JP2000295843A - スイッチング電源回路 - Google Patents
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- 230000006378 damage Effects 0.000 abstract description 4
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
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- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000003213 activating effect Effects 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
- H02M3/3385—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current
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- H—ELECTRICITY
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 制御回路またはスイッチング素子の制御端子
に流れ込む電流を一定にすることができるとともに、損
失をさらに少なくすることができ、さらに出力短絡時の
スイッチング素子の破損を防止することのできるスイッ
チング電源回路を提供する。 【解決手段】 トランス３の１次巻線４の一端と、制御
回路８と整流回路２２の接続点との間に、定電流回路２
１を接続して構成する。 【効果】 １次巻線に直流電圧を印加する直流電源の電
圧の変化によらず、制御回路に流れ込むバイアス電流を
一定にしてスイッチング電源回路の起動時間を一定にす
ることができる。また、起動抵抗を用いる方法に比べ
て、スイッチング電源回路の損失を少なくすることがで
きる。また、直流電源の電圧が高いときに出力が短絡さ
れても、スイッチング素子の破損を防止することができ
る。
に流れ込む電流を一定にすることができるとともに、損
失をさらに少なくすることができ、さらに出力短絡時の
スイッチング素子の破損を防止することのできるスイッ
チング電源回路を提供する。 【解決手段】 トランス３の１次巻線４の一端と、制御
回路８と整流回路２２の接続点との間に、定電流回路２
１を接続して構成する。 【効果】 １次巻線に直流電圧を印加する直流電源の電
圧の変化によらず、制御回路に流れ込むバイアス電流を
一定にしてスイッチング電源回路の起動時間を一定にす
ることができる。また、起動抵抗を用いる方法に比べ
て、スイッチング電源回路の損失を少なくすることがで
きる。また、直流電源の電圧が高いときに出力が短絡さ
れても、スイッチング素子の破損を防止することができ
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、低損失で過電流特
性を改善したスイッチング電源回路に関する。
性を改善したスイッチング電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図９に、従来のスイッチング電源回路を
示す。図９において、スイッチング電源回路１は自励式
のスイッチング電源回路で、直流電源２、トランス３、
トランス３に巻かれた１次巻線４、２次巻線５および帰
還巻線６、スイッチング素子であるＦＥＴ７、制御回路
８、整流回路９、起動抵抗１０から構成されている。こ
こで、１次巻線４の一端は直流電源２の一端に接続さ
れ、他端はＦＥＴ７を直列に介して直流電源２の他端に
接続されている。また、帰還巻線６の一端は制御回路８
を介してＦＥＴ７の制御端子であるゲート７ａに接続さ
れている。また、整流回路９は２次巻線５に接続されて
いる。そして、１次巻線４の一端は起動抵抗１０を介し
てＦＥＴ７のゲート７ａと制御回路８との接続点に接続
されている。ここで、起動抵抗１０の抵抗値は直流電源
２の電圧にもよるが、例えば直流電源２の電圧が１４０
Ｖであれば３９０ｋΩ程度となる。
示す。図９において、スイッチング電源回路１は自励式
のスイッチング電源回路で、直流電源２、トランス３、
トランス３に巻かれた１次巻線４、２次巻線５および帰
還巻線６、スイッチング素子であるＦＥＴ７、制御回路
８、整流回路９、起動抵抗１０から構成されている。こ
こで、１次巻線４の一端は直流電源２の一端に接続さ
れ、他端はＦＥＴ７を直列に介して直流電源２の他端に
接続されている。また、帰還巻線６の一端は制御回路８
を介してＦＥＴ７の制御端子であるゲート７ａに接続さ
れている。また、整流回路９は２次巻線５に接続されて
いる。そして、１次巻線４の一端は起動抵抗１０を介し
てＦＥＴ７のゲート７ａと制御回路８との接続点に接続
されている。ここで、起動抵抗１０の抵抗値は直流電源
２の電圧にもよるが、例えば直流電源２の電圧が１４０
Ｖであれば３９０ｋΩ程度となる。
【０００３】このように構成されたスイッチング電源回
路１において、まず、直流電源２から起動抵抗１０を介
してＦＥＴ７のゲート７ａにバイアス電流が流れ込む。
ＦＥＴのゲート−ソース間には内部容量があるため、ゲ
ート７ａの電位は一定の時間をかけて上昇し、ＦＥＴの
しきい値を越えた時点でＦＥＴ７が導通し、１次巻線４
に電流が流れ始める。この後は制御回路８によってＦＥ
Ｔ７が導通と遮断を繰り返し、これによって２次巻線５
