこれを
越える一次元寸法、ならびに三次元寸法を有する電源装
置を形造つている。プリント回路基板実装形モジユール
回路の時代においては、その大きさゆえに、電源装置は
通常、電源が供給されている回路からかなり離れて配置
されている。このような大きさの制限の結果、回路が動
作していない時にターンオフできる個々の回路に対して
専用電源装置を与えるよりも、特定の瞬間には動作して
いるか、あるいは動作していない多数の回路に対して、
単一の電源装置から電源を供給するようなバルク形の電
源装置の構想が採用されている。

特定の回路に対して電源装置を特定化し、電源装置を物
理的に特定の回路に近接して置くため、現存技術におい
て許容しうる大きさの電源装置に比べて、電源装置の大
きさをかなり小さくしなければならない。

典型的なスイツチング式電力形変換回路では、スイツチ
ング周波数により決定された１サイクル長の時間にわた
つて、種々の個別キヤパシタンス素子と個別インダクタ
ンス素子とにエネルギを蓄えることにより動作を行つて
いる。スイツチング周波数の増加は蓄積時間間隔を減
じ、特定動作サイクルにおいて記憶素子に蓄えられたエ
ネルギのレベルを減ずる作用をする。このような周波数
の増加があると、特定の電力容量に対して磁気素子と容
量性記憶素子との物理的、ならびに電気的大きさを減ず
ることができる。

変換器の動作周波数が著しく増加して、単位容積あたり
のエネルギ蓄積にもとづき回路部品の大きさを著しく減
ずることができる限りにおいて、電力形変換器のスイツ
チング周波数があまり大きく増加していないと云う事実
は、動作周波数の増加に対する他の制約を示唆するもの
である。例えば、バイポーラ半導体スイツチングデバイ
スのスイツチング速度は、電荷蓄積により制限され、そ
れによつて高周波動作から達成されるべき恩恵を限定し
ている。これは、現存するMOSFET形スイツチングトラン
ジスタの使用により部分的に解決できるであろうが、し
かしながら、そのスイツチング速度はデバイスのキヤパ
シタンスとそのリード線の寄生インダクタンスにより制
限されている。

高周波においては、従来の受動素子に問題がある。高周
波においては、キヤパシタの寄生インダクタンスと抵抗
とは変換器の効率を減ずるものである。インダクタの巻
線間キヤパシタンス、ならびにインダクタのワイヤとコ
アとの自己加熱は、同様に得られるべきスイツチング周
波数を制限するものである。一般に、個別回路素子は高
周波において過大な電気的寄生パラメータを含み、それ
らを補償するためには可なりな設計上の努力を払わなけ
ればならない。大きさを増加させると損失を最小にする
必要があり、このような増加はエネルギ蓄積の考察にも
とづいて期待されたすべての恩恵を打消すものであろう
ことはありがちのことである。

回路のレイアウトには、高周波における電源装置の性能
を低下させる多くの浮遊キヤパシタンスと浮遊インダク
タンスとを有する。キヤパシタは、高周波において許容
値以下に性能を劣化させる寄生インダクタンスと寄生抵
抗とを有するものである。電力用磁気装置では、高周波
において望ましくない巻線容量を有し、インダクタとキ
ヤパシタンスとの両方は望ましくない自己共振特性を示
すものである。望ましくない寄生効果によるこれらの複
雑な要素があるため、大きさを縮小せしめる周波数の現
実のトレードオフは、特定の従来方式の電力形変換回路
のトポロジに対して線形であるようにも、あるいは予知
できるもののようにもみえない。最終結果は、著しく大
きさを減少させることであり、動作周波数は電源装置設
計者を没頭させるほどに高いものになつて、非常に高い
周波数では電力形変換回路の機能が制限される。

電力形変換回路の高周波動作の理論的特長にもかかわら
ず、非常に高い周波数において動作が困難であることに
関係し、部品や設計などに問題点があるため、これらの
回路は未だ開発されていない。

電磁気幅射を遮蔽したり、あるいは除去したりするため
必要な構成は電気回路のコストを増加させると共に市場
性を制限するものであるため、電気幅射発生箇所の制御
に関するＦＣＣ規定は高周波電源装置の開発を制限する
ものである。

高周波電力形変換回路の恩恵を完全に実現するために
は、電力形変換回路はそれほど大きな電磁干渉の幅射が
なく、また、回路部品の有害な寄生効果の影響をそれほ
ど受けることなく動作できるものでなければならない。
その大きさは回路に近接した位置で電源を加えることが
できるようなものでなければならず、市場性を有するよ
うに動作が効果的で、しかも製造が経済的でなければな
らない。

