JPH0660934B2 - 直流ｓｑｕｉｄ磁束計 - Google Patents
直流ｓｑｕｉｄ磁束計Info
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- JPH0660934B2 JPH0660934B2 JP2256970A JP25697090A JPH0660934B2 JP H0660934 B2 JPH0660934 B2 JP H0660934B2 JP 2256970 A JP2256970 A JP 2256970A JP 25697090 A JP25697090 A JP 25697090A JP H0660934 B2 JPH0660934 B2 JP H0660934B2
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Description
本発明はＤＣ−ＳＱＵＩＤ磁束計に関し、特にＤＣ Ｓ
ＱＵＩＤ磁束計の高感度化および安定動作に関する。
ＱＵＩＤ磁束計の高感度化および安定動作に関する。
ＳＱＵＩＤ（スーパーコンダクティング・クウォンタム
・インターフェアレンス・デバイス…Superconducting
Quantum Interference Device）は超伝導ジョセフソン
効果を利用した高感度な磁束計である。その中で、ＤＣ
−ＳＱＵＩＤは低雑音であることから広く使用されてお
り、例えばジャーナル・オブ・ロウ・テンプリチャー(J
ournal of Low Temperature Physics),Vol.25,Nos.１／
２，,pp99,１９７６に開示される。このＤＣ−ＳＱＵＩ
Ｄは第１０図（ａ）に示すように２個のジョセフソン素
子を含む超伝導のリングであり、リングに鎖交する入力
磁束の検出に用いられる。ここで、リングを並行して流
れる電流Ｉと端子電圧Ｖとの関係は同図（ｂ）に示すよ
うにリングの鎖交磁束Φにより変化するので、一定電流
Ibでバイアスした状態では第１０図（ｂ）に示すように
端子電圧は磁束に対し周期的な関数になる。この周期は
磁束量子Φｏ（２×10-15Wb）であり、鎖交磁束と端子
電圧の関係をＶ−Φ特性と呼ぶ。このＶ−Φ特性の傾斜
が入力磁束に対する感度となる。また、Ｖ−Φ特性は第
１０図（ｃ）に示すようにバイアス電流Ibにより変化す
る。このため、最大のＶ−Φ特性が得られるようにバイ
アス電流Ibを設定している。
・インターフェアレンス・デバイス…Superconducting
Quantum Interference Device）は超伝導ジョセフソン
効果を利用した高感度な磁束計である。その中で、ＤＣ
−ＳＱＵＩＤは低雑音であることから広く使用されてお
り、例えばジャーナル・オブ・ロウ・テンプリチャー(J
ournal of Low Temperature Physics),Vol.25,Nos.１／
２，,pp99,１９７６に開示される。このＤＣ−ＳＱＵＩ
Ｄは第１０図（ａ）に示すように２個のジョセフソン素
子を含む超伝導のリングであり、リングに鎖交する入力
磁束の検出に用いられる。ここで、リングを並行して流
れる電流Ｉと端子電圧Ｖとの関係は同図（ｂ）に示すよ
うにリングの鎖交磁束Φにより変化するので、一定電流
Ibでバイアスした状態では第１０図（ｂ）に示すように
端子電圧は磁束に対し周期的な関数になる。この周期は
磁束量子Φｏ（２×10-15Wb）であり、鎖交磁束と端子
電圧の関係をＶ−Φ特性と呼ぶ。このＶ−Φ特性の傾斜
が入力磁束に対する感度となる。また、Ｖ−Φ特性は第
１０図（ｃ）に示すようにバイアス電流Ibにより変化す
る。このため、最大のＶ−Φ特性が得られるようにバイ
アス電流Ibを設定している。
上記従来技術では、最大感度を得るために最適なバイア
