JPH065807B2

JPH065807B2 - 電流差動回路

Info

Publication number: JPH065807B2
Application number: JP14753986A
Authority: JP
Inventors: 秀之中
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1986-06-24
Filing date: 1986-06-24
Publication date: 1994-01-19
Anticipated expiration: 2009-01-19
Also published as: JPS634706A

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の目的〕（産業上の利用分野）この発明は、電流を制御する必要のある電子回路に使用
される電流差動回路に関するもので、特に一定の制御電
圧に対して安定した出力電流が得られ、出力電流のダイ
ナミックレンジが広く、かつ制御特性の自由度が大きく
得られるようにした回路である。

〔従来の技術〕

第１２図は、従来の電流差動回路の一例を示している。
一対のトランジスタＱ1，Ｑ2は、差動対をなし、各々の
エミッタはそれぞれ抵抗Ｒ1，Ｒ2を介して定電流源ＩＳ
₀に接続されている。トランジスタＱ１のベースには、
制御電圧源Ｖe、トランジスタＱ２のベースには基準電
圧源Ｖrが接続されている。

一方、Ｑ3，Ｑ4は一対の出力トランジスタであり、これ
らの共通ベースはバイアス電圧源Ｖ_Bに接続されてい
る。また、各々のトランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタ
は、それぞれ定電流源ＩＳ₃，ＩＳ₄を介して電源Ｖ_ccに
接続されている。そして、トランジスタＱ３のエミッタ
には、前記トランジスタＱ２のコレクタに得られる出力
電流が供給され、トランジスタＱ４のエミッタにはトラ
ンジスタＱ１のコレクタに得られる出力電流が供給され
る。

今、各電流源、電圧源に付した符号をそのまま電流又は
電圧として動作を説明する。

上記の回路は、制御電圧Ｖcを可変すれば、トランジス
タＱ1，Ｑ2の出力電流Ｉ₁，Ｉ₂が差動的に変化し、これ
によって、トランジスタＱ3，Ｑ4のコレクタから得られ
る出力電流Ｉ₅，Ｉ₆も変化する。

各トランジスタのベース電流を無視して、この回路に成
立する関係式を求めてみる。トランジスタＱ1，Ｑ2のベ
ース電位間には、次の関係がある。

Ｖc−Ｖr＝Ｖ_BE（Ｑ1）＋Ｉ₁Ｒ1−（Ｖ_BE（Ｑ2）＋Ｉ₂Ｒ2）……(1) ここで、Ｖ_BE（Ｑ1），Ｖ_BE（Ｑ2）は、トランジスタＱ
1，Ｑ2のベース・エミッタ間電圧である。

一般に、トランジスタのベース・エミッタ間電圧Ｖ
_BEと、コレクタ電流Ｉcと間には次式が成立する。

ただし、Ｖ_T；サーマル電圧、Ｉ_S；コレクタ飽和電流トランジスタＱ1，Ｑ2のコレクタ電流の総和は、バイア
ス電流Ｉ₀と等しいから、次式が成立する。

Ｉ₂＝Ｉ₀−Ｉ₁ ………………………………(3) 仮にトランジスタＱ１とＱ２のエミッタ面積が等しいと
して、(2)，(3)式を(1)式に代入すると、次式が成立す
る。

(4)式をＩ₁について解くのは容易ではないが、数値代入
法によってＶcとＩ₁の関係を求めることはできる。

制御電圧Ｖcと電流Ｉ₁，Ｉ₂との関係を、抵抗Ｒ1＝Ｒ2
の場合についてプロットしたものを第13図に示す。制御
電圧Ｖcが基準電圧Ｖrと等しいときに電流Ｉ₁，Ｉ₂は等
しくなる。また、Ｒ１＞Ｒ２の場合の制御特性は、第１
５図に実線で示す特性となる。

次に、出力電流Ｉ₅，Ｉ₆と電流Ｉ₁，Ｉ₂等との関係は、
次のようになる。

Ｉ₅＝Ｉ₃−Ｉ₁ ……………(5) Ｉ₆＝Ｉ₄−Ｉ₂ ……………(6) (5)，(6)及び(4)式から、この回路の出力電流Ｉ₅，Ｉ₆
の制御特性を図に示すと、第１４図、第１６図に示すよ
うになる。