に交流電圧が誘起され、これを整流回路９で整流するこ
とによって直流電圧の出力が得られる。
路１において、まず、直流電源２から起動抵抗１０を介
してＦＥＴ７のゲート７ａにバイアス電流が流れ込む。
ＦＥＴのゲート−ソース間には内部容量があるため、ゲ
ート７ａの電位は一定の時間をかけて上昇し、ＦＥＴの
しきい値を越えた時点でＦＥＴ７が導通し、１次巻線４
に電流が流れ始める。この後は制御回路８によってＦＥ
Ｔ７が導通と遮断を繰り返し、これによって２次巻線５
に交流電圧が誘起され、これを整流回路９で整流するこ
とによって直流電圧の出力が得られる。
【０００４】ところで、このスイッチング電源回路１に
おいて、直流電源２の電圧は必ずしも一定ではなく、変
動する可能性がある。例えば、直流電源２の電圧が低く
なると、起動抵抗１０を介してＦＥＴ７のゲート７ａに
流れ込む電流が少なくなるため、ＦＥＴ７が導通するま
での時間が長くなり、スイッチング電源１の起動時間が
長くなる。逆に、直流電源２の電圧が高くなると、起動
抵抗１０を介してＦＥＴ７のゲート７ａに流れ込む電流
が多くなるため、ＦＥＴ７が導通するまでの時間が短く
なり、スイッチング電源１の起動時間が短くなる。さら
に、起動抵抗１０を流れる電流が多くなるため起動抵抗
１０における損失が大きくなる。通常は直流電源２の電
圧が低くても一定の起動時間でＦＥＴが導通するように
設計する必要があるため、起動抵抗１０の値は比較的低
い値に設定される。そのため、直流電源２の電圧が高い
ときだけでなく、平均的な電圧の時でも起動抵抗に流れ
る電流が大きくなり、それによる損失はかなり大きなも
のになる。
おいて、直流電源２の電圧は必ずしも一定ではなく、変
動する可能性がある。例えば、直流電源２の電圧が低く
なると、起動抵抗１０を介してＦＥＴ７のゲート７ａに
流れ込む電流が少なくなるため、ＦＥＴ７が導通するま
での時間が長くなり、スイッチング電源１の起動時間が
長くなる。逆に、直流電源２の電圧が高くなると、起動
抵抗１０を介してＦＥＴ７のゲート７ａに流れ込む電流
が多くなるため、ＦＥＴ７が導通するまでの時間が短く
なり、スイッチング電源１の起動時間が短くなる。さら
に、起動抵抗１０を流れる電流が多くなるため起動抵抗
１０における損失が大きくなる。通常は直流電源２の電
圧が低くても一定の起動時間でＦＥＴが導通するように
設計する必要があるため、起動抵抗１０の値は比較的低
い値に設定される。そのため、直流電源２の電圧が高い
ときだけでなく、平均的な電圧の時でも起動抵抗に流れ
る電流が大きくなり、それによる損失はかなり大きなも
のになる。
【０００５】このような問題に対して、実開昭６１−１
３５８６号公報や特開平１０−１０８４６２号公報で、
起動抵抗とスイッチング素子の制御端子の間に定電流回
路を設ける構成が開示されている。起動抵抗とスイッチ
ング素子の制御端子の間に定電流回路を設けることによ
って、直流電源の電圧の変化によらず、スイッチング素
子の制御端子に流れ込むバイアス電流を一定にすること
ができ、スイッチング電源の起動時間と起動抵抗におけ
る損失を一定にすることができる。
３５８６号公報や特開平１０−１０８４６２号公報で、
起動抵抗とスイッチング素子の制御端子の間に定電流回
路を設ける構成が開示されている。起動抵抗とスイッチ
ング素子の制御端子の間に定電流回路を設けることによ
って、直流電源の電圧の変化によらず、スイッチング素
子の制御端子に流れ込むバイアス電流を一定にすること
ができ、スイッチング電源の起動時間と起動抵抗におけ
る損失を一定にすることができる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、起動抵
抗とスイッチング素子の制御端子の間に定電流回路を設
ける構成においては、バイアス電流が起動抵抗を流れる
ため、起動抵抗における損失は無くすことができないと
いう問題がある。また、直流電源の電圧が高く、出力が
短絡されているときに、バイアス電流が多いためにスイ
ッチング素子の起動時間が短くなって、スイッチング素
子が発熱し、破損しやすくなるという問題がある。
抗とスイッチング素子の制御端子の間に定電流回路を設
ける構成においては、バイアス電流が起動抵抗を流れる
ため、起動抵抗における損失は無くすことができないと
いう問題がある。また、直流電源の電圧が高く、出力が
短絡されているときに、バイアス電流が多いためにスイ
ッチング素子の起動時間が短くなって、スイッチング素
子が発熱し、破損しやすくなるという問題がある。
【０００７】そこで、本発明では、スイッチング素子の
制御端子に流れ込む電流を一定にすることができるとと
もに、損失をさらに少なくすることができ、さらに出力
短絡時のスイッチング素子の破損を防止することのでき
るスイッチング電源回路を提供する。
制御端子に流れ込む電流を一定にすることができるとと
もに、損失をさらに少なくすることができ、さらに出力
短絡時のスイッチング素子の破損を防止することのでき
るスイッチング電源回路を提供する。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明のスイッチング電源回路は、１次巻線および
２次巻線および帰還巻線を有するトランスと、一端が前
記１次巻線の一端に接続された直流電源と、該直流電源
の他端と前記１次巻線の他端との間に直列に接続された
スイッチング素子と、該スイッチング素子の制御端子と
前記帰還巻線との間に設けられた制御回路と、前記２次
巻線に接続された整流回路と、前記１次巻線の一端と前
