JPH0655009B2 - アクテイブフイルタの制御装置 - Google Patents
アクテイブフイルタの制御装置Info
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- JPH0655009B2 JPH0655009B2 JP62287504A JP28750487A JPH0655009B2 JP H0655009 B2 JPH0655009 B2 JP H0655009B2 JP 62287504 A JP62287504 A JP 62287504A JP 28750487 A JP28750487 A JP 28750487A JP H0655009 B2 JPH0655009 B2 JP H0655009B2
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—ELECTRIC POWER NETWORKS; CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J3/00—Circuit arrangements for AC mains or AC distribution networks
- H02J3/01—Arrangements for reducing harmonics or ripples
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- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/70—Regulating power factor; Regulating reactive current or power
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、交流電源に接続された負荷が発生する高調
波電流を吸収して、交流電源に流出する高調波電流を除
去するアクテイブフイルタ（能動形フイルタ）の制御装
置に関するものである。
波電流を吸収して、交流電源に流出する高調波電流を除
去するアクテイブフイルタ（能動形フイルタ）の制御装
置に関するものである。
第５図は例えば昭和６０年電気・情報関連学会連合大会
の講演論文集（分冊１）の６９ページに示された従来の
アクテイブフイルタの制御装置を示す回路構成図であ
り、図において、１は交流電源、２はこの交流電源１に
接続された高調波電流を発生する負荷、３はこの負荷２
の負荷電流ＩＬを検出する負荷電流検出器、４はインバ
ータであって、上記交流電源１にリアクトル５を介して
接続され、直流出力側にコンデンサ６が接続されてい
る。
の講演論文集（分冊１）の６９ページに示された従来の
アクテイブフイルタの制御装置を示す回路構成図であ
り、図において、１は交流電源、２はこの交流電源１に
接続された高調波電流を発生する負荷、３はこの負荷２
の負荷電流ＩＬを検出する負荷電流検出器、４はインバ
ータであって、上記交流電源１にリアクトル５を介して
接続され、直流出力側にコンデンサ６が接続されてい
る。
７は上記インバータ４の交流電流ＩＣを検出する交流電
流検出器、８はバンドパスフイルタであって、上記負荷
電流検出器３の出力信号ｉＬから高調波成分を除去して
基本波成分ｉL1を取り出すフイルタである。
流検出器、８はバンドパスフイルタであって、上記負荷
電流検出器３の出力信号ｉＬから高調波成分を除去して
基本波成分ｉL1を取り出すフイルタである。
９は第１の加算器であって、上記バンドパスフイルタ８
の出力信号ｉL1と上記負荷電流検出器３の出力信号ｉＬ
との差分である高調波成分ｉcrefを取り出す。
の出力信号ｉL1と上記負荷電流検出器３の出力信号ｉＬ
との差分である高調波成分ｉcrefを取り出す。
１０は第２の加算器であって、上記第１の加算器９の出
力信号ｉcrefと上記インバータ４の交流電流検出器７の
出力信号ｉｃとの差分を取り出す。
力信号ｉcrefと上記インバータ４の交流電流検出器７の
出力信号ｉｃとの差分を取り出す。
１１はＰＷＭ回路であって、この第２の加算器１０の出
力信号にもとづき、上記インバータ４のアーム素子であ
るスイッチング素子をパルス幅変調制御する。
力信号にもとづき、上記インバータ４のアーム素子であ
るスイッチング素子をパルス幅変調制御する。
次に動作について第６図に示す信号波形図を参照して説
明する。負荷２の電流ＩＬ（ｉＬ）はここでは矩形波の
電流を仮定しているが、この基本波成分ｉL1は基本波成
分のみを取り出すように作用するバンドパスフイルタ８
で取り出される。
明する。負荷２の電流ＩＬ（ｉＬ）はここでは矩形波の
電流を仮定しているが、この基本波成分ｉL1は基本波成
分のみを取り出すように作用するバンドパスフイルタ８
で取り出される。
負荷２の高調波成分ｉcrefはｉL1−ｉＬの演算によって
得られ、図示のようになる。この高調波成分ｉcrefを電
流基準にしてインバータ４の交流側電流ＩＣをＰＷＭ回
路１１によって瞬時追従制御することにより、負荷２が
発生する高調波成分はインバータ４側へ流入される。そ
の結果、交流電源１の交流電流ＩＳは基本波成分ｉL1に
相似の基本波電流成分のみが流れる。
得られ、図示のようになる。この高調波成分ｉcrefを電
流基準にしてインバータ４の交流側電流ＩＣをＰＷＭ回
路１１によって瞬時追従制御することにより、負荷２が
発生する高調波成分はインバータ４側へ流入される。そ
の結果、交流電源１の交流電流ＩＳは基本波成分ｉL1に