ス電流Ibを設定する必要があるが、この設定方法につい
てなんら考慮されておらず、入力に擬似信号を加えて出
力が最大となるようにバイアス電流Ibを設定していた。
このため、この設定作業が煩雑であり、時間を要するな
どの問題があった。さらに、ＳＱＵＩＤの動作異常が生
じたとき感度低下を生じるが、入力信号が低下したの
か、ＳＱＵＩＤの動作異常なのかの判断ができず、磁束
計として使用するときの信頼性を確保することについて
も従来技術はなんら考慮しておらず、使用状態での信頼
性に問題があった。 本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、そのひと
つの目的は適切なバイアス電流Ibを簡便に設定するでき
るＳＱＵＩＤ磁束計を提供するにある。また、本発明の
別の目的は動作異常を簡単に検出できるＳＱＵＩＤ磁束
計を提供することにある。さらに本発明の別の目的は複
数のＳＱＵＩＤ磁束計の感度を一定にそろえることが容
易な構成を提供するにある。
ス電流Ibを設定する必要があるが、この設定方法につい
てなんら考慮されておらず、入力に擬似信号を加えて出
力が最大となるようにバイアス電流Ibを設定していた。
このため、この設定作業が煩雑であり、時間を要するな
どの問題があった。さらに、ＳＱＵＩＤの動作異常が生
じたとき感度低下を生じるが、入力信号が低下したの
か、ＳＱＵＩＤの動作異常なのかの判断ができず、磁束
計として使用するときの信頼性を確保することについて
も従来技術はなんら考慮しておらず、使用状態での信頼
性に問題があった。 本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、そのひと
つの目的は適切なバイアス電流Ibを簡便に設定するでき
るＳＱＵＩＤ磁束計を提供するにある。また、本発明の
別の目的は動作異常を簡単に検出できるＳＱＵＩＤ磁束
計を提供することにある。さらに本発明の別の目的は複
数のＳＱＵＩＤ磁束計の感度を一定にそろえることが容
易な構成を提供するにある。
本発明の上記目的は、ＳＱＵＩＤに加えられた変調磁界
が出力端子に発生する電圧の偶数高調波成分を検出する
ことにより達成される。
が出力端子に発生する電圧の偶数高調波成分を検出する
ことにより達成される。
本発明に係るＤＣ−ＳＱＵＩＤ磁束計において、変調磁
界によりＳＱＵＩＤの端子に発生する電圧の偶数高調波
成分は入力信号の有無あるいは大きさに依らずＶ−Φ特
性に依存するため、この偶数高調波成分を検出すること
により最適バイアス電流の設定および、ＳＱＵＩＤの動
作異常の検知ができる。
界によりＳＱＵＩＤの端子に発生する電圧の偶数高調波
成分は入力信号の有無あるいは大きさに依らずＶ−Φ特
性に依存するため、この偶数高調波成分を検出すること
により最適バイアス電流の設定および、ＳＱＵＩＤの動
作異常の検知ができる。
以下、本発明の実施例を図面に基づいて詳細に説明す
る。 第２図は本発明の原理を説明する図である。第２図にお
いて、解析を容易にするためにＶ−Φ特性を折線で近似
する。このＶ−Φ特性に２φｍの振幅を有する正弦波を
変調信号として与える。さらにこれに、φinなる入力磁
界があるとすると、ＳＱＵＩＤの端子電圧Voは同図のよ
うに交互に振幅の異なる半波波形となる。このとき、各
半波波形を振幅の異なる正弦波の１／２周期であるとし
て近似し、そのフーリエ展開の式で出力電圧Vo（ｔ）を
表すと、（１）式のようになる。 また、倍周波成分Vo2（ｔ）は次式で表される。 ここで、Ｋは係数であり、Ｖ−Φ特性の傾きすなわち入
力磁束に対する感度を示すものである。また、ωは変調
波の角速度である。まず、（１）式から変調波と同一の
基本周波数成分は入力磁束φinに比例することがわか
る。したがって、通常この基本波成分を増幅し、変調磁