記制御回路もしくは前記スイッチング素子の制御端子と
の間に設けられた定電流回路とを備えたことを特徴とす
る。
に、本発明のスイッチング電源回路は、１次巻線および
２次巻線および帰還巻線を有するトランスと、一端が前
記１次巻線の一端に接続された直流電源と、該直流電源
の他端と前記１次巻線の他端との間に直列に接続された
スイッチング素子と、該スイッチング素子の制御端子と
前記帰還巻線との間に設けられた制御回路と、前記２次
巻線に接続された整流回路と、前記１次巻線の一端と前
記制御回路もしくは前記スイッチング素子の制御端子と
の間に設けられた定電流回路とを備えたことを特徴とす
る。
【０００９】このように構成することにより、本発明の
スイッチング電源回路は、直流電源の電圧の変化によら
ず、制御回路もしくはスイッチング素子の制御端子に流
れ込む電流を一定にすることができるとともに、スイッ
チング電源回路の損失をさらに少なくすることができ
る。また、出力短絡時のスイッチング素子の破損を防止
することができる。
スイッチング電源回路は、直流電源の電圧の変化によら
ず、制御回路もしくはスイッチング素子の制御端子に流
れ込む電流を一定にすることができるとともに、スイッ
チング電源回路の損失をさらに少なくすることができ
る。また、出力短絡時のスイッチング素子の破損を防止
することができる。
【００１０】
【発明の実施の形態】図１に、本発明のスイッチング電
源回路の一実施例を示す。図１において、図９と同一も
しくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略
する。
源回路の一実施例を示す。図１において、図９と同一も
しくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略
する。
【００１１】図１において、スイッチング電源回路２０
は他励式のスイッチング電源回路で、帰還巻線６と制御
回路８の間には制御回路用の直流電圧を供給するための
整流回路２２が接続されている。そして、１次巻線４の
一端と、整流回路２２と制御回路８の接続点との間に
は、制御回路８に起動用のバイアス電流を流すための定
電流回路２１が接続されている。これは、他励式のスイ
ッチング電源回路の場合は、まず制御回路８に含まれる
発振器を起動する必要があるため、制御回路８にバイア
ス電流を供給するように構成されているものである。な
お、ここでの定電流回路とは、常にほぼ一定の電流を流
すことのできる回路という意味である。
は他励式のスイッチング電源回路で、帰還巻線６と制御
回路８の間には制御回路用の直流電圧を供給するための
整流回路２２が接続されている。そして、１次巻線４の
一端と、整流回路２２と制御回路８の接続点との間に
は、制御回路８に起動用のバイアス電流を流すための定
電流回路２１が接続されている。これは、他励式のスイ
ッチング電源回路の場合は、まず制御回路８に含まれる
発振器を起動する必要があるため、制御回路８にバイア
ス電流を供給するように構成されているものである。な
お、ここでの定電流回路とは、常にほぼ一定の電流を流
すことのできる回路という意味である。
【００１２】ここで、図２に、定電流回路２１の詳細な
構成を示す。図２において、定電流回路２１は、１次巻
線４（図示せず）の一端に抵抗Ｒａの一端を接続し、抵
抗Ｒａの他端にＰＮＰ型のトランジスタＴｒ１のエミッ
タを接続し、トランジスタＴｒ１のコレクタに抵抗Ｒｂ
の一端を接続し、抵抗Ｒｂの他端を制御回路８（図示せ
ず）に接続し、カソードを１次巻線４（図示せず）の一
端に接続したツェナーダイオードＺＤ１のアノードをト
ランジスタＴｒ１のベースに接続し、トランジスタＴｒ
１のコレクタとベースの間に抵抗Ｒｃを接続して構成さ
れている。
構成を示す。図２において、定電流回路２１は、１次巻
線４（図示せず）の一端に抵抗Ｒａの一端を接続し、抵
抗Ｒａの他端にＰＮＰ型のトランジスタＴｒ１のエミッ
タを接続し、トランジスタＴｒ１のコレクタに抵抗Ｒｂ
の一端を接続し、抵抗Ｒｂの他端を制御回路８（図示せ
ず）に接続し、カソードを１次巻線４（図示せず）の一
端に接続したツェナーダイオードＺＤ１のアノードをト
ランジスタＴｒ１のベースに接続し、トランジスタＴｒ
１のコレクタとベースの間に抵抗Ｒｃを接続して構成さ
れている。
【００１３】このように構成された定電流回路２１にお
いて、トランジスタＴｒ１のエミッタ−ベース間電圧を
Ｖｂｅとし、ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧
をＶｚとすると、抵抗Ｒｂには抵抗Ｒａとトランジスタ
Ｔｒ１のエミッタ−コレクタ間を介して、約（Ｖｚ−Ｖ
ｂｅ）／Ｒａの大きさの定電流が流れる。なお、抵抗Ｒ
ｃにも電流は流れるが、抵抗Ｒｂに流れる電流に比べれ
ば２桁程度小さいため無視できる。
いて、トランジスタＴｒ１のエミッタ−ベース間電圧を
Ｖｂｅとし、ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧
をＶｚとすると、抵抗Ｒｂには抵抗Ｒａとトランジスタ
Ｔｒ１のエミッタ−コレクタ間を介して、約（Ｖｚ−Ｖ
ｂｅ）／Ｒａの大きさの定電流が流れる。なお、抵抗Ｒ
ｃにも電流は流れるが、抵抗Ｒｂに流れる電流に比べれ
ば２桁程度小さいため無視できる。
【００１４】このように、スイッチング電源回路２０に
おいては、１次巻線４の一端と制御回路８の間に定電流
回路２１を接続することによって、直流電源２の電圧の
変化によらず、制御回路８に流れ込むバイアス電流を一