相似の基本波電流成分のみが流れる。
なお、３相の交流電源の場合には（１）式に示すよう
に、バンドパスフイルタ８の入力部に３相−２相変換回
路を設けて、負荷電流の成分を有効電力分ｉＰと無効電
力分ｉｇとに分離し、バンドパスフイルタ８をローパス
フイルタに置き換えて直流成分のみ取り出す方式が一般
に用いられている。
に、バンドパスフイルタ８の入力部に３相−２相変換回
路を設けて、負荷電流の成分を有効電力分ｉＰと無効電
力分ｉｇとに分離し、バンドパスフイルタ８をローパス
フイルタに置き換えて直流成分のみ取り出す方式が一般
に用いられている。
負荷電流の基本波成分は（１）式の変換行列で２相に変
換すれば有効電流成分ｉＰ、無効電流成分ｉｇともに直
流成分になるためである。この結果、ローパスフイルタ
で取り出した直流信号を（１）式の逆変換行列で２相−
３相に変換すれば、３相の基本波成分が得られる。
換すれば有効電流成分ｉＰ、無効電流成分ｉｇともに直
流成分になるためである。この結果、ローパスフイルタ
で取り出した直流信号を（１）式の逆変換行列で２相−
３相に変換すれば、３相の基本波成分が得られる。
しかしながら、単相交流電源にこの変換行列を適用した
場合には、例えばｉLR＝ｉLS、ｉLT＝０とすれば、負荷
電流の基本成分は電源周波の２倍の周波数を有する交流
成分が直流成分に重畳されることになり、上記ローパス
フイルタの設計が非常に困難になる。
場合には、例えばｉLR＝ｉLS、ｉLT＝０とすれば、負荷
電流の基本成分は電源周波の２倍の周波数を有する交流
成分が直流成分に重畳されることになり、上記ローパス
フイルタの設計が非常に困難になる。
従来のアクテイブフイルタの制御装置は以上のように構
成されているので、単相交流電源に適用する場合、高調
波成分の次数が基本波成分に近い場合にはバンドパスフ
イルタ８の設計が非常に困難であり、このバンドパスフ
イルタ８の出力信号ｉL1が実際の負荷電流の基本波電流
より位相がずれたり、大きさが変化したり、また電源周
波数の変動を受けたりするなどの問題があり、また、同
様に３相−２相変換行列を適用する場合にも上述のよう
に３相−２相変換後のローパスフイルタの設計が非常に
困難であり、実際の負荷電流の基本波電流との誤差が大
きくなるなどの問題点があった。
成されているので、単相交流電源に適用する場合、高調
波成分の次数が基本波成分に近い場合にはバンドパスフ
イルタ８の設計が非常に困難であり、このバンドパスフ
イルタ８の出力信号ｉL1が実際の負荷電流の基本波電流
より位相がずれたり、大きさが変化したり、また電源周
波数の変動を受けたりするなどの問題があり、また、同
様に３相−２相変換行列を適用する場合にも上述のよう
に３相−２相変換後のローパスフイルタの設計が非常に
困難であり、実際の負荷電流の基本波電流との誤差が大
きくなるなどの問題点があった。
この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、負荷電流の基本波成分を精度よく検出し除去
できる単相のアクテイブフイルタの制御装置を得ること
を目的とする。
たもので、負荷電流の基本波成分を精度よく検出し除去
できる単相のアクテイブフイルタの制御装置を得ること
を目的とする。
この発明に係るアクテイブフイルタの制御装置は、ＰＬ
Ｌ回路から発生した位相信号より出力信号sinθ及びcos
θを得るＲＯＭ回路と、負荷電流検出信号と前記出力信
号sinθ及びcosθを掛算する第１の掛算器と、この第１
の掛算器の出力信号を単相交流電源の１周期の期間毎に
積分し該積分値をホールドして負荷電流の基本波成分を
構成する有効電流成分と無効電流成分のピーク値を求め
るサンプルホールド回路と、このピーク値と前記出力信
号sinθ及びcosθを掛算する第２の掛算器と、この第２
の掛算器から出力された前記基本波成分の有効電流成分
と無効電流成分を合成して得られる基本波電流信号を前
記単相交流電源の次の１周期の期間の前記負荷電流の基
本波電流信号として利用し、この基本波電流信号と前記
負荷電流検出信号との差として得られる高調波電流信号
を基準信号として、アクテイブフイルタの入力電流をＰ
ＷＭ制御するＰＷＭ制御回路とを具備したものである。
Ｌ回路から発生した位相信号より出力信号sinθ及びcos
θを得るＲＯＭ回路と、負荷電流検出信号と前記出力信
号sinθ及びcosθを掛算する第１の掛算器と、この第１
の掛算器の出力信号を単相交流電源の１周期の期間毎に
積分し該積分値をホールドして負荷電流の基本波成分を
構成する有効電流成分と無効電流成分のピーク値を求め
るサンプルホールド回路と、このピーク値と前記出力信
号sinθ及びcosθを掛算する第２の掛算器と、この第２
の掛算器から出力された前記基本波成分の有効電流成分
と無効電流成分を合成して得られる基本波電流信号を前
記単相交流電源の次の１周期の期間の前記負荷電流の基
本波電流信号として利用し、この基本波電流信号と前記
負荷電流検出信号との差として得られる高調波電流信号
を基準信号として、アクテイブフイルタの入力電流をＰ
ＷＭ制御するＰＷＭ制御回路とを具備したものである。
この発明におけるアクテイブフイルタの制御装置は基本
波成分の有効電流成分と無効電流成分のピーク値を単相
交流電源の１周期の期間毎に求め、このピーク値より基
本波成分を求めて次の１周期の期間の基本波電流として
利用し、この基本波電流信号と負荷電流検出信号との差
として得られる高調波電流信号を基準信号としてアクテ
イブフイルタの入力電流を制御することにより、精度よ