束に同期して位相検波することによって入力磁束を検出
している。一方、偶数高調波成分とくに倍周波成分に着
目すると、この成分は、入力磁界に依らず一定で、係数
Ｋと変調磁束の大きさφｍに比例することになる。ここ
で、φｍは一定に与えることは可能であり、ＫはＶ−Φ
特性の傾き、すなわち感度に比例する係数であるから、
結局この倍周波成分を検出することでＶ−Φ特性の状況
を知ることができる。 第１図に上記原理に基づいた本発明の第１の実施例を示
す。同図において２つのジョセフソン接合が超電導線に
より並列接続されて成るＳＱＵＩＤのリング１には入力
コイル３−１が結合され、検出コイル３−１により測定
された磁束がＳＱＵＩＤの入力コイル３−１より再び発
生してリング１に鎖交する。また、変調及び帰還コイル
４には発振器６で発する周波数ｆｃの交流電流が流さ
れ、もってコイル４からリング１には変調磁界が加えら
れる。また電流源５によりバイアス電流IoがＳＱＵＩＤ
に与えられる。ＳＱＵＩＤの端子電圧は増幅器２により
増幅され、同期検波回路７１と高域遮断フイルタ８１よ
り変調波の基本波成分が検出され入力信号に対する出力
を得ることができる。さらに、この出力を帰還コイルに
よりＳＱＵＩＤに帰還することでＳＱＵＩＤ内の磁界を
一定に保つように帰還され、その結果、帰還信号が入力
磁束に比例することから出力９１を得ることができるも
のである。以上は従来行われている方法であるが、これ
に以下の手段を追加することにより本発明の目的を達成
できる。 増幅器２の出力は変調波の周波数ｆｃの倍の周波数２ｆ
ｃで動作する同期検波回路７２に入力し、さらにその出
力を高域遮断フイルタ８２を介して倍周波成分の大きさ
を示す倍周波検知出力９２を得る。なお、６１は発振器
６の出力から倍周波を発生する回路である。このフイル
タ８２の出力は（２）式の係数項（４Ｋφｍ／３π）に
比例していることになる。そこで、この出力が最大とな
るときが、ＳＱＵＩＤの感度が最大のときであり、した
がって、この出力が最大あるいは所定の値となるように
電流設定手段１０により電流源５の出力電流Ioの大きさ
を設定すれば自動的にバイアス電流を最適値に設定する
ことができる。 次に、第２の実施例を第３図に示す。同図は第１図の倍
周波検知出力９２にそのレベルを判別するレベル判別回
路１１を設けたものである。このレベル判別回路は具体
的には比較器でよく、閾値VTH以下に倍周波検知出力９
２がなったかどうかを検出し、閾値以下となったときに
ＳＱＵＩＤの動作異常として警告信号を発生するように
したものである。 次に、第１図、および第３図に示した電流設定手段１０
の第１の具体的構成例を第４図に示す。同図において倍
周波成分の大きさを表す倍周波検知出力９２をＡ／Ｄ変
換器110によりデジタル値に変換し、そのデータをレジ
スタＲ（Ａ）１２１に入れる。次のクロックによりレジ
スタＲ（Ａ）１２１のデータはレジスタＲ（Ｂ）１２２
に送られ、同時にレジスタＲ（Ａ）１２１には次のデー
タが記憶される。このデータＡと１クロック前のデータ
Ｂとを比較器１３０により比較する。ここで、この比較
器１３０はＡ＜Ｂで“１”を出力するものとする。さら
に、この比較器出力でフリップフロップ１４０を駆動
し、このフリップフロップ１４０の出力はアップ／ダウ
ンカウンタ１５０のはカウントアップかカウントダウン
かを制御する。また、このカウンタ１５０のデータがＤ
／Ａ変換器の入力信号となり、アナログ値に変換されて
第１図、もしくは第３図に示した電流源５の入力信号と
なり、電流源５はこの信号に比較した電流を発生するも
のとする。なお、１７０は各回路にクロックを供給する
ためのクロック発生回路である。 ここで、さらに詳しく本電流設定手段について説明す
る。第４図の各回路の動作を第５図に示す。まず初めに