本発明の目的は、２次的なキャパシタンスを有する電力
スイッチと、電源を前記電力スイッチに結合するための
手段と、駆動信号を前記電力スイッチに印可して該電力
スイッチを交互に導通状態と非導通状態とに周期的に駆
動する手段と、２次的なキャパシタンスを有する整流用
スイッチに前記電力スイッチを結合する可同調回路手段
と、前記整流用スイッチを出力端子に結合する出力手段
と、前記電力スイッチと、前記整流用スイッチと、前記可同
調回路手段とを、実質的に完全に取囲む高導電性材料の
容器とからなるＤＣ／ＤＣ変換器であって、前記２次的なキャパシタンスと前記可同調回路手段と
は、動作時に、所定の周波数の駆動信号が前記電力スイ
ッチに加えられた状態で、前記電力スイッチから前記整
流用スイッチに転送されるほぼすべてのエネルギがほぼ
前記所定の周波数となるように構成素子の値を選び、か
つ、ほぼ正弦波状の制御スイッチ波形と協応してインピ
ーダンスを前記電力スイッチに与えその電力スイッチが
導通状態から非導通状態に及び非導通状態から導通状態
に遷移する間に前記電力スイッチの電圧及び電流の両波
形が同時に存在することを実質的に排除することを特徴
とするＤＣ／ＤＣ変換器を提供することにある。

本発明の一実施例は、２次的な特性が完全に、しかも肯
定的に作用するように、十分高い値に選択された無線周
波数スペクトルにおける各周波数において、肯定的回路
素子として部品の２次的な電気特性を使うことによつ
て、高周波動作の利点から恩恵を受けるように設計した
ものである。２次的な部品と云う術語は、こゝではデバ
イス、あるいは部品に固有な電気部品特性を意味し、有
害な寄生部品とも呼ばれることが多い。しかしながら、
本実施例においては、肯定的に使用されている。

電力回路には、放熱用シンクとしての容器を使用し、高
周波成分の低い正弦波形により駆動され、次に同調形整
流回路に結合された同調形インピーダンス整合回路を動
作させるように電気的に結合された電界効果形半導体ス
イツチングデバイスが備えられている。エネルギは事実
上、最小高調波を有する単一周波数での能力デバイスと
インピーダンス整合回路網とを介して、ＤＣ入力からＤ
Ｃ出力へと転送され、上記単一周波数は回路の誘導性素
子と容量性素子とにおいてエネルギ蓄積の最小期間を有
するものである。

スイツチングデバイスの２次的なキヤパシタンスはデバ
イスのスイツチ部分の内部において電力が消費されるの
を防ぐために肯定的に使用されている。個々の部品の２
次的な特性を利用することは、個別部品の必要性を限定
し、これによつて個々の部品の不良動作を許容するもの
である。高電力密度により集積形式の電力形変換回路の
実施例で経済的な製造ができ、電源を供給して単一回路
基板上に実装することができるような回路の大きさが得
られる。

次に、図面を参照して本発明を詳細に説明する。

ＤＣ電圧を或るレベルから他のレベルへと変換するため
の、共振形ＤＣ／ＤＣ電力形変換回路のブロツク系統図
を第１図に示す。電力変換プロセスにおいては、減衰し
た高調波を有し、事実上単一周波数を有するＡＣ電圧信
号へとＤＣ電圧が変換されている。電力回路では、その
ＡＣ電圧信号を整流して、回路の出力端で或るＤＣレベ
ルを得ている。第１図に示すように、ＤＣ電圧源１１０
は、該電圧源からの信号ノイズや信号高調波などを隔離
する機能を有する入力フイルタ１２０に結合されてい
る。ＤＣ電圧源110は入力フイルタ１２０を介して、イ
ンピーダンス整合回路網１３０に結合されている電界効
果形トランジスタ（MOSFET）のような電圧駆動形非線電
力反転スイツチデバイス１４０に結合されている。電力
反転スイツチ１４０は、駆動回路１５０により供給され
ている正弦波駆動信号によつて、交互に導通状態と非導
通状態とに周期的に駆動されている。駆動回路１５０は
ＤＣ電圧源１１０により電力を供給され、出力レギユレ
ータ回路１６０により供給された帰還信号に応答できる
ものである。

インピーダンス整合回路網１３０は、リアクタンス性素
子から成立ち、制御形のインピーダンスを電力反転スイ
ツチ１４０の出力に与えるため、整流用スイツチ１７０
と、出力フイルタ１８０と、負荷回路１９０と組合され
て動作する。この制御形のインピーダンスは選択された
動作周波数でスイツチ１４０の２次的な電気特性を一体
化して動作し、事実上、基本スイツチング周波数でエネ
ルギを負荷へ通過させている。インピーダンス整合回路
網１３０と、整流器回路網１７０と、負荷１９０を含む
フイルタ回路網１８０とは、電力形変換器の動力周波数
において同調するような能動素子と受動素子との２次的
なリアクタンス性特性をすべて含んだひとつの共通同調
形負荷回路網として設計されていて、信号の反射が事実
上除去され、且つ、基本波と高調波との信号の広い周波
数スペクトラム全体にわたつてエネルギを伝送するより
も、むしろ事実上は、同調形周波数でのみ回路を通つて
エネルギが伝達されるように構成してある。これにより
電力消費量を大幅に減少させ、高い基本波周波数におい
て電力トレインを高効率で実現できる。