く負荷の高調波成分を上記アクテイブフイルタで吸収
し、単相交流電源に流れる高調波成分の除去を可能とす
る。
波成分の有効電流成分と無効電流成分のピーク値を単相
交流電源の１周期の期間毎に求め、このピーク値より基
本波成分を求めて次の１周期の期間の基本波電流として
利用し、この基本波電流信号と負荷電流検出信号との差
として得られる高調波電流信号を基準信号としてアクテ
イブフイルタの入力電流を制御することにより、精度よ
く負荷の高調波成分を上記アクテイブフイルタで吸収
し、単相交流電源に流れる高調波成分の除去を可能とす
る。
以下、この発明の一実施例を前記第５図と同一部分に同
一符号を付した第１図について説明する。第１図におい
て、１２は交流電源１の電圧を検出する電圧検出器、１
３はこの電圧検出器１２の出力側に接続されて交流電源
１に同期した位相信号θＩ，θＲ，θＨを発生するＰＬ
Ｌ回路、１４Ａと１４ＢはこのＰＬＬ回路１３の出力の
一つである位相信号θを各々sinθとcosθに変換するＲ
ＯＭ回路、１５Ａと１５ＢはこのＲＯＭ回路１４Ａ，１
４Ｂの出力信号sinθ，cosθと負荷２の負荷電流ＩＬの
検出信号ｉＬを掛算する第１の掛算器、１６Ａと１６Ｂ
はこの第１の掛算器１５Ａ，１５Ｂの出力信号を上記Ｐ
ＬＬ回路の出力の一つであるリセット信号θＲが発生す
るまで積分する積分器、１７Ａと１７Ｂはこの積分器１
６Ａ，１６Ｂの出力信号を上記ＰＬＬ回路の出力の一つ
であるホールド信号θＨが発生する毎にホールドするサ
ンプルホールド回路、１８Ａと１８Ｂはこのサンプルホ
ールド回路１７Ａ，１７Ｂの出力である基本波成分
ａ１，ｂ１と上記ＲＯＭ回路１４Ａ，１４Ｂの出力信号
sinθ，cosθとを掛算する第２の掛算器、１９はこの第
２の掛算器の出力信号ｉｐ，ｉｇを加算して基本波電流
信号ｉL1を得る第３の加算器である。
一符号を付した第１図について説明する。第１図におい
て、１２は交流電源１の電圧を検出する電圧検出器、１
３はこの電圧検出器１２の出力側に接続されて交流電源
１に同期した位相信号θＩ，θＲ，θＨを発生するＰＬ
Ｌ回路、１４Ａと１４ＢはこのＰＬＬ回路１３の出力の
一つである位相信号θを各々sinθとcosθに変換するＲ
ＯＭ回路、１５Ａと１５ＢはこのＲＯＭ回路１４Ａ，１
４Ｂの出力信号sinθ，cosθと負荷２の負荷電流ＩＬの
検出信号ｉＬを掛算する第１の掛算器、１６Ａと１６Ｂ
はこの第１の掛算器１５Ａ，１５Ｂの出力信号を上記Ｐ
ＬＬ回路の出力の一つであるリセット信号θＲが発生す
るまで積分する積分器、１７Ａと１７Ｂはこの積分器１
６Ａ，１６Ｂの出力信号を上記ＰＬＬ回路の出力の一つ
であるホールド信号θＨが発生する毎にホールドするサ
ンプルホールド回路、１８Ａと１８Ｂはこのサンプルホ
ールド回路１７Ａ，１７Ｂの出力である基本波成分
ａ１，ｂ１と上記ＲＯＭ回路１４Ａ，１４Ｂの出力信号
sinθ，cosθとを掛算する第２の掛算器、１９はこの第
２の掛算器の出力信号ｉｐ，ｉｇを加算して基本波電流
信号ｉL1を得る第３の加算器である。
次に動作について第２図に示す第１図各部の信号波形図
を参照して説明する。負荷２の負荷電流ＩＬはここでは
矩形波電流の場合について例示している。この負荷電流
ＩＬの検出信号ｉＬは次式のようにフーリエ級数による
展開が可能なことは公知である。
を参照して説明する。負荷２の負荷電流ＩＬはここでは
矩形波電流の場合について例示している。この負荷電流
ＩＬの検出信号ｉＬは次式のようにフーリエ級数による
展開が可能なことは公知である。
ここで、ｂｏは直流成分をｂｎ，ａｎはｎ次調波成分の
ピーク値を示す。
ピーク値を示す。
また、基本波成分ａ１及びｂ１は次の式で得られること
も公知である。
も公知である。
ＰＬＬ回路１３は交流電源１の電圧Ｖｓの位相信号θ
（０〜２π）を検出するもので、この位相信信号θに従
ってＰＯＭ回路１４Ａと１４Ｂでは各々出力信号sinθ
とcosθを発生する。
（０〜２π）を検出するもので、この位相信信号θに従
ってＰＯＭ回路１４Ａと１４Ｂでは各々出力信号sinθ
とcosθを発生する。
第１の掛算器１５Ａと１５Ｂの出力信号は各々ｉＬsin
θ，ｉＬcosθとなり、図示波形が得られる。積分器１
６Ａと１６Ｂは上記（３），（４）式の積分を実行する
もので、交流電源１の１周期毎にＰＬＬ回路１３より出
力されるリセット信号θＲが与えられるまで積分動作
し、リセット信号θＲが位相０及び２π付近で与えられ
ると、リセットされて積分器１６Ａと１６Ｂの出力は零
になる。
θ，ｉＬcosθとなり、図示波形が得られる。積分器１
６Ａと１６Ｂは上記（３），（４）式の積分を実行する
もので、交流電源１の１周期毎にＰＬＬ回路１３より出
力されるリセット信号θＲが与えられるまで積分動作
し、リセット信号θＲが位相０及び２π付近で与えられ
ると、リセットされて積分器１６Ａと１６Ｂの出力は零
になる。
このリセット信号θＲが発生する直前にＰＬＬ回路１３
がホールド信号θＨを出力してサンプルホールド回路１
７Ａと１７Ｂに与えると、サンプルホールド回路１７
Ａ，１７Ｂは上記積分器１６Ａ，１６Ｂの出力信号をホ
ールドし、上記（３），（４）式の基本波成分ａ１とｂ
１を次にホールド信号θＨが与えられる１周期の期間、
保持する。
がホールド信号θＨを出力してサンプルホールド回路１
７Ａと１７Ｂに与えると、サンプルホールド回路１７
Ａ，１７Ｂは上記積分器１６Ａ，１６Ｂの出力信号をホ
ールドし、上記（３），（４）式の基本波成分ａ１とｂ
１を次にホールド信号θＨが与えられる１周期の期間、
保持する。