レジスタ１２１、１２２、，フリップフロップ１４０お
よびアップ／ダウンカウンタ１５０はクリアされてお
り、初期状態にあるとする。ここで、アップ／ダウンカ
ウンタ１５０は制御信号が“０”のときカウントアップ
となり、“１”のときカウントダウンになるものとす
る。最初フリップフロップ１４０の出力は“０”である
からアップ／ダウンカウンタ１５０はカウントアップ
し、それに伴いＤ／Ａ変換器の出力は増加していく。こ
れに比例してＳＱＵＩＤのバイアス電流も増加する。こ
の時レジスタの値はＡ＞Ｂであるから比較器１３０の出
力は“０”のままで、フリップフロップ１４０の出力も
“０”のままである。ところが、バイアス電流が増加
し、ＳＱＵＩＤの感度が最大すなわち倍周波成分の大き
さが最大になるとそのあとは減少しはじめる。すると、
レジスタの出力はＡ＜Ｂとなり比較器出力は“１”とな
る。これによりフリップフロップ１４０の出力は“１”
となり、アップ／ダウンカウンタ１５０はカウントダウ
ンに転じる。この出力によってＤ／Ａ変換器出力が変化
し、ＳＱＵＩＤバイアス電流を減少させる。すると、倍
周波成分はまた増加し、レジスタの出力はＡ＞Ｂとなり
比較器出力は“０”となる。つぎのクロックではバイア
ス電流は減少するために倍周波成分は減少し、Ａ＜Ｂと
なり比較器出力は再び“１”となり、フリップフロップ
１４０の出力は“０”となり、アップ／ダウンカウンタ
１５０はカウントアップに転じる。このあとは再びバイ
アス電流は増加することになり、以上述べた動作を繰り
返すことになる。したがって、Ｄ／Ａ変換器の出力は倍
周波成分が最大付近すなわち感度最大となる付近で収束
することになる。そこで、このように収束した段階でク
ロックを停止するなどＤ／Ａ変換器の入力データを固定
すればＳＱＵＩＤのバイアス電流を感度最大付近に自動
的に設定できるようになる。 なお、第４図においてレジスタ１２１はＡ／Ｄ変換器に
含まれる出力ラッチと考えてもよい。 次に、電流設定手段１０の第２の具体的構成例を第６図
に示す。同図はＡ／Ｄ変換器を用いずにアナログ的に上
記動作を行わせるようにしたものである。まず、倍周波
検知出力９２はサンプル／ホールド回路（Ｓ／Ｈ）１１
１でサンプルされその値がホールドされる。次にクロッ
クによりＳ／Ｈ１１１のデータがサンプル／ホールド回
路（Ｓ／Ｈ）１１２でサンプルされその値がホルードさ
れ、同時にサンプル／ホールド回路（Ｓ／Ｈ）１１１で
つぎのデータをサンプルする。このデータＡと１クロッ
ク前のデータＢとをアナログの比較１３１により比較す
るものである。この比較器１３１の出力でフリップフロ
ップ１４０を駆動し、このフリップフロップ１４０の出
力でアップ／ダウンカウンタ１５０のはカウントアップ
かカウントダウンかを制御するのは、第４図と同様であ
り、各回路の動作についても第５図で説明したのと同様
に考えてよい。本電流設定手段ではＡ／Ｄ変換器やレジ
スタを必要としないことから回路が簡単になり、消費電
力の低減も図れる。 以上は倍周波成分が最大すなわちＳＱＵＩＤの感度が最
大となるようにバイアス電流を自動的に設定する方法に
ついて述べた。しかしながら、ＳＱＵＩＤ磁束計を多数
個使用して測定を行う場合、各ＳＱＵＩＤ磁束計がそれ
ぞれ最大感度に調整されているよりもすべてのＳＱＵＩ
Ｄ磁束計が同一の感度を有している方が都合がよい場合
がある。そこで、次に一定の感度に自動的に調整する実
施例を以下に述べる。 第７図は上記した一定感度に自動的に調整するための電
流設定手段１０の具体的構成例を示したものである。同
図に従って動作を説明する。倍周波検知出力９２をＡ／
Ｄ変換器１１０によりデジタル値に変換し、そのデータ
はレジスタＲ（Ａ）１２１により一時保持される。この
データＡと閾値発生回路１２３により発生した閾値THと