定にすることができる。そして、制御回路８に流れ込む
バイアス電流を一定にすることによって、ＦＥＴ７のス
イッチング条件が一定になり、スイッチング電源回路２
０の起動時間を一定にすることができる。しかも、スイ
ッチング電源回路２０においては、起動抵抗が存在しな
いため、起動抵抗を流れる電流による損失を無くするこ
とができる。なお、定電流回路２１の抵抗Ｒａと抵抗Ｒ
ｂにはバイアス電流が流れるが、まず抵抗Ｒａはツェナ
ーダイオードＺＤ１のツェナー電圧Ｖｚに依存して、例
えば３０ｋΩ程度である。また、抵抗Ｒｂは直流電源２
の電圧に依存し、数１０ｋΩ程度である。そのため、抵
抗Ｒａや抵抗Ｒｂの値はスイッチング電源回路１におけ
る起動抵抗１０に比べて十分に小さい値であり、バイア
ス電流が等しければ抵抗Ｒａや抵抗Ｒｂにおける損失も
十分に小さくなる。
おいては、１次巻線４の一端と制御回路８の間に定電流
回路２１を接続することによって、直流電源２の電圧の
変化によらず、制御回路８に流れ込むバイアス電流を一
定にすることができる。そして、制御回路８に流れ込む
バイアス電流を一定にすることによって、ＦＥＴ７のス
イッチング条件が一定になり、スイッチング電源回路２
０の起動時間を一定にすることができる。しかも、スイ
ッチング電源回路２０においては、起動抵抗が存在しな
いため、起動抵抗を流れる電流による損失を無くするこ
とができる。なお、定電流回路２１の抵抗Ｒａと抵抗Ｒ
ｂにはバイアス電流が流れるが、まず抵抗Ｒａはツェナ
ーダイオードＺＤ１のツェナー電圧Ｖｚに依存して、例
えば３０ｋΩ程度である。また、抵抗Ｒｂは直流電源２
の電圧に依存し、数１０ｋΩ程度である。そのため、抵
抗Ｒａや抵抗Ｒｂの値はスイッチング電源回路１におけ
る起動抵抗１０に比べて十分に小さい値であり、バイア
ス電流が等しければ抵抗Ｒａや抵抗Ｒｂにおける損失も
十分に小さくなる。
【００１５】また、スイッチング電源回路２０において
は、直流電源２の電圧が高いときに整流回路９の出力が
短絡されても、制御回路８に流れ込むバイアス電流が一
定であるため、制御回路８やスイッチング素子であるＦ
ＥＴ７の起動時間が短縮されることが無い。そのため、
ＦＥＴ７が必要以上に発熱することが無く、ＦＥＴ７の
破損を防止することができる。
は、直流電源２の電圧が高いときに整流回路９の出力が
短絡されても、制御回路８に流れ込むバイアス電流が一
定であるため、制御回路８やスイッチング素子であるＦ
ＥＴ７の起動時間が短縮されることが無い。そのため、
ＦＥＴ７が必要以上に発熱することが無く、ＦＥＴ７の
破損を防止することができる。
【００１６】図３に、本発明のスイッチング電源回路に
用いられる定電流回路の別の実施例を示す。図３におい
て、定電流回路２３は、１次巻線４（図示せず）の一端
にＮＰＮ型のトランジスタＴｒ２のコレクタを接続し、
トランジスタＴｒ２のエミッタを抵抗Ｒｄを介して制御
回路８（図示せず）に接続し、トランジスタＴｒ２のコ
レクタ−ベース間に抵抗Ｒｅを接続し、トランジスタＴ
ｒ２のベースにツェナーダイオードＺＤ２のカソードを
接続し、ツェナーダイオードＺＤ２のアノードを制御回
路８（図示せず）に接続して構成されている。
用いられる定電流回路の別の実施例を示す。図３におい
て、定電流回路２３は、１次巻線４（図示せず）の一端
にＮＰＮ型のトランジスタＴｒ２のコレクタを接続し、
トランジスタＴｒ２のエミッタを抵抗Ｒｄを介して制御
回路８（図示せず）に接続し、トランジスタＴｒ２のコ
レクタ−ベース間に抵抗Ｒｅを接続し、トランジスタＴ
ｒ２のベースにツェナーダイオードＺＤ２のカソードを
接続し、ツェナーダイオードＺＤ２のアノードを制御回
路８（図示せず）に接続して構成されている。
【００１７】このように構成された定電流回路２３にお
いて、トランジスタＴｒ２のエミッタ−ベース間電圧を
Ｖｂｅとし、ツェナーダイオードＺＤ２のツェナー電圧
をＶｚとすると、抵抗ＲｄにはトランジスタＴｒ２のコ
レクタ−エミッタ間を介して、約（Ｖｚ−Ｖｂｅ）／Ｒ
ｄの大きさの定電流が流れる。なお、抵抗Ｒｅにも電流
は流れるが、抵抗Ｒｄに流れる電流に比べれば２桁程度
小さいため無視できる。また、抵抗Ｒｄの値はスイッチ
ング電源回路１における起動抵抗１０に比べて十分に小
さい値であり、抵抗Ｒｄにおける損失も十分に小さくな
る。
いて、トランジスタＴｒ２のエミッタ−ベース間電圧を
Ｖｂｅとし、ツェナーダイオードＺＤ２のツェナー電圧
をＶｚとすると、抵抗ＲｄにはトランジスタＴｒ２のコ
レクタ−エミッタ間を介して、約（Ｖｚ−Ｖｂｅ）／Ｒ
ｄの大きさの定電流が流れる。なお、抵抗Ｒｅにも電流
は流れるが、抵抗Ｒｄに流れる電流に比べれば２桁程度
小さいため無視できる。また、抵抗Ｒｄの値はスイッチ
ング電源回路１における起動抵抗１０に比べて十分に小
さい値であり、抵抗Ｒｄにおける損失も十分に小さくな
る。
【００１８】図４に、本発明のスイッチング電源回路に
用いられる定電流回路のさらに別の実施例を示す。図４
において、定電流回路２４は、１次巻線４（図示せず）
の一端にＮＰＮ型のトランジスタＴｒ３のコレクタを接
続し、トランジスタＴｒ３のエミッタを抵抗Ｒｆを介し
て制御回路８（図示せず）に接続し、トランジスタＴｒ
３のコレクタ−ベース間に抵抗Ｒｇを接続し、トランジ
スタＴｒ３のベースにＮＰＮ型のトランジスタＴｒ４の
コレクタを接続し、トランジスタＴｒ４のベースをトラ
ンジスタＴｒ３のエミッタに接続し、トランジスタＴｒ
４のエミッタを制御回路８（図示せず）に接続して構成
されている。
用いられる定電流回路のさらに別の実施例を示す。図４