例えば位相信号θ＝０の時点で基本波成分ａ１＝ａ
１（ｋ），ｂ１＝ｂ１（ｋ）であれば、θ＝０〜２πの
期間はこの値を保持し、次にθ＝２πの時点でａ１＝ａ
１（ｋ＋１），ｂ１＝ｂ１（ｋ＋１）であれば、θ＝２
π〜４πの期間はこの値を保持する。
１（ｋ），ｂ１＝ｂ１（ｋ）であれば、θ＝０〜２πの
期間はこの値を保持し、次にθ＝２πの時点でａ１＝ａ
１（ｋ＋１），ｂ１＝ｂ１（ｋ＋１）であれば、θ＝２
π〜４πの期間はこの値を保持する。
第２の掛算器１８Ａと１８Ｂは上記サンプルホールド回
路１７Ａ，１７Ｂの出力である基本波成分ａ１，ｂ１と
上記ＲＯＭ回路１４Ａ，１４Ｂの出力信号sinθ，cosθ
を掛算して、上記（２）式に従って基本波成分の有効電
流成分ｉp1と無効電流成分ｉg1を出力する。ここで有効
電流成分ｉp1と無効電流成分ｉg1は次式で与えられる。
路１７Ａ，１７Ｂの出力である基本波成分ａ１，ｂ１と
上記ＲＯＭ回路１４Ａ，１４Ｂの出力信号sinθ，cosθ
を掛算して、上記（２）式に従って基本波成分の有効電
流成分ｉp1と無効電流成分ｉg1を出力する。ここで有効
電流成分ｉp1と無効電流成分ｉg1は次式で与えられる。
ｉp1＝ａ１sinθ，ｉg1＝ｂ１cosθ …（５） 第３の加算器１９は有効電流成分ｉp1と無効電流成分ｉ
g1を上記（２）式に従って加算して負荷電流の基本波成
分ｉL1を得ている。
g1を上記（２）式に従って加算して負荷電流の基本波成
分ｉL1を得ている。
ｉL1＝ｉp1＋ｉg1＝ａ１sinθ＋ｂ１cosθ…（６） ここで、このようにして得られる基本波成分は１周期前
の時点でのサンプルホールド回路１７Ａ，１７Ｂの出力
である基本波成分にａ１，ｂ１に依存しているため、厳
密には次の周期で実際の負荷電流の基本波成分が急変す
る場合には実際値からの偏差が生じる。
の時点でのサンプルホールド回路１７Ａ，１７Ｂの出力
である基本波成分にａ１，ｂ１に依存しているため、厳
密には次の周期で実際の負荷電流の基本波成分が急変す
る場合には実際値からの偏差が生じる。
この場合の対策として、第１図に破線で図示される制御
系を付加するもので、インバータ４が電圧形インバータ
の場合にはその直流出力側には電圧源となるコンデンサ
６が接続されており、このコンデンサ６の電圧を電圧検
出器２０によって検出してこの電圧検出信号Ｖcfbが電
圧基準信号Ｖcrefに一致するように有効電流分を制御す
る。この電圧基準信号Ｖcrefと電圧検出信号Ｖcfbは加
算器２１にて差分が取り出され、その差分信号が電圧制
御器２２で増幅されて第２の掛算器１８Ａの出力である
有効電流成分ｉp1に加算器２３で加えられる。
系を付加するもので、インバータ４が電圧形インバータ
の場合にはその直流出力側には電圧源となるコンデンサ
６が接続されており、このコンデンサ６の電圧を電圧検
出器２０によって検出してこの電圧検出信号Ｖcfbが電
圧基準信号Ｖcrefに一致するように有効電流分を制御す
る。この電圧基準信号Ｖcrefと電圧検出信号Ｖcfbは加
算器２１にて差分が取り出され、その差分信号が電圧制
御器２２で増幅されて第２の掛算器１８Ａの出力である
有効電流成分ｉp1に加算器２３で加えられる。
負荷電流ＩＬの基本波成分の内、有効電流成分が上記演
算値と異なる場合にはコンデンサ６の電圧変化となって
現われるため、電圧制御器２２で有効電流成分ｉp1を補
正することにより補償できる。
算値と異なる場合にはコンデンサ６の電圧変化となって
現われるため、電圧制御器２２で有効電流成分ｉp1を補
正することにより補償できる。
上記対策例では負荷電流の基本波成分の内、有効電流成
分ｉp1については補償できるが、無効電流成分ｉg1につ
いては補償できない。このため、基本波成分ｂ１を求め
るための積分器１６Ｂ及びサンプルホールド回路１７Ｂ
を時分割多重化して、等価的にサンプル周期を短縮させ
て、負荷電流ＩＬの急変に対応させることができる。
分ｉp1については補償できるが、無効電流成分ｉg1につ
いては補償できない。このため、基本波成分ｂ１を求め
るための積分器１６Ｂ及びサンプルホールド回路１７Ｂ
を時分割多重化して、等価的にサンプル周期を短縮させ
て、負荷電流ＩＬの急変に対応させることができる。
第３図はこの時分割多重方式の一実施例を示すもので、
有効電流成分と無効電流成分の両方の積分器１６及びサ
ンプルホールド回路１７を時分割多重化したものであ
る。
有効電流成分と無効電流成分の両方の積分器１６及びサ
ンプルホールド回路１７を時分割多重化したものであ
る。
第１の掛算器１５Ａ，１５Ｂの出力側に各々積分器１６
ＡＸ，１６ＡＹ及び積分器１６ＢＸ，１６ＢＹとサンプ
ルホールド回路１７ＡＸ，１７ＡＹ及びサンプルホール
ド回路１７ＢＸ，１７ＢＹを設け、さらに各サンプルホ
ールド回路１７ＡＸ，１７ＡＹ及び１７ＢＸ，１７ＢＹ
の出力信号を切換えるスイッチ回路３０Ａ，３０Ｂを設
けて負荷電流の基本波成分を構成する有効電流成分ｉp1
及び無効電流成分ｉg1のピーク値を得ている。
ＡＸ，１６ＡＹ及び積分器１６ＢＸ，１６ＢＹとサンプ
ルホールド回路１７ＡＸ，１７ＡＹ及びサンプルホール
ド回路１７ＢＸ，１７ＢＹを設け、さらに各サンプルホ
ールド回路１７ＡＸ，１７ＡＹ及び１７ＢＸ，１７ＢＹ
の出力信号を切換えるスイッチ回路３０Ａ，３０Ｂを設
けて負荷電流の基本波成分を構成する有効電流成分ｉp1
及び無効電流成分ｉg1のピーク値を得ている。
この動作を第４図に示す信号波形図を参照して説明す
る。サンプルホールド回路１７ＡＸと１７ＢＸ及び１７
ＡＹと１７ＢＹの各ホールド信号θHX及びθHYは、図示