第１４図は、Ｉ₃＝Ｉ₄＞Ｉ₀の場合であり、例えば、Ｉ₁
が最大（Ｉ₁＝Ｉ₀）となっても、トランジスタＱ４には
Ｉ₄−Ｉ₀の電流が流れる。

第１６図はＩ₄＝Ｉ₀かつＩ₃＝２×Ｉ₄の条件の場合であ
る。この場合は、Ｉ₄＝Ｉ₀のとき、Ｉ₆は最小となり、
Ｉ₅は最大となる。

（発明が解決しようとする問題点）上記従来の回路の場合、出力電流を決定するために制御
電圧Ｖcの他に基準電圧Ｖrが必要である。従って、制御
電圧Ｖcをある一定値に維持したとしても基準電圧Ｖrが
変動すると出力電流が変動してしまい、出力電流安定度
が劣るという問題がある。また、出力電流のダイナミッ
クレンジをみた場合、出力電流は、定電流Ｉ₃，Ｉ₄から
減ずることによって得られる構成であるため、第１４
図、第１６図に示したように、電流Ｉ₃，Ｉ₄の最大値に
よって制限を受ける。更にまた、出力電流の制御特性
は、第１３図、第１５図に示したようにＩ₁＋Ｉ₂＝Ｉ₀
の条件があるから、第１の出力電流と第２の出力電流の
制御特性上における傾きは、絶対値が等しく符号が逆の
関係になる。よって、第１、第２の出力電流の制御特性
はそれぞれ異る傾きを与えられないという問題がある。

そこでこの発明では、安定した出力電流が得られ、出力
電流のダイナミックレンジが広く、かつ制御自由度の大
きい電流差動回路を提供することを目的とする。

〔発明の構成〕

（問題点を解決するための手段）この発明では、共通ベースに共通バイアス電圧が供給さ
れ、エミッタにそれぞれ電流が供給される一対の出力ト
ランジスタの前記エミッタに、それぞれ制御電流を供給
する場合、次の手段によって供給するものである。即
ち、同一の制御電圧によって制御される一対の可変電流
源を設け、一方の電流出力を直接前記出力トランジスタ
の一方のトランジスタのエミッタに供給し、他方の電流
出力をカレントミラー回路を介して反転させて前記出力
トランジスタの他方のトランジスタのエミッタに供給す
る。

（作用）上記のようにすることで、従来のような基準電圧Ｖrが
無いことから制御電圧に対する出力電流の安定度が高く
なり、また制御電圧によって増加する側の出力電流を元
の電流に対して加える方式としたために元の電流値によ
る制限を受けず、出力電流のダイナミックレンジが広く
でき、更に同一制御電圧に対して可変電流源の制御特性
の傾きが自由に設定できることから、第１、第２の出力
電流の制御特性を別々の傾きとすることができる。

（実施例）以下のこの発明の実施例を図面を参照して説明する。

第１図はこの発明の一実施例であり、一対のトランジス
タＱ11，Ｑ12は出力用のトランジスタである。このトラ
ンジスタＱ11，Ｑ12の共通ベースには、共通のバイアス
電圧Ｖ_Bが供給されている。このトランジスタＱ11，Ｑ1
2のコレクタは、出力部として用いられ、エミッタに
は、それぞれ、電流供給手段を構成した定電流源11,12
からの電流が供給されている。

一方１３は、制御電圧Ｖcの入力部である。この入力部
１３は、第１、第２の可変電流源１４，１５の制御部に
接続される。第１の可変電流源14の出力部は、カレント
ミラー回路を構成するトランジスタＱ13，Ｑ14のベース
に接続されまたトランジスタＱ13のコレクタに接続され
る。そしてトランジスタＱ13，Ｑ14のエミッタは電源に
接続され、出力部となるトランジスタＱ14のコレクタ
は、先のトランジスタＱ11のエミッタに接続されてい
る。第２の可変電流源１５の出力部は直接トランジスタ
Ｑ12のエミッタに接続される。

この発明の一実施例は、上記の如く構成され、制御電圧
Ｖcを変化させると、第１、第２の可変電流源１４，１
５の出力電流Ｉ₁₁，Ｉ₁₂は一様に変化する。しかし、出
力電流Ｉ₁₂が直接トランジスタＱ12のエミッタ電流Ｉ₁₄
に影響を及ぼすのに対して、出力電流Ｉ₁₁は、カレント
ミラー回路を介してトランジスタＱ11のエミッタ電流Ｉ
₁₃に影響を及ぼす。

今、可変電流源１４，１５の制御特性が線型的であると
すると、その制御特性は、その傾きを dＩ₁₁／dＶc，dＩ₁₂／dＶc であらわすことができる。第２図及び第４図は可変電流
源１４，１５の制御特性をdＩ₁₁／dＶc＝dＩ₁₂／dＶc
と、（dＩ₁₁／dＶc＞（dＩ₁₂／dＶc）の場合に区別して
あらわした特性である。