において、定電流回路２４は、１次巻線４（図示せず）
の一端にＮＰＮ型のトランジスタＴｒ３のコレクタを接
続し、トランジスタＴｒ３のエミッタを抵抗Ｒｆを介し
て制御回路８（図示せず）に接続し、トランジスタＴｒ
３のコレクタ−ベース間に抵抗Ｒｇを接続し、トランジ
スタＴｒ３のベースにＮＰＮ型のトランジスタＴｒ４の
コレクタを接続し、トランジスタＴｒ４のベースをトラ
ンジスタＴｒ３のエミッタに接続し、トランジスタＴｒ
４のエミッタを制御回路８（図示せず）に接続して構成
されている。
【００１９】このように構成された定電流回路２４にお
いて、トランジスタＴｒ４のエミッタ−ベース間電圧を
Ｖｂｅとすると、抵抗ＲｆにはトランジスタＴｒ３のコ
レクタ−エミッタ間を介して、約Ｖｂｅ／Ｒｆの大きさ
の定電流が流れる。なお、抵抗Ｒｇにも電流は流れる
が、抵抗Ｒｆに流れる電流に比べれば２桁程度小さいた
め無視できる。また、抵抗Ｒｆの値はスイッチング電源
回路１における起動抵抗１０に比べて十分に小さい値で
あり、抵抗Ｒｆにおける損失も十分に小さくなる。
いて、トランジスタＴｒ４のエミッタ−ベース間電圧を
Ｖｂｅとすると、抵抗ＲｆにはトランジスタＴｒ３のコ
レクタ−エミッタ間を介して、約Ｖｂｅ／Ｒｆの大きさ
の定電流が流れる。なお、抵抗Ｒｇにも電流は流れる
が、抵抗Ｒｆに流れる電流に比べれば２桁程度小さいた
め無視できる。また、抵抗Ｒｆの値はスイッチング電源
回路１における起動抵抗１０に比べて十分に小さい値で
あり、抵抗Ｒｆにおける損失も十分に小さくなる。
【００２０】図５に、本発明のスイッチング電源回路に
用いられる定電流回路のさらに別の実施例を示す。図５
において、定電流回路２５は、１次巻線４（図示せず）
の一端に抵抗Ｒｈの一端を接続し、抵抗Ｒｈの他端をＰ
ＮＰ型のトランジスタＴｒ５のエミッタに接続し、トラ
ンジスタＴｒ５のコレクタを抵抗Ｒｉを介して制御回路
８（図示せず）に接続し、抵抗Ｒｈの一端にＰＮＰ型の
トランジスタＴｒ６のエミッタを接続し、トランジスタ
Ｔｒ６のベースを抵抗Ｒｈの他端に接続し、トランジス
タＴｒ６のコレクタをトランジスタＴｒ５のベースに接
続し、トランジスタＴｒ５のコレクタ−ベース間に抵抗
Ｒｊを接続して構成されている。
用いられる定電流回路のさらに別の実施例を示す。図５
において、定電流回路２５は、１次巻線４（図示せず）
の一端に抵抗Ｒｈの一端を接続し、抵抗Ｒｈの他端をＰ
ＮＰ型のトランジスタＴｒ５のエミッタに接続し、トラ
ンジスタＴｒ５のコレクタを抵抗Ｒｉを介して制御回路
８（図示せず）に接続し、抵抗Ｒｈの一端にＰＮＰ型の
トランジスタＴｒ６のエミッタを接続し、トランジスタ
Ｔｒ６のベースを抵抗Ｒｈの他端に接続し、トランジス
タＴｒ６のコレクタをトランジスタＴｒ５のベースに接
続し、トランジスタＴｒ５のコレクタ−ベース間に抵抗
Ｒｊを接続して構成されている。
【００２１】このように構成された定電流回路２５にお
いて、トランジスタＴｒ６のエミッタ−ベース間電圧を
Ｖｂｅとすると、抵抗Ｒｉには抵抗Ｒｈとトランジスタ
Ｔｒ５のエミッタ−コレクタ間を介して、約Ｖｂｅ／Ｒ
ｈの大きさの定電流が流れる。なお、抵抗Ｒｊにも電流
は流れるが、抵抗Ｒｈに流れる電流に比べれば２桁程度
小さいため無視できる。また、抵抗Ｒｈや抵抗Ｒｉの値
はスイッチング電源回路１における起動抵抗１０に比べ
て十分に小さい値であり、抵抗Ｒｈや抵抗Ｒｉにおける
損失も十分に小さくなる。
いて、トランジスタＴｒ６のエミッタ−ベース間電圧を
Ｖｂｅとすると、抵抗Ｒｉには抵抗Ｒｈとトランジスタ
Ｔｒ５のエミッタ−コレクタ間を介して、約Ｖｂｅ／Ｒ
ｈの大きさの定電流が流れる。なお、抵抗Ｒｊにも電流
は流れるが、抵抗Ｒｈに流れる電流に比べれば２桁程度
小さいため無視できる。また、抵抗Ｒｈや抵抗Ｒｉの値
はスイッチング電源回路１における起動抵抗１０に比べ
て十分に小さい値であり、抵抗Ｒｈや抵抗Ｒｉにおける
損失も十分に小さくなる。
【００２２】図６に、本発明のスイッチング電源回路に
用いられる定電流回路のさらに別の実施例を示す。図６
において、定電流回路２６は、Ｎ型で接合型の電解効果
トランジスタＦＥＴ１のドレインを１次巻線４（図示せ
ず）の一端に接続し、電解効果トランジスタＦＥＴ１の
ソースを抵抗Ｒｋを介して制御回路８（図示せず）に接
続し、電解効果トランジスタＦＥＴ１のゲートと制御回
路８を接続して構成されている。
用いられる定電流回路のさらに別の実施例を示す。図６
において、定電流回路２６は、Ｎ型で接合型の電解効果
トランジスタＦＥＴ１のドレインを１次巻線４（図示せ
ず）の一端に接続し、電解効果トランジスタＦＥＴ１の
ソースを抵抗Ｒｋを介して制御回路８（図示せず）に接
続し、電解効果トランジスタＦＥＴ１のゲートと制御回
路８を接続して構成されている。
【００２３】このように構成された定電流回路２６にお
いて、電解効果トランジスタＦＥＴ１のゲート−ソース
間電圧をＶｇｓとし、相互コンダクタンスをｇｍとする
と、電解効果トランジスタＦＥＴ１のドレイン−ソース
間にはｇｍ×Ｖｇｓの大きさの定電流が流れる。なお、
抵抗Ｒｋの大きさによってこの電流は変化する。また、
抵抗Ｒｋの値は、スイッチング電源回路１における起動
抵抗１０に比べて十分に小さい値であり、抵抗Ｒｋにお
ける損失も十分に小さくなる。さらに、抵抗Ｒｋは無く
ても構わないもので、その場合には抵抗による損失はゼ
ロとなる。
いて、電解効果トランジスタＦＥＴ１のゲート−ソース
間電圧をＶｇｓとし、相互コンダクタンスをｇｍとする
と、電解効果トランジスタＦＥＴ１のドレイン−ソース