を比較器１３０により比較する。ここで、この比較器１
３０はＡ＞ＴＨで“１”を出力するものとする。さら
に、この比較器出力でアップ／ダウンカウンタ１５０の
カウントアップかカウントダウンかを制御する。また、
このカウンタ１５０のデータがＤ／Ａ変換器の入力信号
となり、アナログ値に変換されて第２図、および第３図
に示した電流源５の入力信号となる。その他は第４図と
同様である。 ここで、さらに詳しく本電流設定手段について説明す
る。第７図の各回路の動作を第８図に示す。まず初めに
レジスタ１２１、およびアップ／ダウンカウンタ１５０
はクリアされており、初期状態にあるとする。ここで、
初めにバイアス電流は流れていないか、あるいは小さな
値なので、Ａ＜ＴＨである。したがって、比較器１３０
の出力は“０”であるからアップ／ダウンカウンタ１５
０はカウントアップし、それに伴いＤ／Ａ変換器の出力
は増加していく。これに比例してＳＱＵＩＤのバイアス
電流も増加する。ところが、バイアス電流が増加し、Ｓ
ＱＵＩＤの感度が増大し、倍周波成分の大きさが閾値を
越えるとＡ＞ＴＨとなり比較器出力は“１”となる。こ
れによりアップ／ダウンカウンタ１５０はカウントダウ
ンに転じる。この出力によってＤ／Ａ 変換器出力が変化し、ＳＱＵＩＤバイアス電流を減少さ
せる。すると、倍周波成分は減少し、Ａ＜ＴＨとなり比
較器出力は“０”となり、アップ／ダウンカウンタ１５
０はカウントアップに転じる。このあとは再びバイアス
電流は増加することになり、以上述べた動作を繰り返す
ことになる。したがって、Ｄ／Ａ変換器の出力は倍周波
成分があらかじめ決められた閾値付近で収束することに
なる。そこで、このように収束した段階でクロックを停
止するなどＤ／Ａ変換器の入力データを固定すればＳＱ
ＵＩＤのバイアス電流を感度がほぼ一定になるように自
動的に設定できるようになる。 なおこの場合もレジスタ１２１はＡ／Ｄ変換器に含まれ
る出力ラッチと考えてもよいことは第４図に場合と同じ
である。 次に、一定感度に自動的に調整するための電流設定手段
１０の他の具体的構成例を第９図に示す。同図は第６図
と同様にはＡ／Ｄ変換器を用いずにアナログ的に上記動
作を行わせるようにしたものである。まず、倍周波検知
出力９２はサンプル／ホールド回路（Ｓ／Ｈ）１１１で
サンプルされその値がホールドされる。このデータＡと
閾値発生回路１１３により発生したアナログの閾値とを
アナログの比較器１３１により比較するものである。こ
の比較器１３１の出力でアップ／ダウンカウンタ１５０
のはカウントアップかカウントダウンかを制御するの
は、第７図と同様であり、各回路の動作についても第８
図で説明したのと同様に考えてよい。本電流設定手段で
はＡ／Ｄ変換器やレジスタを必要としないことから回路
が簡単になり、消費電力の低減も図れることも第６図と
同様である。 以上、第１、第２の実施例に関連して電流設定手段の具
体的構成例を示したが、この動作はマイクロコンピュー
タなど計算機を用いても同様な動作を行えることは明ら
かである。
る。 第２図は本発明の原理を説明する図である。第２図にお
いて、解析を容易にするためにＶ−Φ特性を折線で近似
する。このＶ−Φ特性に２φｍの振幅を有する正弦波を
変調信号として与える。さらにこれに、φinなる入力磁
界があるとすると、ＳＱＵＩＤの端子電圧Voは同図のよ
うに交互に振幅の異なる半波波形となる。このとき、各
半波波形を振幅の異なる正弦波の１／２周期であるとし
て近似し、そのフーリエ展開の式で出力電圧Vo（ｔ）を
表すと、（１）式のようになる。 また、倍周波成分Vo2（ｔ）は次式で表される。 ここで、Ｋは係数であり、Ｖ−Φ特性の傾きすなわち入
力磁束に対する感度を示すものである。また、ωは変調
波の角速度である。まず、（１）式から変調波と同一の
