JPS634706A

JPS634706A - 電流差動回路

Info

Publication number: JPS634706A
Application number: JP14753986A
Authority: JP
Inventors: Hideyuki Naka; 秀之中
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1986-06-24
Filing date: 1986-06-24
Publication date: 1988-01-09
Anticipated expiration: 2009-01-19
Also published as: JPH065807B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の目的〕（産業上の利用分野）この発明は、電流を制御する必要のある電子回路に使用
される電流差動回路に関するもので、特に−定の制御電
圧に対して安定した出力電流が得られ、出力電流のダイ
ナミックレンジが広く、かつ制ｇｊＪｌｆ！！性の自由
度が大きく得られるようにした回路である。

〔従来の技術〕

第１２図は、従来の電流差動回路の一例を示している。

一対のトランジスタＱＩＪＱ２は、差動対をなし、各々
のエミッタはそれぞれ抵抗ＲＪ。

Ｒ２を介して定電流源ＩＳｏ　　に接続されている。

トランジスタＱ１のベースには、制御電圧源Ｖｃ　。

トランジスタＱ２のベースには基準電圧源Ｖｒが接続さ
れている。

一方、Ｑ３１Ｑ４は一対の出力トランジスタであシ、こ
れらの共通ベースはバイアス電圧源Ｖａに接続されてい
る。また、各々のトランジスタＱ３ＩＱ４のエミッタは
、それぞれ定電流源ＩＳ、。

ＩＳＡ　　を介して電源Ｖｃｅに接続されている。そし
て、トランジスタＱ３のエミッタには、前詰トランジス
タＱ２のコレクタに得られる出力電流が供給すれ、トラ
ンジスタＱ４のエミッタにはトランジスタＱノのコレク
タに得られる出力電流が供給される。

今、冬型流源、電圧源に付した符号をそのまま電流又は
電圧として動作を説明する。

上記の回路は、制御電圧Ｖｅを可変すれば、トランジス
タＱ’＊Ｑ’の出力電流Ｉ１．Ｉ、が差動的に変化し、
これによって、トランジスタＱ　３＋　Ｑ　’のコレク
タから得られる出力電流Ｉｓ、Ｉｓ　も変化する。

各トランジスタのベース電流を無視して、この回路に成
立する関係式を求めてみる。トランジスタＱ’ｅＱ；’
のベース電位間には、次の関係がある。

Ｖｅ　−Ｖｒ　＝　ＶＢＥ（Ｑ　、　）＋　ＩＩＲＪ　
（ＶＢＩ（Ｑｌ　）＋Ｉ！Ｒ；’　）　−−（１）ココ
テ、ＶＢＥ（Ｑｌ　）　、　ＶＢＥ（Ｑｌ）は、トラン
ジス１１Ｑ１゜Ｑｌのベース・エミッタ間電圧である。

−般ニ、トランジスタのベース・エミッタ間電圧ＶＢＥ
と、コレクタ電流Ｉｃと間には次式が成立する。

ただし、ｖＴ；サーマル電圧、■、；コレクタ飽和電流トランジスタＱ１＊Ｑ’のコレクタ電流の総和は、バイ
アス電流１ｏと等しいから、次式が成立する。

Ｉ、　＝　ｔ、　−１１・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（３）
仮ニトランジスタＱ１とＱｌのエミッタ面積が等しいと
して、（２）　、　（３）式を（１）式に代入すると、
次式が成立する。

・・・・・・・・・（４）（４）式を■１について解くのは容易ではないが、数値
代入法によってＶａと１１の関係を求めることはできる
。

制ａｔ圧Ｖｃと電流Ｉｓ　−Ｉｔ　トｏ関係を、抵抗Ｒ
Ｊ＝ＲＺの場合についてグロットしたものを第１３図に
示す。制御電圧Ｖｅが基準電圧ｖｒと等しいときに電流
Ｉ、、１．は等しくなる。まｆｔ、Ｒｚ＞Ｒ２の場合の
制御特性は、第１５図に実線で示す特性となる。

次に、出力電流ｌ５＝Ｉｓ　と電流Ｉ、、Ｉ、等との関
係は、次のようになる。

１、＝Ｉ、−Ｉ、　　　　・・・・・・・・・・・・・
・・（５）Ｉａ＝Ｉ４−■、　　　・・・・・・・・・
・・・・・・（６）（５）　、　（６）式及び（４）式
から、この回路の出力電流Ｉ。