間にはｇｍ×Ｖｇｓの大きさの定電流が流れる。なお、
抵抗Ｒｋの大きさによってこの電流は変化する。また、
抵抗Ｒｋの値は、スイッチング電源回路１における起動
抵抗１０に比べて十分に小さい値であり、抵抗Ｒｋにお
ける損失も十分に小さくなる。さらに、抵抗Ｒｋは無く
ても構わないもので、その場合には抵抗による損失はゼ
ロとなる。
【００２４】図７に、本発明のスイッチング電源回路に
用いられる定電流回路のさらに別の実施例を示す。図７
において、定電流回路２７は、１次巻線４（図示せず）
の一端を抵抗Ｒｍを介してＰ型で接合型の電解効果トラ
ンジスタＦＥＴ２のドレインに接続し、電解効果トラン
ジスタＦＥＴ２のソースを制御回路８（図示せず）に接
続し、電解効果トランジスタＦＥＴ２のゲートを１次巻
線４（図示せず）の一端接続して構成されている。
用いられる定電流回路のさらに別の実施例を示す。図７
において、定電流回路２７は、１次巻線４（図示せず）
の一端を抵抗Ｒｍを介してＰ型で接合型の電解効果トラ
ンジスタＦＥＴ２のドレインに接続し、電解効果トラン
ジスタＦＥＴ２のソースを制御回路８（図示せず）に接
続し、電解効果トランジスタＦＥＴ２のゲートを１次巻
線４（図示せず）の一端接続して構成されている。
【００２５】このように構成された定電流回路２７にお
いて、電解効果トランジスタＦＥＴ２のゲート−ソース
間電圧をＶｇｓとし、相互コンダクタンスをｇｍとする
と、電解効果トランジスタＦＥＴ２のドレイン−ソース
間にはｇｍ×Ｖｇｓの大きさの定電流が流れる。なお、
抵抗Ｒｍの大きさによってこの電流は変化する。また、
抵抗Ｒｍの値は、スイッチング電源回路１における起動
抵抗１０に比べて十分に小さい値であり、抵抗Ｒｍにお
ける損失も十分に小さくなる。さらに、抵抗Ｒｍは無く
ても構わないもので、その場合には抵抗による損失はゼ
ロとなる。
いて、電解効果トランジスタＦＥＴ２のゲート−ソース
間電圧をＶｇｓとし、相互コンダクタンスをｇｍとする
と、電解効果トランジスタＦＥＴ２のドレイン−ソース
間にはｇｍ×Ｖｇｓの大きさの定電流が流れる。なお、
抵抗Ｒｍの大きさによってこの電流は変化する。また、
抵抗Ｒｍの値は、スイッチング電源回路１における起動
抵抗１０に比べて十分に小さい値であり、抵抗Ｒｍにお
ける損失も十分に小さくなる。さらに、抵抗Ｒｍは無く
ても構わないもので、その場合には抵抗による損失はゼ
ロとなる。
【００２６】図８に、本発明のスイッチング電源回路の
別の実施例を示す。図８において、図１と同一もしくは
同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
別の実施例を示す。図８において、図１と同一もしくは
同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００２７】図８において、スイッチング電源回路３０
は自励式のスイッチング電源回路で、１次巻線４の一端
とＦＥＴ７のゲート７ａの間には定電流回路３１が接続
されている。自励式の場合にはＦＥＴ７を起動すること
からスイッチング電源回路の発振が始まるため、定電流
回路３１はＦＥＴ７のゲート７ａに接続されているもの
である。なお、定電流回路３１の構成は、図２における
定電流回路２１と同じであり、同様に機能する。
は自励式のスイッチング電源回路で、１次巻線４の一端
とＦＥＴ７のゲート７ａの間には定電流回路３１が接続
されている。自励式の場合にはＦＥＴ７を起動すること
からスイッチング電源回路の発振が始まるため、定電流
回路３１はＦＥＴ７のゲート７ａに接続されているもの
である。なお、定電流回路３１の構成は、図２における
定電流回路２１と同じであり、同様に機能する。
【００２８】このように構成されたスイッチング電源回
路３０においては、ＦＥＴ７のゲート７ａには定電流回
路３１を介して一定のバイアス電流が流れ込むため、直
流電源２の電圧の変化によらず、スイッチング電源回路
３０の起動時間を一定にすることができる。また、スイ
ッチング電源回路３０においては、起動抵抗が存在しな
いため、起動抵抗を流れる電流による損失を無くすこと
ができる。
路３０においては、ＦＥＴ７のゲート７ａには定電流回
路３１を介して一定のバイアス電流が流れ込むため、直
流電源２の電圧の変化によらず、スイッチング電源回路
３０の起動時間を一定にすることができる。また、スイ
ッチング電源回路３０においては、起動抵抗が存在しな
いため、起動抵抗を流れる電流による損失を無くすこと
ができる。
【００２９】また、スイッチング電源回路３０において
は、直流電源２の電圧が高いときに整流回路９の出力が
短絡されても、ＦＥＴ７に流れ込むバイアス電流が一定
であるため、スイッチング素子であるＦＥＴ７の起動時
間が短縮されることが無い。そのため、ＦＥＴ７が必要
以上に発熱することが無く、ＦＥＴ７の破損を防止する
ことができる。
は、直流電源２の電圧が高いときに整流回路９の出力が
短絡されても、ＦＥＴ７に流れ込むバイアス電流が一定
であるため、スイッチング素子であるＦＥＴ７の起動時
間が短縮されることが無い。そのため、ＦＥＴ７が必要
以上に発熱することが無く、ＦＥＴ７の破損を防止する
ことができる。
【００３０】
【発明の効果】本発明のスイッチング電源回路によれ
ば、１次巻線および２次巻線および帰還巻線を有するト
ランスと、一端が１次巻線の一端に接続された直流電源
と、直流電源の他端と１次巻線の他端との間に直列に接
続されたスイッチング素子と、スイッチング素子の制御
端子と帰還巻線との間に設けられた制御回路と、２次巻