電力形変換回路の電力トレイン部分の電気的系統図を第
２図に開示する。この回路には、MOSFET半導体電力反転
スイツチ、すなわち電力変調スイツチ２４０と、回路の
電力トレイン部分におけるシヨツトキイ半導体整流スイ
ツチ２７０とが含まれている。この回路の受動素子は、
２次的な内部半導体デバイスキヤパシタンスと共に回路
内で作用する選択形集中素子の使用により実現されてい
る。

ＤＣ電圧入力は入力端子２０１、２０２に結合され、入
力端子２０１、２０２はリード２０３、２０４を介して
ＤＣ電圧を結合し、電力形反転スイツチ２４０に対して
正弦波駆動信号を供給するための反転スイツチ駆動回路
２５０に電力を与える。リード２０１、２０２に加えら
れているＤＣ電圧はフイルタキヤパシタ２０５と入力フ
イルタインダクタ２０６とから成立つ入力フイルタを介
して、電力形反転スイツチ２４０の主導電路に結合され
ている。一般に、このインダクタは反転スイツチ２４０
のスイツチング周波数において高い値のリアクタンスを
有するように選択されているとは云え、入力フイルタイ
ンダクタ２０６のインダクタンス値は電力形反転スイツ
チ２４０を整流用スイツチ２７０に接続するインピーダ
ンス整合回路網のインピーダンス整合性質に対して寄与
するように選択できるものである。フイルタインダクタ
２０６とフイルタキヤパシタ２０５との組合せは、スイ
ツチンゲ周波数とその高調波とにおいて高い減衰量を与
えるように選択され、これによつてＤＣ入力電圧源に戻
つて流入する無線周波電流を最小に押えている。低減フ
イルタのさらに段数を増加させたものを採用すれば、こ
の電流を任意に小さくすることができる。ひとつの入力
端子２０１は直接、電力形反転スイツチ２４０の信号源
端子２４１に結合されている。第２の入力端子２０２は
フイルタインダクタ２０６を介して、電力形反転スイツ
チ２４０のドレーン端子２４２に結合されている。

第２のインダクタ２３１と、反転回路キヤパシタ２３４
と、第３のインダクタ２３２とはインピーダンス整合回
路網と高周波除去フイルタとの一部分を形成し、これら
の回路はシヨツトキイ形の整流用ダイオード２７０に結
合されている。シヨツトキイ形の整流用ダイオード２７
０は、ＤＣの隔離を希望する場合に限つて使用される零
周波隔離帰路キヤパシタ２３３に結合されている。この
キヤパシタ２３３が使用される場合には、さらに共通モ
ードのフイルタ作用を入力側で行うことが要求できる。
キヤパシタ２８５とインダクタ２８２とから成立つフイ
ルタ回路網は、インピーダンス整合回路網を出力端子２
９１、２９２に結合するものである。

基本動作周波数、ならびにこの動作周波数の高調波にお
いて、キヤパシタ２８５とインダクタ２８２とは高い値
の減衰量を与えるように選択されている。入力フイルタ
を使う場合のように、低減フイルタの段数を増加させれ
ば、出力リツプル電圧を任意に低くさせることができ
る。インダクタ２８２は、反転スイツチ２４０と、端子
２９１、２９２に接続された負荷との間でインピーダン
ス整合回路網のインピーダンス整合機能に寄与するよう
に選択できる。

反転スイツチ２４０を第２図に示し、点線で系統的にキ
ヤパシタ２４３として示したドレーンからソースへのキ
ヤパシタンスも同時に示してある。このキヤパシタンス
はスイツチ２４０の実積分部分であり、スイツチから切
離すことはできない。第２図はスイツチのドレーンとソ
ースとの端子間に現れる２次的な内部キヤパシタンスの
総和を表わすものであり、実際にはＦＥＴのドレーン・
ソース間電圧と共に変化する事実上の非線形キヤパシタ
ンスであるが、等価線形キヤパシタンスにより系統的に
は表示されている。

シヨツトキイ形ダイオードとして表示されている整流用
スイツチ２７０には、点線で２次的な内部並列キヤパシ
タンス２７１を含んで示してある。このキヤパシタンス
は整流用スイツチの２次的なキヤパシタンスのすべての
線形等価回路である。