上記の回路の出力電流Ｉ₁₅，Ｉ₁₆は、各トランジスタの
ベース電流を無視すると次のようにあらわせる。

Ｉ₁₅＝Ｉ₁₃＋Ｉ₁₁ ………………(7) Ｉ₁₆＝Ｉ₁₄＋Ｉ₁₂ ………………(8) つまり、電流Ｉ₁₁は、カレントミラー回路によって再現
されて、電流Ｉ₁₃に加算されることになる。一方電流Ｉ
₁₂は、電流Ｉ₁₄を減する方向に作用する。

第３図、第５図に、(7)式、(8)式及び第２図、第３図か
ら求めた出力電流Ｉ₁₅，Ｉ₁₆の制御特性を示す。ただ
し、第３図は、Ｉ₁₃＝Ｉ₁₄であって電流Ｉ₁₁，Ｉ₁₂が第
２図の特性を持つ場合の特性を示し、第５図はＩ₁₄＞Ｉ
₁₃であって電流Ｉ₁₁，Ｉ₁₂が第４図の特性を持つ場合の
特性を示している。

上記の回路によると、第３図、第５図に示すように、任
意の制御電圧Ｖcに対して一定の出力電流が安定して得
られるようになる。これは従来の如く、別途基準電圧を
使用せず、この基準電圧の変動要因が無くなったことに
よる。

また、出力電流Ｉ₁₅は(7)式から理解できるように、電
流Ｉ₁₃に電流Ｉ₁₁を加えた結果生じる電流である。よっ
て、出力電流Ｉ₁₅の最大値は、電流Ｉ₁₃の最大値によっ
て制限を受けることはなく、更に電流Ｉ₁₁をプラスした
レンジのものとなる。ダイナミックレンジが拡大され
る。

また、第４図に示したように、可変電流源１４の制御特
性を自由に設定できることから、第５図に示すように出
力電流Ｉ₁₅とＩ₁₆の制御特性の傾きを任意に選ぶことが
できる。この例では可変電流源の制御特性が線形的な場
合を示したが、非線形的な場合にも上述のような特徴を
得られることはもちろんである。

第６図は、この発明の他の実施例である。

この実施例では、電流Ｉ₁₃，Ｉ₁₄をトランジスタＱ11，
Ｑ12のエミッタと電源間に接続された抵抗Ｒ13，Ｒ14を
介して得るようにしている。また、トランジスタＱ11，
Ｑ12の共通ベースに与えるバイアス電圧は、電源と接地
電位間に接続した抵抗Ｒ１５、ダイオードＤ１１、電源
源２０の直列回路から得ている。更に、第１、第２の可
変電流源１４，１５としては、エミッタ抵抗を有したエ
ミッタ接地回路を用いている。即ち、トランジスタＱ１
５、抵抗Ｒ１１を第１の可変電流源、トランジスタＱ１
６、抵抗Ｒ１２を第２の可変電流源としている。なお、
第１図の回路と対応する部分には、同じ符号を付して説
明は省略する。

この回路の出力電流Ｉ₁₅，Ｉ₁₆も、各トランジスタのベ
ース電流を無視すると、(7)式、(8)式であらわされるこ
とは明らかである。電流Ｉ₁₃は、ダイオードＤ１１、ト
ランジスタＱ１１、抵抗Ｒ15，Ｒ13がカレントミラー回
路を構成しているため、とあらわされ、電流Ｉ₁₄も同様にとなる。この電流Ｉ₁₃，Ｉ₁₄に対して、電流Ｉ₁₁′及び
Ｉ₁₂がそれぞれ作用したとき、トランジスタＱ11，Ｑ12
のベースエミッタ間電圧Ｖ_BEQ15，Ｖ_BEQ16も若干変動す
るが、抵抗Ｒ13，Ｒ14の両端にかかる電圧を充分大きく
とれば、ベースエミッタ間電位Ｖ_BEの変動は無視でき、
(9)，(10)式は充分精度良く成り立つ。

次に、エミッタ接地回路の出力電流Ｉ₁₁，Ｉ₁₂について
は、それぞれ(11)，(12)式が成立する。

Ｖ_T；サーマル電圧、Ｉs₁₁，Ｉs₁₂；トランジスタＱ1
5，Ｑ16のコレクタ飽和電流である。

(11)，(12)式を電流について解くことは容易ではない
が、数値代入法によってＶcとＩ₁₁，Ｉ₁₂の関係を求め
ることができる。

第７図、第９図に電流Ｉ₁₁，Ｉ₁₂の制御特性を示す。第
７図はＲ11＝Ｒ12の場合、第９図はＲ11＞Ｒ12の場合で
ある。直線的に増加する部分の傾きは(13)，(14)式によ
ってあらわすことができる。