線に接続された整流回路と、１次巻線の一端と制御回路
もしくはスイッチング素子の制御端子の間に設けられた
定電流回路とを備えることによって、直流電源の電圧の
変化によらず、制御回路やスイッチング素子の制御端子
に流れ込むバイアス電流を一定にすることができ、スイ
ッチング電源回路の起動時間を一定にすることができ
る。しかも、１次巻線の一端とスイッチング素子の制御
端子を接続する起動抵抗が存在しないため、起動抵抗を
流れる電流による損失を無くすることができる。
ば、１次巻線および２次巻線および帰還巻線を有するト
ランスと、一端が１次巻線の一端に接続された直流電源
と、直流電源の他端と１次巻線の他端との間に直列に接
続されたスイッチング素子と、スイッチング素子の制御
端子と帰還巻線との間に設けられた制御回路と、２次巻
線に接続された整流回路と、１次巻線の一端と制御回路
もしくはスイッチング素子の制御端子の間に設けられた
定電流回路とを備えることによって、直流電源の電圧の
変化によらず、制御回路やスイッチング素子の制御端子
に流れ込むバイアス電流を一定にすることができ、スイ
ッチング電源回路の起動時間を一定にすることができ
る。しかも、１次巻線の一端とスイッチング素子の制御
端子を接続する起動抵抗が存在しないため、起動抵抗を
流れる電流による損失を無くすることができる。
【００３１】また、直流電源の電圧が高いときに出力が
短絡されても、スイッチング素子や制御回路に流れ込む
バイアス電流が一定であるため、起動時間が短縮される
ことが無い。そのため、スイッチング素子が必要以上に
発熱することが無く、スイッチング素子の破損を防止す
ることができる。
短絡されても、スイッチング素子や制御回路に流れ込む
バイアス電流が一定であるため、起動時間が短縮される
ことが無い。そのため、スイッチング素子が必要以上に
発熱することが無く、スイッチング素子の破損を防止す
ることができる。
【図１】本発明のスイッチング電源回路の一実施例を示
す回路図である。
す回路図である。
【図２】図１のスイッチング電源回路の定電流回路を示
す回路図である。
す回路図である。
【図３】本発明のスイッチング電源回路に用いる定電流
回路の別の例を示す回路図である。
回路の別の例を示す回路図である。
【図４】本発明のスイッチング電源回路に用いる定電流
回路のさらに別の例を示す回路図である。
回路のさらに別の例を示す回路図である。
【図５】本発明のスイッチング電源回路に用いる定電流
回路のさらに別の例を示す回路図である。
回路のさらに別の例を示す回路図である。
【図６】本発明のスイッチング電源回路に用いる定電流
回路のさらに別の例を示す回路図である。
回路のさらに別の例を示す回路図である。
【図７】本発明のスイッチング電源回路に用いる定電流
回路のさらに別の例を示す回路図である。
回路のさらに別の例を示す回路図である。
【図８】本発明のスイッチング電源回路の別の実施例を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図９】従来のスイッチング電源回路を示す回路図であ
る。
る。
２…直流電源 ３…トランス ４…１次巻線 ５…２次巻線 ６…帰還巻線 ７…ＦＥＴ ７ａ…ゲート ８…制御回路 ９、２２…整流回路 ２０、３０…スイッチング電源回路 ２１、２３、２４、２５、２６、２７、３１…定電流回
路
路
Claims (1)
- 【請求項１】 １次巻線および２次巻線および帰還巻線
を有するトランスと、一端が前記１次巻線の一端に接続
された直流電源と、該直流電源の他端と前記１次巻線の
他端との間に直列に接続されたスイッチング素子と、該
スイッチング素子の制御端子と前記帰還巻線との間に設
けられた制御回路と、前記２次巻線に接続された整流回
路と、前記１次巻線の一端と前記制御回路もしくは前記
スイッチング素子の制御端子との間に設けられた定電流
回路とを備えたことを特徴とするスイッチング電源回
路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11098074A JP2000295843A (ja) | 1999-04-05 | 1999-04-05 | スイッチング電源回路 |
| US09/534,246 US6549430B1 (en) | 1999-04-05 | 2000-03-23 | Switching power supply circuit having constant current circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11098074A JP2000295843A (ja) | 1999-04-05 | 1999-04-05 | スイッチング電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000295843A true JP2000295843A (ja) | 2000-10-20 |
Family
ID=14210212
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11098074A Pending JP2000295843A (ja) | 1999-04-05 | 1999-04-05 | スイッチング電源回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6549430B1 (ja) |