、■。の制御特性を図に示すと、第１４図、第１６図に
示すようになる。

第１４図は、Ｌ＝Ｉ、＞Ｉ。の場合であシ、例えば、Ｉ
ｔが最大（Ｉ、＝Ｉ。）となっても、トランジスタＱ４
にはＩａ　　Ｉｏの電流が流れる。

第１６図は工。＝工。かつＩ、＝２ＸＩ４の東件の場合
である。この場合は、Ｉ、、＝１．のとき、■６は最小
となりＩｓは最大となる。

（発明が解決しようとする問題点）上記従来の回路の場合、出力電流を決定するために制御
電圧Ｖｃの他に基準電圧Ｖｒが必要である。従って、制
御電圧Ｖｃをある一定値に維持したとしても基準電圧Ｖ
ｒが変動すると出力電流が変動してしまい、出力電流安
定度が劣るという問題がある。また、出力電流のダイナ
ミックレンジをみた場合、出力電流は、定電流１．、Ｉ
、から減することによって得られる構成であるため、第
１４図、第１６図に示したように、電流Ｉ３＃ｆ４の最
大値によって制限を受ける。更にまた、出力電流の制御
特性は、第１３図、第１５図に示したは、絶対値が等し
く符号が逆の関係になる。よって、第１１第２の出力電
流の制御特性にそれぞれ異る傾きを与えられないという
問題がある。

そこでこの発明では、安定し７二出力電流が得られ、出
力１！流のダイナミックレンジが広く、かつ制御自由度
の大きい電流差動回路を提供することを目的とする。

〔発明の構成〕

（問題点を解決するための手段）この発明では、共通ベースに共通バイアス電圧が供給さ
れ、エミッタにそれぞれ電流が供給される一対の出力ト
ランジスタの前記エミッタに、それぞれ制御電流を供給
する場合、次の手段によって供給するものである。即ち
、同一の制御電圧によって制御される一対の可変電流源
を設け、−方の電流出力を直接前記出力トランジスタの
一方のトランジスタのエミッタに供給し、他方の電流出
力をカレントミラー回路を介して反転させて前記出力ト
ランジスタの他方のトランジスタのエミッタに供給する
。

（作　用）上記のようにすることで、従来のような基準電圧Ｖｒが
無いことから制御電圧に対する出力電流の安定度が高く
なシ、また制御電圧によって増加する側の出力電流を元
の電流に対して加える方式としたために元の電流値によ
る制限を受けず、出力電流のダイナミックレンジが広く
でき、更に同一制御電圧に対して可変電流源の制御特性
の傾きが自由に設定できることから、第１、第２の出力
電流の制御特性を別々の傾きとすることができる０（実施例）以下のこの発明の実施例を図面を参照して説明する。

第１図はこの発明の一実施例であシ、一対のトランジス
タＱｌｌ、Ｑ１２　　は出力用のトランジスタである。

このトランジスタＱｌｌ、Ｑ１２　　の共通ベースには
、共通のバイアス電圧ＶＢが供給されている。このトラ
ンジスタＱｌｌ、Ｑ１２　　のコレクタは、出力部とし
て用いられ、エミッタには、それぞれ、電流供給手段を
構成し比定電流源１１．１２からの電流が供給されてい
る。

一方１３は、制御電圧Ｖｅの入力部である。この入力部
１３は、第１、第２の可変電流源１４゜１５０制御部に
接続される。第１の可変電流源１４の出力部は、カレン
トミラー回路を構成するトランジスタＱ１３．Ｑ１４　
のベースに接続されまたトランジスタＱ１３のコレクタ
に接続される。そしてトランジスタＱ１３．Ｑ１４　　
のエミッタは電源に接続され、出力部となるトランジス
タ（ＪＪ４　　のコレクタは、先のトランジスタＱｌｌ
Ωエミッタに接続されている。第２の可変電流源１５の
出力部は直接トランジスタＱ１２のエミッタに接続され
る。

この発明の一実施例は、上記の如く構成され、制御電圧
Ｖｅを変化させると、第１、第２の可変電流源１４．１
５の出力電流Ｉｌｌ　＃　ＩＩｔ　　は−様に変化する
。しかし、出力電流１１！が直接トランジスタＱ１２の
エミッタ電流ＩｔａＫ影響を及ぼすのに対して、出力電
流ＩＩＩは、カレントミラー回路を介してトランジスタ
Ｑｌｌのエミッタ電流Ｉ４に影響を及ぼす。

今、可変電流源１４．１５の制御特性が線型的であると
すると、その制御特性は、その傾きをｄＩ、、／ｄＶｃ
　、　ｄＩ、、／ｄＶｅであられすことができる。第２
図及び第４図は可変電流源１４．１５の制御特性をｄＩ
Ｉ、／ｄｖＣ＝ｄ１．ｔ／ｄｖＣと、（ｄ　Ｌ＋／　ｄ
Ｖｃ　）　＞　（ｄＩｔｔ／　ｄＶＣ）の場合に区別し
てあられした特性である。