のように各々１周期毎にかつ、互いに１８０゜位相差で
ＰＬＬ回路１３より与えられ、各積分器１６ＡＸ，１６
ＢＸ，１６ＡＹ，１６ＢＹの出力信号をサンプルホール
ドする。
る。サンプルホールド回路１７ＡＸと１７ＢＸ及び１７
ＡＹと１７ＢＹの各ホールド信号θHX及びθHYは、図示
のように各々１周期毎にかつ、互いに１８０゜位相差で
ＰＬＬ回路１３より与えられ、各積分器１６ＡＸ，１６
ＢＸ，１６ＡＹ，１６ＢＹの出力信号をサンプルホール
ドする。
また、積分器１６ＡＸと１６ＢＸ及び１６ＡＹと１６Ｂ
Ｙの各リセット信号θRX及びθRYとは、各ホールド信号
θHX及びθHYの発生直後にＰＬＬ回路１３より与えら
れ、各積分器１６ＡＸ，１６ＢＸ，１６ＡＹ，１６ＢＹ
をリセットする。
Ｙの各リセット信号θRX及びθRYとは、各ホールド信号
θHX及びθHYの発生直後にＰＬＬ回路１３より与えら
れ、各積分器１６ＡＸ，１６ＢＸ，１６ＡＹ，１６ＢＹ
をリセットする。
スイッチ回路３０Ａ，３０Ｂへの切換信号θｓは図示の
ように各ホールド信号θHX及びθHYの発生直後毎にすな
わち半周期毎にＨ−Ｌとなる信号で、ＰＬＬ回路１３よ
り与えられる。切換信号θＳがＨレベルのときにはサン
プルホールド回路１７ＡＸ及び１７ＢＸの出力信号ａ1x
及びｂ1xを選択して基本波成分ａ１，ｂ１を得ており、
また、切換信号θＳがＬレベルのときにはサンプルホー
ルド回路１７ＡＹ及び１７ＢＹの出力信号ａ1Y及びｂ1Y
を選択して基本波成分ａ１，ｂ１を得るように動作す
る。
ように各ホールド信号θHX及びθHYの発生直後毎にすな
わち半周期毎にＨ−Ｌとなる信号で、ＰＬＬ回路１３よ
り与えられる。切換信号θＳがＨレベルのときにはサン
プルホールド回路１７ＡＸ及び１７ＢＸの出力信号ａ1x
及びｂ1xを選択して基本波成分ａ１，ｂ１を得ており、
また、切換信号θＳがＬレベルのときにはサンプルホー
ルド回路１７ＡＹ及び１７ＢＹの出力信号ａ1Y及びｂ1Y
を選択して基本波成分ａ１，ｂ１を得るように動作す
る。
例えば、位相信号θ＝０の直後ではサンプルホルド回路
１７ＡＸ及び１７ＢＸの出力信号ａ１（ｋ）及びｂ
１（ｋ）が基本波成分ａ１及びｂ１となり、位相信号θ
＝πの直後ではサンプルホールド回路１７ＡＹ及び１７
ＢＹの出力信号ａ１（ｋ＋１）及びｂ１（ｋ＋１）が基
本波成分ａ１及びｂ１となる。
１７ＡＸ及び１７ＢＸの出力信号ａ１（ｋ）及びｂ
１（ｋ）が基本波成分ａ１及びｂ１となり、位相信号θ
＝πの直後ではサンプルホールド回路１７ＡＹ及び１７
ＢＹの出力信号ａ１（ｋ＋１）及びｂ１（ｋ＋１）が基
本波成分ａ１及びｂ１となる。
第４図はθ＝２π以降に負荷電流が急増した場合を図示
しているが、基本波成分ａ１及びｂ１はほぼ半周期遅れ
で負荷電流にに追随している。
しているが、基本波成分ａ１及びｂ１はほぼ半周期遅れ
で負荷電流にに追随している。
また第３図の実施例では積分器１６及びサンプルホール
ド回路１７を２重化した場合について示しているが、さ
らに積分器１６及びサンプルホールド回路１７を追加し
て多重化したものであってもよく、例えば４重化の場合
には積分器１６及びサンプルホールド回路１７を有効電
流成分及び無効電流成分毎に各４組設け、かつ、ホール
ド信号θＨ及びリセット信号θＲを１周期毎に発生さ
せ、かつ、各ホールド信号θＨ及びリセット信号θＲの
間隔をπ／２にするとともにスイッチ３０の切換周期も
π／２にすれば実現でき、負荷電流ＩＬの急変に対する
追随性は改善される。
ド回路１７を２重化した場合について示しているが、さ
らに積分器１６及びサンプルホールド回路１７を追加し
て多重化したものであってもよく、例えば４重化の場合
には積分器１６及びサンプルホールド回路１７を有効電
流成分及び無効電流成分毎に各４組設け、かつ、ホール
ド信号θＨ及びリセット信号θＲを１周期毎に発生さ
せ、かつ、各ホールド信号θＨ及びリセット信号θＲの
間隔をπ／２にするとともにスイッチ３０の切換周期も
π／２にすれば実現でき、負荷電流ＩＬの急変に対する
追随性は改善される。
上記実施例では制御装置の具体的ハードウエア（Ｈ／
Ｗ）構成を、アナログ回路を主体にして構成したものを
示したが、当然ながら、マイクロコンピュータなどによ
るディジタル回路で構成されたものであってもよい。
Ｗ）構成を、アナログ回路を主体にして構成したものを
示したが、当然ながら、マイクロコンピュータなどによ
るディジタル回路で構成されたものであってもよい。
また、上記実施例ではインバータ４を電圧形インバータ
で構成し、その直流出力側にコンデンサ６を接続したも
のを示したが、電流形インバータで構成してその直流出
力側にリアクトルを接続したものであってもよい。この
場合、上記リアクトルの電流を一定に制御するため、電
流基準との偏差を増幅して基本波成分の有効電流成分ｉ
p1に加算してもよい。また、インバータ４を１組で構成
にしたものを示したが、このインバータ４を複数台設け
て多重構成にしたものであってもよい。
で構成し、その直流出力側にコンデンサ６を接続したも
のを示したが、電流形インバータで構成してその直流出
力側にリアクトルを接続したものであってもよい。この
場合、上記リアクトルの電流を一定に制御するため、電
流基準との偏差を増幅して基本波成分の有効電流成分ｉ
p1に加算してもよい。また、インバータ４を１組で構成
にしたものを示したが、このインバータ４を複数台設け
て多重構成にしたものであってもよい。
ＰＷＭ回路１１の詳細な説明は省略したが、公知のよう
に３角波キヤリア比較方式あるいはヒステリシスコンパ