インピーダンス整合回路網も基本動作周波数の高周波の
伝達を阻止する働きを有するもので、インダクタ２３
１、２３２とキヤパシタ２３４、２３５とから成立つ。
既に説明したように、インダクタ２０６、２８２が無視
できるほど大きく作られていない場合には、この回路網
の一部分になるであろう。この回路網は、電力形変換器
の動作周波数の基本波においてエネルギを事質上すべて
転送し、事実上、電圧と電流が重なる期間を除去するこ
とにより反転スイツチ２４０と整流用スイツチ２７０と
における消費電力損失を除去するために同調してある。
負荷回路網を含む全体として受動電力トレイン回路は共
振点付近で、電力形反転スイツチと共に動作することは
注目すべきである。この事実は、次の回路動作の説明か
ら明らかである。

出力電圧は、出力レギユレーシヨン回路２６０に結合さ
れたセンシングリード２６１、２６２によりセンサさ
れ、出力レギユレーシヨン回路２６０は或る制御された
値に出力電圧を保持しておくよう、動力反転スイツチを
駆動するための正弦波信号を供給する駆動回路２５０を
制御している。種々の制御法が採用できるなかで、こゝ
では特定の方法を使用し、駆動回路２５０の信号周波数
出力を制御するよう出力レギユレーシヨン回路２６０の
誤差信号を使用している。リード２６１、２６２にセン
スされた出力電圧を参照電圧と比較することにより、出
力レギユレータ２６０では誤差信号を発生している。誤
差電圧は、出力レギユレータ２６０の内部にある電圧制
御形発振器に加えられている。発振器の出力は、バツフ
ア段とリード線２６３とを介して駆動装置の入力に結合
されている。駆動回路２５０の正磁波出力はリード線２
５１、２５４を介して、それぞれ反転スイツチ２４０の
ソース端子２４１とゲート端子２４４とに加えられてい
る。

動作時において、エネルギは入力端子２０１、２０２に
結合されたＤＣ電圧源から得られ、反転スイツチ２４０
のチヨツプ作用と、インピーダンス整合回路網のインピ
ーダンス変成と、整流用スイツチ２７１の整流作用とを
介して取出され、負荷に結合された出力端子２９１、２
９２において、或るあらかじめ選択されたレベルでＤＣ
電圧として現れる。

この電力形変換回路は特に狭帯域回路として設計され、
反転スイツチ２４０から整流用スイツチ２７０へのエネ
ルギ伝達は、事実上、基本周波数において行われる。正
弦波形波形は、従来形式の電力形変換器のパルス波形と
対比して優れている。これらの正弦波、すなわち軟波形
により、狭帯域内ではほとんどスプリアスリンギングを
生ずることなく、インピーダンス整合回路網を介してエ
ネルギを転送できる。電力信号のスイツチングと整流と
により共振が生ずる。こゝで、共振とはスイツチングデ
バイス２４０と整流用デバイス２７０との両端に現れる
電圧とスイツチングデバイス２４０と整流用デバイス２
７０とに流れる電流とを事実上、同時に減ずるような周
期的な軟波形が、受動デバイス回路網の自然共振周波数
と能動デバイスの２次的なキヤパシタンスとにより形成
される。

入力端子２０１、２０２に結合されたＤＣ電圧は直接、
ソース端子２４１に接続されると共に、インダクタ２０
６を介してインダクタ２３１の端子２０７に接続されて
いる。キヤパシタ２０５とインダクタ２０６とは、高周
波基本波周波数、ならびに反転スイツチにより発生する
高周波からＤＣ入力電圧を隔離するための低域フイルタ
を構成している。インダクタ２０６は、反転スイツチ２
４０に入つてくるエネルギをほゞ一定の電流源に制限す
るためのインダクタンスであれば十分である。