上記の回路の出力電流ＩＩＳ＋Ｉ１６　　は、各トラン
ジスタのベース電流を無視すると次のようにあられせる
。

Ｌｓ　＝　Ｉ１３　＋　Ｉｌｌ　　　・・・・・・・・
・・・・・・・・・・（７）ｒｔａ　＝ｉ、４１１２　
　　・・・・・・・・・・・・・・・・・・（８）つま
シ、電流Ｉ１１は、カレントミラー回路によって再現さ
れて、電流ＩＬＳに加算されることになる。−方電流ｒ
１．は、電流１１４を減する方向に作用する。

第３図、第５図に、（７）式、（８）式及び第２図、第
３図から求めた出力電流Ｌｕ　Ｉ　１１８　　の制御特
性を示す。ただし、第３図は、Ｉｌｌ”ＩＩ４　であっ
て電流ＩＩＩ　ｔ　ＩＩｔ　　が第２図の特性を持つ場
合の特性を示し、第５図はＬ４＞Ｌｓ　であって電流Ｉ
ＩＩ　ｔ　ｘｓｔが第４図の特性を持つ場合の特性を示
している。

上記の回路によると、第３図、第５図に示すように１任
意の制御電圧Ｖｃに対して一定の出力電流が安定して得
られるようになる。これは従来の如く、別途基準電圧を
使用せず、この基準電圧の変動要因が無くなったことに
よる。

また、出力電流ＩＩＩは（７）式から理解できるように
、電流Ｉ１ｍに電流１１１を加えた結果生じる電流であ
る。よって、出力電流ｉｔｓの最大値は、電流Ｌｓの最
大値によって制限を受けることはなく、更に電流Ｉｌｌ
をグラスしたレンジのものとなる。

ダイナミックレンジが拡大される。

また、第４図に示したように、可変電流源１４０制御特
性を自由に設定できることから、第５図に示すように出
力電流工１．とＩＩＩの制御特性の傾きを任意に選ぶこ
とができる。この例では可変電流源の制御特性が線形的
カ場合を示したが、非線形的な場合にも上述のような特
徴を得られることはもちろんである。

第６図は、この発明の他の実施例である。

この実施例では、電流１１３　＋　１１４　をトランジ
スタＱｌｌ、Ｑ１２　　のエミッタと電源間に接続され
た抵抗Ｒ１３，Ｒ１４を介して得るようにしている。

また、トランジスタＱｌｌ、Ｑ１２　　の共通ベースに
与えるバイアス電圧は、電源と接地電位間に接続した抵
抗Ｒ１５、ダイオードＤｌｌ、電流源２０の直列回路か
ら得ている。更に、第１、第２の可変電流源１４．１５
としては、エミッタ抵抗を有したエミッタ接地回路を用
いている。即ち、トランジスタＱ１５、抵抗Ｒ１１を第
１の可変電流源、トランジスタＱ１６、抵抗Ｒ１２を第
２の可変電流源としている。なお、第１図の回路と対応
する部分には、同じ符号を付して説明は省略する。

この回路の出力電流Ｌｓ　ｌ　ＩＩ６　　も、各トラン
ジスタのベース電流を無視すると、（７）式、（８）式
であられされることは明らかである。電流Ｌｓは、ダイ
オードＤ１１、トランジスタＱ１１、抵抗Ｒ１５、Ｒ１
３がカレントミラー回路を構成しているため、とあられ
され、電流１１４も同様にとなる。この電流１１３　ｓ　ＩＩ４　　に対して、電
流工、１′及び工８．がそれぞれ作用したとき、トラン
ジスタＱ　１１　、　Ｑ　１２　　Ｆ）　ヘ−スエミｙ
　ｌ’間電圧ｖＢＥＱ＋ｓ　１ＶＢＥＱ１６も若干変動
するが、抵抗Ｒｚ３．Ｒ１４ｏ両端にかかる電圧を充分
大きくとれば、ベースエミッタ間電位ＶＢΣの変動は無
視でき、（９）　ｔａａ式は充分精度良く成り立つ。

次に、エミッタ接地回路の出力電流Ｉｌｌ　ｔ　ＩＩＩ
については、それぞれα１）、（６）式が成立する。

Ｖ↑；ブーマル電圧、Ｉ’ｌｌ　ｔ　Ｉ！ｌｔｔ　：　
）ランジスタＱ１５．ＱＪ６　　のコレクタ飽和電流で
ある。

（６）、（６）式を電流について解くことは容易ではな
いが、数値代入法によってＶｃとＩＩＩ−ＩＩＩ！の関
係を求めることができる。

第７図、第９図に電流Ｉｌｌ　ｌ　Ｉｌｌの制御特性を
示す。第７図はＲ１１＝Ｒ１２の場合、第９図はＲ１１
〉Ｒ１２の場合である。直線的に増加する部分の傾きは
（１３）　、　（１４）式によってあられすことができ
る。