基本周波数成分は入力磁束φinに比例することがわか
る。したがって、通常この基本波成分を増幅し、変調磁
束に同期して位相検波することによって入力磁束を検出
している。一方、偶数高調波成分とくに倍周波成分に着
目すると、この成分は、入力磁界に依らず一定で、係数
Ｋと変調磁束の大きさφｍに比例することになる。ここ
で、φｍは一定に与えることは可能であり、ＫはＶ−Φ
特性の傾き、すなわち感度に比例する係数であるから、
結局この倍周波成分を検出することでＶ−Φ特性の状況
を知ることができる。 第１図に上記原理に基づいた本発明の第１の実施例を示
す。同図において２つのジョセフソン接合が超電導線に
より並列接続されて成るＳＱＵＩＤのリング１には入力
コイル３−１が結合され、検出コイル３−１により測定
された磁束がＳＱＵＩＤの入力コイル３−１より再び発
生してリング１に鎖交する。また、変調及び帰還コイル
４には発振器６で発する周波数ｆｃの交流電流が流さ
れ、もってコイル４からリング１には変調磁界が加えら
れる。また電流源５によりバイアス電流IoがＳＱＵＩＤ
に与えられる。ＳＱＵＩＤの端子電圧は増幅器２により
増幅され、同期検波回路７１と高域遮断フイルタ８１よ
り変調波の基本波成分が検出され入力信号に対する出力
を得ることができる。さらに、この出力を帰還コイルに
よりＳＱＵＩＤに帰還することでＳＱＵＩＤ内の磁界を
一定に保つように帰還され、その結果、帰還信号が入力
磁束に比例することから出力９１を得ることができるも
のである。以上は従来行われている方法であるが、これ
に以下の手段を追加することにより本発明の目的を達成
できる。 増幅器２の出力は変調波の周波数ｆｃの倍の周波数２ｆ
ｃで動作する同期検波回路７２に入力し、さらにその出
力を高域遮断フイルタ８２を介して倍周波成分の大きさ
を示す倍周波検知出力９２を得る。なお、６１は発振器
６の出力から倍周波を発生する回路である。このフイル
タ８２の出力は（２）式の係数項（４Ｋφｍ／３π）に
比例していることになる。そこで、この出力が最大とな
るときが、ＳＱＵＩＤの感度が最大のときであり、した
がって、この出力が最大あるいは所定の値となるように
電流設定手段１０により電流源５の出力電流Ioの大きさ
を設定すれば自動的にバイアス電流を最適値に設定する
ことができる。 次に、第２の実施例を第３図に示す。同図は第１図の倍
周波検知出力９２にそのレベルを判別するレベル判別回
路１１を設けたものである。このレベル判別回路は具体
的には比較器でよく、閾値VTH以下に倍周波検知出力９
２がなったかどうかを検出し、閾値以下となったときに
ＳＱＵＩＤの動作異常として警告信号を発生するように
したものである。 次に、第１図、および第３図に示した電流設定手段１０
の第１の具体的構成例を第４図に示す。同図において倍
周波成分の大きさを表す倍周波検知出力９２をＡ／Ｄ変
換器110によりデジタル値に変換し、そのデータをレジ
スタＲ（Ａ）１２１に入れる。次のクロックによりレジ
スタＲ（Ａ）１２１のデータはレジスタＲ（Ｂ）１２２
に送られ、同時にレジスタＲ（Ａ）１２１には次のデー
タが記憶される。このデータＡと１クロック前のデータ
Ｂとを比較器１３０により比較する。ここで、この比較
器１３０はＡ＜Ｂで“１”を出力するものとする。さら
に、この比較器出力でフリップフロップ１４０を駆動
し、このフリップフロップ１４０の出力はアップ／ダウ
ンカウンタ１５０のはカウントアップかカウントダウン
かを制御する。また、このカウンタ１５０のデータがＤ
／Ａ変換器の入力信号となり、アナログ値に変換されて
第１図、もしくは第３図に示した電流源５の入力信号と
なり、電流源５はこの信号に比較した電流を発生するも
のとする。なお、１７０は各回路にクロックを供給する