反転スイツチ２４０は、駆動回路２５０により発生した
正弦波駆動信号により駆動され、駆動に応答して非導通
状態から導通状態、ならびにその逆へと交互にスイツチ
する。従つて、反転スイツチ２４０のスイツチングによ
つて、そのドレーン端子２４２においてパルス化した電
圧波形が得られる。入力フイルタは高インピーダンス回
路へそれらの高周波交番信号を与えるため、信号の形状
は主として、インピーダンス整合回路網と２次的なキヤ
パシタンス２４３との共振の性質により決定されてい
る。図示した実施例におけるドレーン端子２４２に発生
する実際の電圧波形は、正弦波波形の一部分と似てい
る。反転スイツチ２４０は内部に２つの並列導電路を具
備していると考えられる。すなわち、ひとつは純粋なス
イツチング導電路であつて、これと並列に、その内部の
２次的なキヤパシタンスを表わすものが第２の導電路で
ある。デバイス両端の典型的な電圧波形は、第３図にお
ける電圧波形により示されている。第３図においては、
非導通期間のほとんどの期間における電圧波形３４は減
衰した正弦波の一部分に似ている。反転スイツチ２４０
の非導通状態の終端前に、負荷と、入力電圧と、駆動周
波数との或る条件のもとで点３４２において電圧は零の
値近くに下がり、小さな尖頭値３４３へと上がり、或る
条件のもとでは尖頭値３４３は現れない。両方の場合と
も、波形は小レベルのＤＣ値３４４にまで戻り、この周
期で、反転スイツチは主導電路を通る電流を導通させて
いる。総体として考えられる反転スイツチに流れる電流
は、スイツチ部分に流れる電流は、スイツチ部分に流れ
る電流と、並列の２次的なキヤパシタンス路に流れる電
流との和であり、総和は近似的にＤＣレベルに重畳され
て正弦波に近似していて、第６図の波形３３により示す
ような入力電流Iinである。スイツチ部分の非導通位相
期間には、寄生、すなわち２次的なキヤパシタンス性導
電路に流れる電流は、立下つてから再び立上る正弦波波
形３３１に近似される。スイツチが導通している期間に
は、電流波形は、３３３において尖頭値を有するまで立
上がり、スイツチが再び非導通になるに伴つて３３４に
おいて立下る正弦波である。

スイツチ２４０のみの導通部分を通つて流れる電流は、
第５図において波形３２により表示されている。電流は
基本的に、非導通位相期間に零レベル３２１にあり、ス
イツチが最初に導通状態にバイアスされた時には、３２
４において反転スイツチが非導通にバイアスされた時
に、比較的速やかに終端するまで、連続する疑似正弦波
電流波形３２３の前に、２次的なキヤパシタ２４３上に
残留している小電圧により急峻な電流スパイク３２２が
発生する。電流と電圧との波形が反転スイツチにおいて
低消費電力を生ずるように作用することは特記すべきで
ある。すなわち、ひとつの波形の電流または電圧は、他
の波形の電圧または電流が事実上或る大きさになる前
に、事実上零になるまで減衰する。電流と電圧との波形
３２、３４は目立つほど重畳されていないが、寄生導電
路、すなわち２次的な導電路を含む反転スイツチ２４０
の内部の全電流波形３３は基本的に連続的である。その
内部の電流は高調波を含み、そのほとんどが反転スイツ
チ２４０の外部へは出ない。

上に説明したように、反転スイツチ２４０はMOSFETとし
て実施され、その等価回路には主導電路の両端に大きな
値の寄生キヤパシタンス、すなわち内部の２次的なキヤ
パシタンスと、小さな値の寄生インダクタンス、すなわ
ち、この場合にはドレーン・ソース間電路と直列な肯定
的作用を有する２次的なインダクタンスとを含んでい
る。電力形変換器の動作周波数における２次的なキヤパ
シタンスは、反転スイツチのスイツチング作用、あるい
は変調作用により発生する高調波を吸収するのに十分な
値であり、その結果、反転スイツチの外部電流は直流
か、あるいは事実上、動作の基本周波数における正弦波
交番電流である。

従来技術による回路において、反転スイツチが非導通状
態にバイアスされている時には、寄生インダクタンスな
らび寄生キヤパシタンスが電力を消費させるような電流
を発生させるため、高周波において反転スイツチにおい
て可なりな消費電力が発生することは注目に値する。こ
ゝで電力形成変換器においては、電力消費形の放電を除
去するため、内部の２次的なキヤパシタンスと共に、イ
ンピーダンス整合回路網のインダクタンスを合併させて
いる。２次的なキヤパシタンス両端の電圧が低く、反転
スイツチが導通状態にバイアスされていて、電力を消費
するリンギングが除去されている時には消費電力が零で
あるように、最終的にはこの共振回路の組合せで同調さ
せている。

指示されているように、インピーダンス整合回路網は、
リアクタンス間でエネルギを交換するための反転スイツ
チ２４０の２次的なキヤパシタンスやインダクタンスな
どに関連して動作し、並列の２次的なキヤパシタンスに
蓄積されたエネルギは、反転スイツチが導通状態にバイ
アスされている時には基本的に零である。

インピーダンス整合回路網の同調により、第４図の電圧
波形２３によつて示すような基本周波数において、整流
器に対してエネルギが転送されている。第４図は、イン
ピーダンス整合回路網の節点２３６における電圧を表わ
すものである。電圧波形から明らかなように、回路網は
ＤＣ、あるいは基本波周波数の高調波においてエネルギ
の転送を阻止するように同調をとつてある。従つて、反
転スイツチから整流用スイツチへの流れは近似的にＤＣ
成分を含まず、高調波成分を低レベルに含む単一周波数
信号である。