| JP (1) | JP2000295843A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003103121A1 (ja) * | 2002-05-30 | 2003-12-11 | サンケン電気株式会社 | コンバータ |
| JP2019208319A (ja) * | 2018-05-29 | 2019-12-05 | ダイヤモンド電機株式会社 | 二次電池のバッテリーパック |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7026729B2 (en) * | 2002-01-08 | 2006-04-11 | Timothy C. Homan | Exhaust fan timeout system |
| DE102005037409A1 (de) * | 2004-08-09 | 2006-03-30 | International Rectifier Corp., El Segundo | Start-Up Schalter um einer Anwendungsschaltung eine Start-Up Spannung zur Verfügung zu stellen |
| US7576528B2 (en) | 2006-10-04 | 2009-08-18 | Power Integrations, Inc. | Control circuit responsive to an impedance |
| EP2573920B1 (en) * | 2011-09-21 | 2019-01-16 | Helvar Oy Ab | A circuit for providing an operating voltage |
| US9048747B2 (en) | 2011-11-23 | 2015-06-02 | Zahid Ansari | Switched-mode power supply startup circuit, method, and system incorporating same |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4037271A (en) * | 1976-12-03 | 1977-07-19 | Boschert Associates | Switching regulator power supply |
| JPS58176593A (ja) | 1982-04-09 | 1983-10-17 | 初鹿野 清 | 放射能遮蔽体 |
| JPS6113586A (ja) | 1985-05-11 | 1986-01-21 | 木谷電器株式会社 | 被覆３芯電線へ２種の端子を圧着する装置 |
| US5014178A (en) * | 1990-05-14 | 1991-05-07 | Power Integrations, Inc. | Self powering technique for integrated switched mode power supply |
| US5060131A (en) * | 1990-05-29 | 1991-10-22 | Tomar Electronics, Inc. | DC to DC converter power supply with feedback controlled constant current output |
| JPH06215544A (ja) | 1993-01-19 | 1994-08-05 | Sega Enterp Ltd | オーディオ・ビジュアル装置 |
| JP3260024B2 (ja) * | 1993-11-15 | 2002-02-25 | 株式会社東芝 | 電源回路 |
| JP3155715B2 (ja) * | 1996-09-27 | 2001-04-16 | 東光株式会社 | 自励式スイッチング電源回路 |
| US5729448A (en) * | 1996-10-31 | 1998-03-17 | Hewlett-Packard Company | Low cost highly manufacturable DC-to-DC power converter |
-
1999
- 1999-04-05 JP JP11098074A patent/JP2000295843A/ja active Pending
-
2000
- 2000-03-23 US US09/534,246 patent/US6549430B1/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003103121A1 (ja) * | 2002-05-30 | 2003-12-11 | サンケン電気株式会社 | コンバータ |
| US7221128B2 (en) | 2002-05-30 | 2007-05-22 | Sanken Electric Co., Ltd. | Converter with start-up circuit |
| JP2019208319A (ja) * | 2018-05-29 | 2019-12-05 | ダイヤモンド電機株式会社 | 二次電池のバッテリーパック |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6549430B1 (en) | 2003-04-15 |
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