レータ方式などで構成されたものであってよく、電流制
御の応答性が高いことが好ましい。
に３角波キヤリア比較方式あるいはヒステリシスコンパ
レータ方式などで構成されたものであってよく、電流制
御の応答性が高いことが好ましい。
〔発明の効果〕 以上のように、この発明によれば、負荷電流の基本波成
分の有効電流成分と無効電流成分の各ピーク値を１周期
の期間積分する積分器と、この積分器の積分動作が完了
する毎にこの積分器の出力をサンプルホールドするサン
プルホールド回路により求め、上記ピーク値より基本波
成分を求めて次の１周期の基本波電流信号として利用し
て、この基本波電流信号と負荷電流検出信号との差分に
より得られる高調波電流信号を基準信号とすることによ
り、精度よく負荷の高調波成分を上記アクテイブフイル
タで吸収して、単相交流電源に流れる高調波成分を除去
できる効果がある。
分の有効電流成分と無効電流成分の各ピーク値を１周期
の期間積分する積分器と、この積分器の積分動作が完了
する毎にこの積分器の出力をサンプルホールドするサン
プルホールド回路により求め、上記ピーク値より基本波
成分を求めて次の１周期の基本波電流信号として利用し
て、この基本波電流信号と負荷電流検出信号との差分に
より得られる高調波電流信号を基準信号とすることによ
り、精度よく負荷の高調波成分を上記アクテイブフイル
タで吸収して、単相交流電源に流れる高調波成分を除去
できる効果がある。
【図面の簡単な説明】 第１図はこの発明の一実施例によるアクテイブフイルタ
の制御装置を示す回路構成図、第２図は第１図の動作を
説明する信号波形図、第３図はこの発明の他の実施例を
示す回路構成図、第４図は第３図の動作を説明する信号
波形図、第５図は従来のアクテイブフイルタの制御装置
を示す回路構成図、第６図は第５図の動作を説明する信
号波形図である。 １は単相交流電源、２は負荷、４はインバータ、１１は
ＰＷＭ回路、１３はＰＬＬ回路、１４はＲＯＭ回路、１
５，１８は第１，第２の掛算器、１６は積分器、１７は
サンプルホールド回路。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
の制御装置を示す回路構成図、第２図は第１図の動作を
説明する信号波形図、第３図はこの発明の他の実施例を
示す回路構成図、第４図は第３図の動作を説明する信号
波形図、第５図は従来のアクテイブフイルタの制御装置
を示す回路構成図、第６図は第５図の動作を説明する信
号波形図である。 １は単相交流電源、２は負荷、４はインバータ、１１は
ＰＷＭ回路、１３はＰＬＬ回路、１４はＲＯＭ回路、１
５，１８は第１，第２の掛算器、１６は積分器、１７は
サンプルホールド回路。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
Claims (3)
- 【請求項１】単相交流電源に接続された負荷に並列接続
され該負荷の高調波電流成分を吸収するように作動する
アクテイブフイルタにおいて、前記単相交流電源に同期
した位相信号を発生するＰＬＬ回路と、前記位相信号を
入力して出力信号sinθ及びcosθを得るＲＯＭ回路と、
前記負荷の負荷電流検出信号と前記出力信号sinθ及びc
osθを掛算する第１の掛算器と、前記第１の掛算器の出
力信号を前記単相交流電源の１周期の期間毎に積分する
積分器と、前記積分器の積分最終値をホールドして前記
負荷電流の基本波成分を構成する有効電流成分と無効電
流成分のピーク値を求めるサンプルホールド回路と、前
記ピーク値と前記出力信号sinθ及びcosθを掛算する第
２の掛算器と、前記第２の掛算器から出力された前記基
本波成分の有効電流成分と無効電流成分を合成して得ら
れる基本波電流信号を前記単相交流電源の次の１周期の
期間の前記負荷電流の基本波電流信号として利用し、こ
の基本波電流信号と前記負荷電流検出信号との差として
得られる高調波電流信号を基準信号として前記アクテイ
ブフイルタの入力電流をＰＷＭ制御するＰＷＭ制御回路
とを具備したことを特徴とするアクテイブフイルタの制
御装置。 - 【請求項２】アクテイブフイルタを電圧形インバータで
構成した場合にはその出力電圧を、また電流形インバー
タで構成した場合にはその出力電流を該出力電圧あるい
は出力電流の基準信号と比較し、その差分を増幅して有
効電流成分に加算することを特徴とする特許請求の範囲
第（１）項記載のアクテイブフイルタの制御装置。 - 【請求項３】複数組設けた積分器及びサンプルホールド
回路を時分割多重構成にして動作させ、前記各組のサン
プルホールド回路の出力信号を時分割タイミング信号に
同期させて選択し、負荷電流の基本波成分を構成する有
効電流成分と無効電力成分のピーク値を求めることを特
徴とする特許請求の範囲第（１）項記載のアクテイブフ
イルタの制御装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62287504A JPH0655009B2 (ja) | 1987-11-16 | 1987-11-16 | アクテイブフイルタの制御装置 |
| US07/347,874 US4906860A (en) | 1987-11-16 | 1989-05-05 | Control device for active filter |