整流器回路と出力フイルタ回路とは、このＡＣ信号を再
変換し、出力端子２９１、２９２において適当なＤＣ信
号を得るものである。整流用ダイオード２７０はシヨツ
トキイ形のダイオードであり、電力形変換器の基本動作
周波数において大きな値の並列の２次的なキヤパシタン
ス２７１を含むものである。第２図の点線に示すよう
に、この２次的なキヤパシタンス２７１は整流用スイツ
チの作用により発生した高調波の導電路として作用され
る。この２次的なキヤパシタンスは整流用デバイスに対
しては内部で構成されているので、これらの高調波電流
はダイオードの内部で大きく制限され、整流用デバイス
の外側ではほとんど電力を消費しない。

電力変換器の動作周波数において全体の整流用スイツチ
素子の等価回路は、抵抗性負荷と共に、直列接続された
キヤパシタと抵抗とを含むように構成される特徴と有し
ている。この回路特性は、端子２９１、２９２間に接続
された抵抗性ＤＣ負荷と、インダクタ２３１とキヤパシ
タ２３４とを含む回路の反転装置部分にインピーダンス
整合されるべき、インダクタ２３２とキヤパシタ２３５
とに組合せて同調されたダイオード２７１の２次的な並
列のキヤパシタンスにより誘起される。

第８図は、その電圧波形２７により示すように、整流用
ダイオード２７０の両端の電圧を表わすものであり、こ
の両端に現れる電圧は低い傾斜の曲線２７１で始まり、
２７２において正弦波に似た形に急峻に立上つて、ダイ
オードに電流が導通する丁度前で２７３において急激に
終端する。整流用スイツチはその両端に低い値のＤＣ電
圧降下を有して単方向に導通し、反転スイツチ２４０の
両端の電圧降下波形と同様な周波数で、その両端に正弦
波状波形の電圧降下を有する反対方向において電流を阻
止する。整流用スイツチ２７０両端の電圧波形は、反転
スイツチ２４０両端の電圧降下の、時間が逆の場合の波
形にほヾ類似している。

第７図の電流波形２８は整流用スイツチ（ダイオード導
通状態）のダイオード部分を介して流れる電流と、（ダ
イオード非導通状態の）組合せられている２次的なキヤ
パシタンスを介して流れる電流とを表わすものである。
ダイオードが非導通の期間には、図示されているように
２次的なキヤパシタンスを介して電流が流れ（領域Ａ１
とＡ２とを参照）、正の領域Ａ１と負の領域Ａ２との部
分は等しい面積を有する。この時間間隔の期間に、出力
端子では全整流用スイツチの平均端子電流が零となるよ
うに相互に打消されている。全期間における平均端子電
流は第７図において−Ｉ_Ｌで表わしてあり、これはＤＣ
出力電流である。

整流された電圧信号は、キヤパシタ２８５とインダクタ
２８２とから成立つ出力フイルタを介して出力端子２９
１、２９２に結合されている。このフイルタは、基本波
動作周波数とその高調波において、交番電流と交番電圧
とを抑圧するように設計されている。従つて、整流器両
端に現れる電圧が主としてＤＣ電圧として出力端子２９
１、２９２に現われる。低域フイルタの段数をさらに増
加させると、ＡＣ電圧あるいはリツプルが任意の小さな
値になる。

第２図に示すように、或るあらかじめ決められた希望す
るＤＣ電圧値から端子２９１、２９２における出力電圧
の偏移に応答する誤差信号を発生させる出力信号モニタ
を出力レギユレータ２６０が含んでいる。誤差信号に応
答して狭い範囲にわたつて変化する周波数を有する電圧
制御形発振器を制御するため、誤差信号が使用されてい
る。電圧制御形発振器の出力は、リード線２６３を介し
て、駆動回路２５０を駆動するために結合されている。

この回路においては、電力は単一の基本周波数において
伝達されているが、この回路におけるレギユレーシヨン
は、駆動回路２５０により駆動されるような電力変調ス
イツチ２４０の変調周波数を変えることにより得ること
ができる。周波数にわずかの変化があつても、インピー
ダンス整合回路網を再同調することができると云う効果
があり、インダクタンス性素子やキヤパシタンス性素子
で異なつた応答特性があるので、主としてインダクタ２
３１とキヤパシタ２３４とを再同調することができると
云う効果がある。

微小な周波数変化で出力電圧の変化を打消すことができ
るように全回路網を有効に再同調させるような組合せを
形成するため、キヤパシタ２３４のリアクタンス変化は
インダクタ２３１のリアクタンス変化とは異なつてい
る。これを達成させるための正確な部品の値は当業者に
おいて明らかであり、出力電圧レベルに対応して変化す
る。