ただし”ｌ　／ｍ１．およびｐｍ＋ａ　は、トランジス
タＱ１５．Ｑ１６のトランスコンダクタンスである。

が成立する範囲（Ｖｃが太きく　Ｉ＋□、１１．が大き
いとき、またはＲ１１，ｆｔ１２　が大きいとき）は、
（１３）　、　（１４）式は（１５）　、　（１６）　
　式のようにあらゎせる。

ΔＩ、１１ｊＶｅｃ　　　Ｒ１□　　　・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・（１５）（９）、００式を（７）　
、　（８）式に代入すると、出力電流■、。

、１１．は次式のようになる。

Ｉｌｌ　ｌ　Ｌｘの制御特性の直線的に変化する部分で
の傾きは、（１５）　、　（１６）式によって与えられ
る。

第８図及び第１０図はこの回路の出力電流の制御特性を
示す。ただし、第８図は、Ｒ１３＝　ＲＪ　４であって
、電流ＩＩＩ　Ｉ　Ｉ１２　　の制御特性が第７図に示
した特性の場合、第１Ｏ図はＲ１３）　Ｒ１４（Ｉ＋４
〉１１．・・・（９）、００式による）　であって、電
流Ｉ、□。

■１□の制御特性が第９図に示した特性の場合を示して
いる。

上記した実施例においても、電流ＩＩＩ　Ｉ　Ｉｌｌは
制御電圧Ｖｃが維持されれば安定して維持され、結果と
して出力電流ｔｔｓ　ｔ　Ｉｌｌも安定したものとなる
。

また第８図、第１０図に示すように、出力電流が、ある
電流値によって制限を受けることがなく、出力電流のダ
イナミックレンジを大きくとることができる。更に、電
流ＩＩＩ　＊　ＩＩ２の制御特性を（１５）　。

（１６）式で示したように変化させることができるから
、第１０図に示すように従来回路では得られなかった、
自由度の大きい制御特性とすることができる。

第１１図は更に他の実施例である。第６図の実施例と大
部分は同じでおるが、この実施例の場合、トランジスタ
Ｑｌｌ　　のエミッタと抵抗Ｒ１３の間、トランジスタ
Ｑ１２のエミッタと抵抗Ｒ１４の間にそれぞれ抵抗Ｒ１
６，Ｒ１７が直列接続されている。

そして、抵抗ＲＪＪと抵抗Ｒ１６の接続中点にカレント
ミラー回路の出力電流を供給し、抵抗ＲＪ４と抵抗ＲＪ
７　　の接続中点にトランジスタＱ１６　　の出力電流
を供給するようにしている。

この回路の出力電流Ｉｌｌ　＋　ＩＩ８は、各トランジ
スタのベース電流を無視すると、（１９）　、　（２０
）式のようにあられせる。

（１９）　、　（２０）式によれば、第１１図の回路で
は、第６図の回路よシもさらに制御特性の自由度を大き
くとることができる。また、制御手段は第６図の回路と
同様であるから、出力電流の安定性がよいこと、出力電
流のダイナミックレンジが大きくとれること等は同様で
ある。

〔発明の効果〕

以上説明したようにこの発明によると、安定した出力電
流が得られ、出力電流のダイナミックレンジが広く、か
つ制御自由度の大きい電流差動回路を提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示す回路図、第２図、第
３図、第４図、第５図は第１図の回路の特性を説明する
のに示した特性図、第６図はこの発明の他の実施例を示
す回路図、第７図、第８図、第９図、第１０図は第６図
の回路の特性を説明するのに示した特性図、第１１図は
更にこの発明の他の実施例を示す回路図、第１２図は従
来の電３流差動回路を示す図、第１３図、第１４図、第
１５図、第１６図は第１２図の回路の特性説明するのに
示した特性図である。Ｑｌ　１−Ｑｌ　６・・・トランジスタ、１１．１２・
・・定電流源、１３・・・制御電圧入力部、’１４．１
５・・・可変電流源。

Claims

【特許請求の範囲】ベースが共通接続された一対のトランジスタと、前記ト
ランジスタの共通ベースに共通バイアス電圧を供給する
手段と、前記一対のトランジスタのそれぞれのエミッタにそれぞ
れ電流を供給する手段と、同一の制御電圧によって制御される一対の可変電流源と
、前記一対の可変電流源の一方の出力部の電流を前記一対
のトランジスタのうちの一方のトランジスタのエミッタ
に与え、前記一対の可変電流源の他方の出力部の電流を
カレントミラー回路にて反転して前記一対のトランジス
タのうち他方のトランジスタのエミッタに与える手段と
を具備し、前記一対のトランジスタのそれぞれのコレク
タより出力電流を得る構成としたことを特徴とする電流
差動回路。