| EP89304865A EP0397932B1 (en) | 1987-11-16 | 1989-05-12 | Control device for active filter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62287504A JPH0655009B2 (ja) | 1987-11-16 | 1987-11-16 | アクテイブフイルタの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01133522A JPH01133522A (ja) | 1989-05-25 |
| JPH0655009B2 true JPH0655009B2 (ja) | 1994-07-20 |
Family
ID=17718195
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62287504A Expired - Fee Related JPH0655009B2 (ja) | 1987-11-16 | 1987-11-16 | アクテイブフイルタの制御装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4906860A (ja) |
| EP (1) | EP0397932B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0655009B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2024006046A1 (en) * | 2022-07-01 | 2024-01-04 | Commscope Technologies Llc | System and method for providing a direct current power to a time domain duplexing radio |
Families Citing this family (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5016157A (en) * | 1989-10-30 | 1991-05-14 | Sundstrand Corporation | VSCF system with DC link harmonics control |
| US5172009A (en) * | 1991-02-25 | 1992-12-15 | Regents Of The University Of Minnesota | Standby power supply with load-current harmonics neutralizer |
| US5397927A (en) * | 1992-08-25 | 1995-03-14 | Helionetics, Inc. | Active filter for reducing non-fundamental currents and voltages |
| US5359275A (en) * | 1992-10-30 | 1994-10-25 | Electric Power Research Institute, Inc. | Load current fundamental filter with one cycle response |
| SE501786C2 (sv) * | 1993-09-20 | 1995-05-15 | Asea Brown Boveri | Förfarande för övervakning och styrning av en till ett elektriskt kraftnät ansluten anläggningsdel |
| DE9401204U1 (de) * | 1994-01-25 | 1994-05-26 | Thomcast Ag, Turgi, Aargau | Vorrichtung zum Kompensieren der höheren harmonischen und/oder des Leistungsfaktors einer an ein Wechselspannungsnetz angeschlossenen nichtlinearen Last |
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| US5614770A (en) * | 1994-06-06 | 1997-03-25 | Helionetics, Inc. | Structure and method for performing active injection mode filtering on an AC power system |
| AT404527B (de) * | 1994-07-20 | 1998-12-28 | Johann Walter Kolar | Aktive netzspannungsfilterung mit vorgebbarer innerer impedanz |
| US5648894A (en) * | 1994-09-30 | 1997-07-15 | General Electric Company | Active filter control |
| DE19605419B4 (de) * | 1996-02-14 | 2005-08-04 | Rwe Rhein-Ruhr Aktiengesellschaft | Verfahren zur Beseitigung von Abweichungen der Ist-Spannung in einem Drehstromnetz von einer vorgegebenen Soll-Spannung |