電力形変換器の電力トレイン部分の一実施例の物理的構
造は、第１０図において疑画形式で示されていて、その
断面は第１１図に示すものである。この構造体の基本的
な部品は回路のプリント形誘導部品を含む非導電性基板
３０１と、種々のスイツチングならびにキヤパシタンス
性個別電気部品と、基板と他の電気部品とを取囲む高導
電性容器３０２とから成るものである。容器は、容器箱
３０２の頂部に適合する高導電性の蓋を使用して完成し
ている。この特定の物理的モデルには、第２図に示すよ
うなＤＣ分離用キヤパシタ２３３を含まない。

第１０図ならびに第１１図に示すように、電力形変換回
路の電力トレイン部分の物理的な実施例は、誘電性材料
から成立つ中央の平面状基板構造３０１を具備して成立
つ。４個のインダクタンス素子３０６、３３１、３３
２、３３８はこの基板構造体上に印刷され、２つのキヤ
パシタンス性デバイス３３４、３３５もこれに装着され
ている。入力ならびに出力のフイルタキヤパシタ３０
５、３８５は、それぞれ第１１図における容器の外側に
堆積した構成として示されている。印刷されたインダク
タンス性素子３０６、３３１、３３２、３８２はリソグ
ラフ技法により形成され、そのＱの値が最大になるよう
に設計されている。基板構造体は、銅の導電性材料で作
られた容器の２つの導電性接地面側３０３と３０８との
中間に置かれている。これらの２つの接地面構造体３０
３、３０８は４つの側壁により結合され、導電性材料の
封止形容器を形成している。総体として、この容器は組
合せ接地面、電磁幅射遮蔽、支持シヤーシ構造体、なら
びに放熱用シンク構造として機能する。インダクタンス
性素子は２つの接地面の中間に配置されているので、発
生した電磁界は基板のまわりで対称的に分布している。

平面状螺形インダクタ３０６、３３１、３３２、３８２
は第２図の系統図に示すインダクタ２０６、２３１、２
３２、２８２に対応するものである。低インダクタンス
性ゆえに、インダクタ２３２は螺状構造ではなく、単に
導体を曲げたものである。

螺状インダクタンスの設計とレイアウトとは、表皮効果
や高動作周波数における近接損失などのために微妙むも
のである。重要な要素は導体の線の深さと幅、ならびに
導体と対称形接地平面との間の配置距離である。導体の
深さは高周波における表皮効果を考慮したものでなけれ
ばねらず、導体の幅と配置距離とは近接損失に与える関
係を考慮したものでなければならない。また、損失を最
小にするため、導体素子の表面の仕上げには注意を払わ
なけれならない。

入力電力端子３５１と出力電力端子３５３とは、それぞ
れ２つのフイルタキヤパシタ３０５、３８５を介して接
続されている。フイルタキヤパシタは誘電体で導電性容
器の底面を覆い、それに２枚の導電性板を装着して２つ
の平板キヤパシタを構成することにより形成される。入
力電圧はキヤパシタ３０５に接続されたネジ端子３５２
に加えられ、出力電圧はキヤパシタ３８５に装着された
ネジ端子３５１から得られる。

反転スイツチの駆動信号を供給するのに適した駆動回路
は、第９図に示してある。同様な性質を有する他の駆動
回路も、使用できるものと理解すべきである。第９図に
示す駆動回路は高周波Ｃ級増幅器から成立ち、発振器バ
ツフア回路９０２を介して、周波数が帰還誤差電圧に応
答して変化できる、レギユレーシヨン回路の電圧制御形
発振器９０１により駆動されている、増幅器は第９図に
示すように、２次的なドレーン・ソース間キヤパシタン
スと、キヤパシタ９０４と、２つのインダクタ９０５、
９０６とを備えたＦＥＴ９０３から成立つ。正弦波駆動
も採用できるとは云え、トランジスタ９０３のゲート端
子に加えられた信号は疑似方形波である。駆動回路は、
電力形反転スイツチ、すなわちトランジスタ９０７のゲ
ート・ソース間端子へ疑似正弦波信号を与えるものであ
る。インダクタ９０６は、動作周波帯の近傍で共振する
電力形反転スイツチのゲート・ソース間キヤパシタンス
とで同調している。インダクタ９０５は基本波周波数の
高調波を阻止するに十分な大きさの値を有し、キヤパシ
タ９０４は、インダクタ９０５とキヤパシタ９０４とを
直列結合したものが動作周波数帯の近傍で共振するよう
な大きさのものである。ＤＣ供給電圧Ｖ_DDの調整と共に
２つの共振回路の適切なスタガ同調によつて、必要な出
力電圧レベルと帯域幅とが得られている。この駆動回路
は誘電体基板上に印刷され、上記電力トレイン回路のよ
うな方法で導電性容器の内部に収容することができる。
特定の部品値の選択は、当業者にとつて容易にできるこ
とは明らかである。