ただし、ｇｍ₁₅およびｇｍ₁₆は、トランジスタＱ15，Ｑ
16のトランスコンダクタンスである。

が成立する範囲（Ｖcが大きくＩ₁₁，Ｉ₁₂が大きいと
き、またはＲ11，Ｒ12が大きいとき）は、(13)，(14)式
は(15)，(16)式のようにあらわせる。

(9)，(10)式を(7)，(8)式に代入すると、出力電流
Ｉ₁₅，Ｉ₁₆は次式のようになる。

Ｉ₁₁，Ｉ₁₂の制御特性の直線的に変化する部分での傾き
は、(15)，(16)式によって与えられる。

第８図及び第１０図はこの回路の出力電流の制御特性を
示す。ただし、第８図は、Ｒ13＝Ｒ14であって、電流Ｉ
₁₁，Ｉ₁₂の制御特性が第７図に示した特性の場合、第１
０図はＲ13＞Ｒ14（Ｉ₁₄＞Ｉ₁₅…(9)，(10)式による）
であって、電流Ｉ₁₁，Ｉ₁₂の制御特性が第９図に示した
特性の場合を示している。

上記した実施例においても、電流Ｉ₁₁，Ｉ₁₂は制御電圧
Ｖcが維持されれば安定して維持され、結果として出力
電流Ｉ₁₅，Ｉ₁₆も安定したものとなる。また第８図、第
１０図に示すように、出力電流が、ある電流値によって
制限を受けることがなく、出力電流のダイナミックレン
ジを大きくとることができる。更に、電流Ｉ₁₁，Ｉ₁₂の
制御特性を(15)，(16)式で示したように変化させること
ができるから、第１０図に示すように従来回路では得ら
れなかった、自由度の大きい制御特性とすることができ
る。

第１１図は更に他の実施例である。第６図の実施例と大
部分は同じであるが、この実施例の場合、トランジスタ
Ｑ11のエミッタと抵抗Ｒ13の間、トランジスタＱ12のエ
ミッタと抵抗Ｒ14の間にそれぞれ抵抗Ｒ16，Ｒ17が直列
接続されている。そして、抵抗Ｒ13と抵抗Ｒ16の接続中
点にカレントミラー回路の出力電流を供給し、抵抗Ｒ14
と抵抗Ｒ17の接続中点にトランジスタＱ16の出力電流を
供給するようにしている。

この回路の出力電流Ｉ₁₅，Ｉ₁₆は、各トランジスタのベ
ース電流を無視すると、(19)，(20)式のようにあらわせ
る。

(19)，(20)式によれば、第１１図の回路では第６図の回
路よりもさらに制御特性の自由度を大きくとることがで
きる。また、制御手段は第６図の回路と同様であるか
ら、出力電流の安定性がよいこと、出力電流のダイナミ
ックレンジが大きくとれること等は同様である。

〔発明の効果〕

以上説明したようにこの発明によると、安定した出力電
流が得られ、出力電流のダイナミックレンジが広く、か
つ制御自由度の大きい電流差動回路を提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示す回路図、第２図、第
３図、第４図、第５図は第１図の回路の特性を説明する
のに示した特性図、第６図はこの発明の他の実施例を示
す回路図、第７図、第８図、第９図、第１０図は第６図
の回路の特性を説明するのに示した特性図、第１１図は
更にこの発明の他の実施例を示す回路図、第１２図は従
来の電流差動回路を示す図、第１３図、第１４図、第１
５図、第１６図は第１２図の回路の特性説明するのに示
した特性図である。Ｑ11〜Ｑ16…トランジスタ、１１，１２…定電流源、１
３…制御電圧入力部、１４，１５…可変電流源。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ベースが共通接続された一対のトランジス
タと、前記トランジスタの共通ベースに共通バイアス電圧を供
給する手段と、前記一対のトランジスタのそれぞれのエミッタにそれぞ
れ電流を供給する手段と、同一の制御電圧によって制御される一対の可変電流源
と、前記一対の可変電流源の一方の出力部の電流を前記一対
のトランジスタのうちの一方のトランジスタのエミッタ
に与え、前記一対の可変電流源の他方の出力部の電流を
カレントミラー回路にて反転して前記一対のトランジス
タのうち他方のトランジスタのエミッタに与える手段と
を具備し、前記一対のトランジスタのそれぞれのコレク
タより出力電流を得る構成としたことを特徴とする電流
差動回路。