ためのクロック発生回路である。 ここで、さらに詳しく本電流設定手段について説明す
る。第４図の各回路の動作を第５図に示す。まず初めに
レジスタ１２１、１２２、，フリップフロップ１４０お
よびアップ／ダウンカウンタ１５０はクリアされてお
り、初期状態にあるとする。ここで、アップ／ダウンカ
ウンタ１５０は制御信号が“０”のときカウントアップ
となり、“１”のときカウントダウンになるものとす
る。最初フリップフロップ１４０の出力は“０”である
からアップ／ダウンカウンタ１５０はカウントアップ
し、それに伴いＤ／Ａ変換器の出力は増加していく。こ
れに比例してＳＱＵＩＤのバイアス電流も増加する。こ
の時レジスタの値はＡ＞Ｂであるから比較器１３０の出
力は“０”のままで、フリップフロップ１４０の出力も
“０”のままである。ところが、バイアス電流が増加
し、ＳＱＵＩＤの感度が最大すなわち倍周波成分の大き
さが最大になるとそのあとは減少しはじめる。すると、
レジスタの出力はＡ＜Ｂとなり比較器出力は“１”とな
る。これによりフリップフロップ１４０の出力は“１”
となり、アップ／ダウンカウンタ１５０はカウントダウ
ンに転じる。この出力によってＤ／Ａ変換器出力が変化
し、ＳＱＵＩＤバイアス電流を減少させる。すると、倍
周波成分はまた増加し、レジスタの出力はＡ＞Ｂとなり
比較器出力は“０”となる。つぎのクロックではバイア
ス電流は減少するために倍周波成分は減少し、Ａ＜Ｂと
なり比較器出力は再び“１”となり、フリップフロップ
１４０の出力は“０”となり、アップ／ダウンカウンタ
１５０はカウントアップに転じる。このあとは再びバイ
アス電流は増加することになり、以上述べた動作を繰り
返すことになる。したがって、Ｄ／Ａ変換器の出力は倍
周波成分が最大付近すなわち感度最大となる付近で収束
することになる。そこで、このように収束した段階でク
ロックを停止するなどＤ／Ａ変換器の入力データを固定
すればＳＱＵＩＤのバイアス電流を感度最大付近に自動
的に設定できるようになる。 なお、第４図においてレジスタ１２１はＡ／Ｄ変換器に
含まれる出力ラッチと考えてもよい。 次に、電流設定手段１０の第２の具体的構成例を第６図
に示す。同図はＡ／Ｄ変換器を用いずにアナログ的に上
記動作を行わせるようにしたものである。まず、倍周波
検知出力９２はサンプル／ホールド回路（Ｓ／Ｈ）１１
１でサンプルされその値がホールドされる。次にクロッ
クによりＳ／Ｈ１１１のデータがサンプル／ホールド回
路（Ｓ／Ｈ）１１２でサンプルされその値がホルードさ
れ、同時にサンプル／ホールド回路（Ｓ／Ｈ）１１１で
つぎのデータをサンプルする。このデータＡと１クロッ
ク前のデータＢとをアナログの比較１３１により比較す
るものである。この比較器１３１の出力でフリップフロ
ップ１４０を駆動し、このフリップフロップ１４０の出
力でアップ／ダウンカウンタ１５０のはカウントアップ
かカウントダウンかを制御するのは、第４図と同様であ
り、各回路の動作についても第５図で説明したのと同様
に考えてよい。本電流設定手段ではＡ／Ｄ変換器やレジ
スタを必要としないことから回路が簡単になり、消費電
力の低減も図れる。 以上は倍周波成分が最大すなわちＳＱＵＩＤの感度が最
大となるようにバイアス電流を自動的に設定する方法に
ついて述べた。しかしながら、ＳＱＵＩＤ磁束計を多数
個使用して測定を行う場合、各ＳＱＵＩＤ磁束計がそれ
ぞれ最大感度に調整されているよりもすべてのＳＱＵＩ
Ｄ磁束計が同一の感度を有している方が都合がよい場合
がある。そこで、次に一定の感度に自動的に調整する実
施例を以下に述べる。 第７図は上記した一定感度に自動的に調整するための電
流設定手段１０の具体的構成例を示したものである。同
図に従って動作を説明する。倍周波検知出力９２をＡ／
Ｄ変換器１１０によりデジタル値に変換し、そのデータ