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| CN101807918B (zh) * | 2010-04-15 | 2012-01-04 | 西安交通大学 | 基于同步坐标系的单相锁相环及其实现方法 |
| CN102170281B (zh) * | 2011-01-24 | 2014-06-04 | 魏其萃 | 快速低频脉宽调制信号解调装置及解调方法 |
| CN102723714B (zh) * | 2011-03-29 | 2014-11-26 | 武汉市通益电气有限公司 | 三相三线有源滤波装置的控制方法 |
| CN102694384B (zh) * | 2012-05-22 | 2015-04-01 | 济南德明电源设备有限公司 | 风力发电机控制器及控制方法 |
| CN103401243B (zh) * | 2013-07-26 | 2015-10-28 | 徐州中矿大传动与自动化有限公司 | 一种指定次谐波补偿apf的谐波检测和控制方法 |
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|---|---|---|---|---|
| US3531652A (en) * | 1968-03-20 | 1970-09-29 | Allen Bradley Co | Active narrow notch filter |
| US3628057A (en) * | 1970-06-19 | 1971-12-14 | Allen Bradley Co | Corrective circuit for an active narrow notch filter |
| US4053820A (en) * | 1976-01-29 | 1977-10-11 | Wisconsin Alumni Research Foundation | Active filter |
| EP0144556B1 (de) * | 1983-10-12 | 1988-06-29 | BBC Brown Boveri AG | Blindleistungskompensator zur Kompensation einer Blindstromkomponente in einem Wechselspannungsnetz |
| DE3616334C2 (de) * | 1986-05-15 | 2000-11-02 | Asea Brown Boveri | Verfahren zur Dämpfung mindestens einer elektrischen Oberschwingung zur Netzfrequenz in einem mehrphasigen Wechselstromnetz |
| JPH0834669B2 (ja) * | 1986-06-26 | 1996-03-29 | 三菱電機株式会社 | 高調波抑制装置 |
| US4757415A (en) * | 1987-03-16 | 1988-07-12 | Westinghouse Electric Corp. | Power active filter employing positive sequence filtering |
| JP2554261B2 (ja) * | 1987-07-24 | 1996-11-13 | 三菱電機株式会社 | アクテイブフイルタ装置 |
-
1987
- 1987-11-16 JP JP62287504A patent/JPH0655009B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1989
- 1989-05-05 US US07/347,874 patent/US4906860A/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-05-12 EP EP89304865A patent/EP0397932B1/en not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| WO2024006046A1 (en) * | 2022-07-01 | 2024-01-04 | Commscope Technologies Llc | System and method for providing a direct current power to a time domain duplexing radio |
| US12567793B2 (en) | 2022-07-01 | 2026-03-03 | Outdoor Wireless Networks LLC | System and method for providing a direct current power to a time domain duplexing radio |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0397932B1 (en) | 1993-12-15 |
| US4906860A (en) | 1990-03-06 |
| EP0397932A1 (en) | 1990-11-22 |
| JPH01133522A (ja) | 1989-05-25 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |