JPH0659907U - 電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 車載用電装品の電源回路に関し、負荷電流の
変動による出力電圧変動を低減することを目的とする。 【構成】 入出力端子Ｔ₁₁，Ｔ₁₂間に制御トランジスタ
Ｑ₁₁が設けられ、制御トランジスタＱ₁₁のベースにその
ベース電流Ｉ_B11 を制御するトランジスタＱ₁₂が接続さ
れ、トランジスタＱ₁₂のベースには抵抗Ｒ₁₁及びツェナ
ーダイオードＺＤ ₁₁よりなる基準電圧源が接続され、ト
ランジスタＱ₁₂のエミッタにはダイオードＤ₁₁及び抵抗
Ｒ₁₂よりなる帰還回路が接続される。

Description

【考案の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】

本考案は電源回路に係り、特に車載用電装品の電源回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】

自動車には各種電装品が搭載されている。これらの電装品は車載されたバッテ リにより動作している。

【０００３】 しかし、バッテリの出力は変動しやすいため、バッテリより電装品に電源を供 給する場合、出力を安定化して供給する必要がある。

【０００４】 このため、電装品には電源回路が設けられている。

【０００５】 図８に従来の電源回路の一例の回路構成図を示す。同図中、１はバッテリ、２ は電源回路、３は負荷を示す。

【０００６】 バッテリ１は電源回路２の入力端子Ｔ_IN1 に接続され、負荷３は電源回路２の 出力端子Ｔ_OUTIに接続される。

【０００７】 電源回路２は制御トランジスタＱ₁ ，ツェナーダイオードＺＤ₁ ，抵抗Ｒ₁ よ りなる。制御トランジスタＱ₁ はＮＰＮトランジスタよりなり、コレクタは入力 端子Ｔ_IN1 ，エミッタは出力端子Ｔ_OUTI，ベースはツェナーダイオードＺＤ₁ を 介して接地される。また、制御トランジスタＱ₁ とツェナーダイオードＺＤ₁ と の接続点は抵抗Ｒ₁ を介して入力端子Ｔ_IN1 に接続される。

【０００８】 以上の構成により、ツェナーダイオードＺＤ₁ の両端の電圧Ｖ_Z 及び制御トラ ンジスタＱ₁ のベース−エミッタ間電圧Ｖ_BEが略一定となることより、出力端子 Ｔ_OUTIより出力電圧Ｖ_OUTI＝（Ｖ_Z −Ｖ_BE）を得ていた。

【０００９】 図９に従来の電源回路の他の一例の回路構成図を示す。バッテリ１は入力端子 Ｔ_IN2 ，負荷３は出力端子Ｔ_OUT2に接続される。４は電源回路を示し、制御トラ ンジスタＱ₂ ，ＮＰＮトランジスタＱ₃ ，ツェナーダイオードＺＤ₂ ，抵抗Ｒ₂ ，Ｒ₃ ，Ｒ₄ よりなる。

【００１０】 制御トランジスタＱ₂ はＰＮＰトランジスタよりなり、エミッタは入力端子Ｔ _IN2 ，コレクタは出力端子Ｔ_OUT2，ベースはＮＰＮトランジスタＱ₃ のコレクタ に接続される。抵抗Ｒ₂ は一端がツェナーダイオードＺＤ₂ のカソードに接続さ れ、他端は入力端子Ｔ_IN2 に接続される。ツェナーダイオードＺＤ₂ のアノード は接地される。抵抗Ｒ₂ 及びツェナーダイオードＺＤ₂ により基準電圧Ｖ_Z が得 られ、この基準電圧はＮＰＮトランジスタＱ₃ のベースに供給される。

【００１１】 ＮＰＮトランジスタＱ₃ のエミッタは抵抗Ｒ₃ を介して出力端子Ｔ_OUT2に接続 されると共に抵抗Ｒ₄ を介して接地されている。

【００１２】 ＮＰＮトランジスタＱ₃ により基準電圧と抵抗Ｒ₃ ，Ｒ₄ により分割された出 力電圧とを比較し、制御トランジスタＱ₂ のベース電流Ｉ_B2（Ｉ_B3）をコントロ ールし、出力電圧を一定に保持していた。

【００１３】 このときの出力電圧Ｖ_OUT を計算式で記載する。

【００１４】 まず、入力電圧Ｖ_IN2 ＞出力電圧Ｖ_OUT2のときには Ｖ_OUT2＝（Ｒ₃ ／Ｒ₄ ＋１）×（Ｖ_Z −Ｖ_BE）−Ｒ₃ ×Ｉ_B2 …（１） で表わされる。

【００１５】 また、入力電圧Ｖ_IN2 ＜出力電圧Ｖ_OUT2のときは Ｖ_OUT2＝（Ｒ₃ ／Ｒ₄ ＋１）×（Ｖ_IN2 −Ｖ_BE−Ｒ₂ ×Ｉ_B3）−Ｒ₃ ×Ｉ_B2 …（２） で表わされる。

【００１６】

【考案が解決しようとする課題】

しかるに、図８に示す電源回路は、電装品が非動作状態においても抵抗Ｒ₁ か らツェナーダイオードＺＤ１に電流が流れ続け、バッテリの寿命が低下しやすい 。また、制御トランジスタのベース−エミッタ間電圧Ｖ_BE（約0.6 〔Ｖ〕）を利 用して定電圧を得ているため、出力電圧は入力電圧から電圧Ｖ_BEだけ低下した値 だけしか得られない。このため、車載用とした場合に、エンジンスタート時にバ ッテリ電圧が低下した際、出力電圧Ｖ_OUTIが約0.6 〔Ｖ〕の電圧降下して必要以 上に電圧が低下してしまう等の問題点があった。

【００１７】 図９に示す電源回路は非動作時にはトランジスタＱ₂ ，Ｑ₃ のダーリントン接 続によりツェナーダイオードＺＤ₂ に流れる電流を低減させることはできるが、 動作時には出力電圧を抵抗により分割して、基準電圧と比較し、制御トランジス タのベース電流を制御していたため、負荷の引き込み電流が大幅に増加すると、 基準電圧源側からも電流が引き込まれてしまい、基準電圧にずれが生じ、出力電 圧を一定に保持できなくなり、このために負荷電流数ミリアンペア以下の電源回 路としてしか使用できず、また、図３に示す電源回路と同様にトランジスタＱ₃ のベース−エミッタ間電圧Ｖ_BEによる電圧低下等の問題点があった。

【００１８】 本考案は上記の点に鑑みてなされたもので、負荷電流の変動による出力電圧を 変動を減少させることができる電源回路を提供することを目的とする。

【００１９】

【課題を解決するための手段】

本考案は入出力端子間に設けられ、出力電圧を制御する制御トランジスタと、 出力電圧が帰還され、出力電圧に応じて制御トランジスタのベース電圧を制御 する制御回路とを有し、出力電圧に応じて制御トランジスタを制御し、出力電圧 を一定に保持する電源回路において、 前記出力端子と前記制御回路との間に設けられ、前記出力端子側から前記制御 回路側へ向う方向が順方向に接続された整流素子を具備してなる。

【００２０】

【作用】

出力端子と制御回路とは出力端子から制御回路へ向う方向が順方向となるよう に接続された整流素子を介して接続されており、この整流素子の特性により出力 端子の電圧変動に応じて制御トランジスタの制御電流が大きく変動し、制御トラ ンジスタを制御することができるため、出力電圧の変動を小さくできる。

【００２１】 また、負荷電流が増大した場合でも整流素子により制御回路内の電流が出力端 子に引き込まれることがなくなる。

【００２２】

【実施例】

図１は本考案の一実施例の回路構成図を示す。同図中、１１は電源回路、１２ はバッテリ、１３は負荷を示す。バッテリ１２は電源回路１１の入力端子Ｔ₁₁に 接続され、負荷１３は電源回路１１の出力端子Ｔ₁₂に接続される。

【００２３】 電源回路１１は制御トランジスタＱ₁₁，制御回路１１ａ，帰還ダイオードＤ₁₁ よりなる。制御トランジスタＱ₁₁はＰＮＰトランジスタよりなり、エミッタは入 力端子Ｔ₁₁，コレクタは出力端子Ｔ₁₂，ベースは制御回路１１ａの制御端子Ｔ₁₃ に接続される。

【００２４】 制御回路１１ａはＮＰＮトランジスタＱ₁₂，抵抗Ｒ₁₁，Ｒ₁₂，ツェナーダイオ ードＺＤ₁₁よりなる。

【００２５】 ツェナーダイオードＺＤ₁₁のカソードは抵抗Ｒ₁₁を介して、入力端子Ｔ₁₁に接 続され、アノードは接地される。このため、ツェナーダイオードＺＤ₁₁にはバッ テリ１２より電流が供給され、カソード−アノード間に基準電圧（ツェナー電圧 ）Ｖ_Z が生じる。このとき、抵抗Ｒ₁₁はバッテリ１２からの電流を制限する。

【００２６】 ＮＰＮトランジスタＱ₁₂のコレクタは制御端子Ｔ₁₃に接続され、エミッタは抵 抗Ｒ₁₂を介して接地され、ベースは抵抗Ｒ₁₁とツェナーダイオードＺＤ₁₁との接 続点に接続される。

【００２７】 ＮＰＮトランジスタＱ₁₂はツェナーダイオードＺＤ₁₁により生じた基準電圧Ｖ _Z によりオンし、コレクタからエミッタに電流Ｉ_E12 （Ｉ_B11 ）が流れる。

【００２８】 このとき、電流Ｉ_E12 （Ｉ_B11 ）はＮＰＮトランジスタＱ₁₂のベース−エミッ タ間に流れる電流Ｉ_B12 のＮＰＮトランジスタＱ₁₂の電流増幅率ｈ_FE倍が上限と なる。

【００２９】 ＮＰＮトランジスタＱ₁₂がオンすることにより制御トランジスタＱ₁₁がオンし 、出力端子Ｔ₁₂に電流Ｉ_C11 が流れる。

【００３０】 また、ＮＰＮトランジスタＱ₁₂のエミッタと出力端子Ｔ₁₂との間にはダイオー ドＤ₁₁が接続される。ダイオードＤ₁₁はアノードが出力端子Ｔ₁₂側、カソードが ＮＰＮトランジスタＱ₁₂のエミッタ側に接続される。図２にダイオードの順電流 −順電圧特性図を示す。図２に示すようにダイオードＤ₁₁は順方向ではわずかな 電圧変動に対して電流が大きく変動することがわかる。本実施例ではダイオード Ｄ₁₁は出力端子Ｔ₁₂からＮＰＮトランジスタＱ₁₂のエミッタ側へ向う方向が順方 向となるため、出力電圧Ｖ_OUT の変動に応じて、ＮＰＮトランジスタＱ₁₂のエミ ッタ側へ流れる電流が大きく変動することになる。

【００３１】 次に回路の動作を説明する。

【００３２】 負荷１３の引き込み電流が上昇し、電源出力が低下しようとした場合には、ダ イオードＤ₁₁の順方向電流Ｉ_f が減少するが、抵抗Ｒ₁₂に印加される電圧は（Ｖ _Z −Ｖ_BE）で規定されているためトランジスタＱ₁₂のエミッタ電流Ｉ_E12 （Ｉ_{B1 1} ）が増加し、したがって、トランジスタＱ₁₁のオン抵抗が低減し、出力電流Ｉ _C11 をさらに供給できるように動作する。

【００３３】 また、逆に負荷１３の引き込み電流が低下した場合にはダイオードＤ₁₁の順方 向電流Ｉ_f が上昇するが、抵抗Ｒ₁₂に印加される電圧は（Ｖ_Z −Ｖ_BE）で規定さ れているため、トランジスタＱ₁₂のエミッタ電流Ｉ_E12 （Ｉ_B11 ）が低下し、し たがって、トランジスタＱ₁₁のオン抵抗が増加し、出力電流Ｉ_C11 を抑制する動 作となる。

【００３４】 このとき、出力電圧Ｖ_OUT を計算式で記載すると 入力電圧Ｖ_IN＞出力電圧Ｖ_OUT のときには Ｖ_OUT ＝Ｖ_Z −Ｖ_BE＋Ｖ_f …（３） で表わされる。

【００３５】 また、入力電圧Ｖ_IN＜出力電圧Ｖ_OUT のときには Ｖ_OUT ＝Ｖ_IN−Ｖ_BE＋Ｖ_f −Ｒ₁₁×Ｉ_B12 …（４） で表わされる。

【００３６】 以上の式(3),(4) を従来の電源回路の出力電圧の式(1),(2) と比較すると、抵 抗やトランジスタ等の誤差の要因が少ないことがわかる。

【００３７】 図３（Ａ）にバッテリー電圧である入力電圧Ｖ_INを13.5Ｖとした場合の出力電 圧Ｖ_OUT の負荷特性図を示す。

【００３８】 同図中、実線は本実施例の回路の特性、破線は図１０に示す従来の電源回路の 特性を示す。図３（Ａ）に示すように本実施例によれば、従来の回路構成に比較 して、引き込み電流の上昇による出力電圧の変化は、約1/2 に抑えられている。 図３（Ｂ）に出力電圧Ｖ_OUT が低電圧時（４〔Ｖ〕）のときの負荷特性図を示 す。

【００３９】 同図中、実線は本実施例、破線は図９に示す従来例の特性を示す。

【００４０】 図３（Ｂ）に示すように、従来の回路構成に比較して、出力電圧Ｖ_OUT が高い レベルにあり、車両の瞬間的なバッテリー電圧低下、例えば古いバッテリーを使 用して、低温状態でのエンジンスタートした場合等における優位性が認められる 。

【００４１】 また、ダイオードＤ₁₁はＮＰＮトランジスタＱ₁₂と組み合わせた場合の温度特 性が打ち消し合う方向に働くため、非常に良好な温度特性を持つ電源回路を構成 できる。

【００４２】 又、負荷１３の引き込み電流が設計値に対して、極端に上昇した場合（ショー ト、部品誤挿入等）ダイオードＤ₁₁がオフとなりダイオードＤ₁₁には電流は流れ ず、トランジスタＱ₁₂のエミッタ電流Ｉ_E12 のみとなるが抵抗Ｒ₁₂の印加電圧が （Ｖ_Z −Ｖ_BE）で一定であることからＩ_E12 （Ｉ_B11 ）は規制されてＮＰＮトラ ンジスタＱ₁₂に大電流が流れることはなく、出力電圧Ｖ_OUT は低下する。したが って、トランジスタを破壊してしまうことがない。

【００４３】 以上に述べた本実施例の特徴は負荷変動に対して帰還電流の変化が大きいこと に起因している。以下図４乃至図７と共にその動作を述べる。

【００４４】 図４に本考案の一実施例のダイオードＤ₁₁に流れる電流の特性図、図５に本考 案の一実施例の抵抗Ｒ₁₂に流れる電流の特性図、図６に本発明の一実施例のトラ ンジスタＱ₁₂に流れる電流の特性図、図７に本考案の一実施例の出力電圧特性図 を示す。

【００４５】 図４に実線で示すように負荷抵抗の変動により出力電圧が変動し、図２に示す ダイオードの特性に基づいて負荷抵抗のわずかな変動に対してもダイオードＤ₁₁ の順電流Ｉ_f （帰還電流）は図４に破線で示す従来の特性に比べ大きく変動する ことがわかる。また、このとき、逆方向電流は流れないことがわかる。

【００４６】 このため、トランジスタＱ₁₂に流れる電流Ｉ_E12 は図６に破線で示すように負 荷抵抗が低抵抗のときには一定値に制限していることがわかる。このため、ＮＰ ＮトランジスタＱ₁₂等の素子を破壊することがない。

【００４７】 また、図４乃至図６の特性によれば、出力電圧は負荷抵抗にたいして図７に実 線で示すように図７に破線で示す従来の特性に比べ小さな負荷抵抗から大きな負 荷抵抗まで変動の少ない一定した出力電圧が得られることがわる。

【００４８】 以上のように、負荷電流の変動に対する出力電圧の変動が1/2 に低減され、低 電圧の入力電圧であっても出力電圧の低下が少なく、良好な温度特性の電源を得 られるため、特に過酷な環境での使用条件が要求される自動車等に対して有効に 活用が出来る。

【００４９】 又組立時の部品誤挿入、誤組み付けや半田ブリッジ等による過電流に対しても 素子を保護する機能を合わせ持つ等非常に優れた回路でありながら、構成として は従来の抵抗１個がダイオード１個に変更されただけであるため、スペース的に もコスト的にも従来の電源回路とほとんど変わらずに実現可能である。

【００５０】

【考案の効果】

上述の如く、本考案によれば、負荷電流が変動して出力電圧が変動すると整流 素子の特性として、制御回路の動作電流に大きな変化を生じさせることができる ため、微少な出力電圧の変動に対しても、負荷電流の変動による出力電圧の変動 を低減できる等の特長を有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本考案の一実施例の回路構成図である。

【図２】ダイオードの順電圧−順電流特性図である。

【図３】本考案の一実施例の負荷−出力特性図で、
（Ａ）は入力電圧Ｖ_IN＝13.5〔Ｖ〕の時、（Ｂ）は入力
電圧Ｖ_IN＝４〔Ｖ〕の時の特性である。

【図４】本考案の一実施例の帰還電流特性図である。

【図５】本考案の一実施例の基準電圧特性図である。

【図６】本考案の一実施例の制御電流特性図である。

【図７】本考案の一実施例の出力電圧特性図である。

【図８】従来の一例の回路構成図である。

【図９】従来の他の一例の回路構成図である。

【符号の説明】

１１ 電源回路 １２ バッテリ １３ 負荷 Ｑ₁₁ 制御トランジスタ １１ａ 制御回路 Ｄ₁₁ ダイオード

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 【請求項１】 入出力端子間に設けられ、出力電圧を制
   御する制御トランジスタと、 該出力電圧が帰還され、該出力電圧に応じて該制御トラ
   ンジスタのベース電圧を制御する制御回路とを有し、該
   出力電圧に応じて該制御トランジスタを制御し、該出力
   電圧を一定に保持する電源回路において、 前記出力端子と前記制御回路との間に設けられ、前記出
   力端子側から前記制御回路側へ向う方向が順方向に接続
   された整流素子を具備してなる電源回路。