第９図には、ＤＣ電圧に正弦波状増幅器出力を重畳する
ことにより電力形反転スイツチの導電性デユーテイ比を
変化させるための一技法として、ＤＣデバイス電源９１
７を示してある。これは、反転スイツチの損失を最小化
するのに有用であることが判明した。

こゝには空心形インダクタを使用した特定実施例を開示
してあるとは云え、種々の変形が可能であるものと理解
すべきである。例えば、低損失のフエライトコア入りイ
ンダクタを空心形インダクタの代りに使用することもで
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、同調形回路モードで動作している半導体電力
形スイツチを使用した変換器回路のブロツク系統図、第２図は、回路部品の２次的な電気特性を活用し、同調
形回路モードで動作させている変換器の回路系統図、第３図乃至第８図は、第２図に示した回路の電流波形と
電圧波形とを示す図、第９図は、第２図に示した変換器の電力形スイツチを制
御するための駆動回路の回路系統図、第１０図は、変換器回路の電力トレインの特定の物理的
実施例の疑画的に表示した図、第１１図は、第１０図に示した物理的実施例の断面を示
す図である。〔主要部分の符号の説明〕電力形スイツチ……１４０電源結合手段……１２０駆動信号印加手段……１５０スイツチ間結合手段……１３０

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】２次的なキャパシタンス（２４３）を有す
る電力スイッチ（２４０）と、電源を前記電力スイッチに結合するための手段（２０
１，２０２）と、ほぼ正弦波状の駆動信号を前記電力スイッチに印可して
該電力スイッチを交互に導通状態と非導通状態とに周期
的に駆動する手段（２５０）と、２次的なキャパシタンス（２７１）を有する整流用スイ
ッチ（２７０）に前記電力スイッチを結合する可同調回
路手段（２３１，２３４）と、前記整流用スイッチを出力端子に結合する出力手段（２
９１，２９２）と、前記電力スイッチと、前記整流用スイッチと、前記可同
調回路手段とを、実質的に完全に取囲む高導電性材料の
容器（３０２，３０３）とからなるＤＣ／ＤＣ変換器で
あって、前記２次的なキャパシタンス（２４３，２７１）と前記
可同調回路手段（２３１，２３４）とは、動作時に、所
定の周波数の駆動信号が前記電力スイッチに加えられた
状態で、前記電力スイッチから前記整流用スイッチに転
送されるほぼすべてのエネルギがほぼ前記所定の周波数
となるように構成素子の値を選ぶことを特徴とするＤＣ
／ＤＣ変換器。
【請求項２】特許請求の範囲第１項記載のＤＣ／ＤＣ変
換器において、前記電源を電力スイッチに結合する手段
が誘導体基板により導体板から離れて置かれた容器の外
側表面の第１の部分からなるフィルタキャパシタ（２０
５）を含み、且つ、前記出力手段が誘導体基板により導
体板から離れて置かれた容器の外側表面の第２の部分か
らなるフィルタキャパシタ（２３５）を含むことを特徴
とするＤＣ／ＤＣ変換器。
【請求項３】特許請求の範囲第１項、又は第２項記載の
ＤＣ／ＤＣ変換器において、前記可同調回路手段が、前記容器の内部の平面状誘電体
基板（３０１）上に導体材料により作られた複数の螺状
空心形インダクタ（３０６，３３１，３３２）を含むこ
とを特徴とするＤＣ／ＤＣ変換器。
【請求項４】特許請求の範囲第３項記載のＤＣ／ＤＣ変
換器において、前記容器が対向する一対の壁面（３０
３，３０５）を含み、前記基板が前記壁面間の中間にあることを特徴とするＤ
Ｃ／ＤＣ変換器。
【請求項５】特許請求の範囲第１項乃至第４項のいずれ
かに記載のＤＣ／ＤＣ変換器において、前記電力スイッチ（３０４）が前記容器をその放熱用シ
ンクとして作用することができるような熱導電性実装に
より前記容器に結合したことを特徴とするＤＣ／ＤＣ変
換器。
【請求項６】特許請求の範囲第１項乃至第５項のいずれ
かに記載のＤＣ／ＤＣ変換器において、前記駆動信号を電力スイッチに印可する手段に結合され
た駆動信号源（２５０）と、前記出力手段（２９１，２
９２）において、制御された電圧の値からの電圧の変化
を打消すように前記駆動信号の周波数を変更するための
電圧レギュレーション制御回路（２６０）とを含むこと
を特徴とするＤＣ／ＤＣ変換器。