はレジスタＲ（Ａ）１２１により一時保持される。この
データＡと閾値発生回路１２３により発生した閾値THと
を比較器１３０により比較する。ここで、この比較器１
３０はＡ＞ＴＨで“１”を出力するものとする。さら
に、この比較器出力でアップ／ダウンカウンタ１５０の
カウントアップかカウントダウンかを制御する。また、
このカウンタ１５０のデータがＤ／Ａ変換器の入力信号
となり、アナログ値に変換されて第２図、および第３図
に示した電流源５の入力信号となる。その他は第４図と
同様である。 ここで、さらに詳しく本電流設定手段について説明す
る。第７図の各回路の動作を第８図に示す。まず初めに
レジスタ１２１、およびアップ／ダウンカウンタ１５０
はクリアされており、初期状態にあるとする。ここで、
初めにバイアス電流は流れていないか、あるいは小さな
値なので、Ａ＜ＴＨである。したがって、比較器１３０
の出力は“０”であるからアップ／ダウンカウンタ１５
０はカウントアップし、それに伴いＤ／Ａ変換器の出力
は増加していく。これに比例してＳＱＵＩＤのバイアス
電流も増加する。ところが、バイアス電流が増加し、Ｓ
ＱＵＩＤの感度が増大し、倍周波成分の大きさが閾値を
越えるとＡ＞ＴＨとなり比較器出力は“１”となる。こ
れによりアップ／ダウンカウンタ１５０はカウントダウ
ンに転じる。この出力によってＤ／Ａ 変換器出力が変化し、ＳＱＵＩＤバイアス電流を減少さ
せる。すると、倍周波成分は減少し、Ａ＜ＴＨとなり比
較器出力は“０”となり、アップ／ダウンカウンタ１５
０はカウントアップに転じる。このあとは再びバイアス
電流は増加することになり、以上述べた動作を繰り返す
ことになる。したがって、Ｄ／Ａ変換器の出力は倍周波
成分があらかじめ決められた閾値付近で収束することに
なる。そこで、このように収束した段階でクロックを停
止するなどＤ／Ａ変換器の入力データを固定すればＳＱ
ＵＩＤのバイアス電流を感度がほぼ一定になるように自
動的に設定できるようになる。 なおこの場合もレジスタ１２１はＡ／Ｄ変換器に含まれ
る出力ラッチと考えてもよいことは第４図に場合と同じ
である。 次に、一定感度に自動的に調整するための電流設定手段
１０の他の具体的構成例を第９図に示す。同図は第６図
と同様にはＡ／Ｄ変換器を用いずにアナログ的に上記動
作を行わせるようにしたものである。まず、倍周波検知
出力９２はサンプル／ホールド回路（Ｓ／Ｈ）１１１で
サンプルされその値がホールドされる。このデータＡと
閾値発生回路１１３により発生したアナログの閾値とを
アナログの比較器１３１により比較するものである。こ
の比較器１３１の出力でアップ／ダウンカウンタ１５０
のはカウントアップかカウントダウンかを制御するの
は、第７図と同様であり、各回路の動作についても第８
図で説明したのと同様に考えてよい。本電流設定手段で
はＡ／Ｄ変換器やレジスタを必要としないことから回路
が簡単になり、消費電力の低減も図れることも第６図と
同様である。 以上、第１、第２の実施例に関連して電流設定手段の具
体的構成例を示したが、この動作はマイクロコンピュー
タなど計算機を用いても同様な動作を行えることは明ら
かである。
以上、詳細に説明した如く、本発明によれば、ＳＱＵＩ
Ｄ磁束計の感度を擬似信号などを用いることなしに自動
的に、最大あるいは一定に設定できる。また、ＳＱＵＩ
Ｄ磁束計を使用中でもＳＱＵＩＤの動作以上を検出でき
る。このため、調整が容易となると共に信頼性が向上す
るという効果がある。
Ｄ磁束計の感度を擬似信号などを用いることなしに自動
的に、最大あるいは一定に設定できる。また、ＳＱＵＩ
Ｄ磁束計を使用中でもＳＱＵＩＤの動作以上を検出でき
る。このため、調整が容易となると共に信頼性が向上す
るという効果がある。
第１図は第１の実施例を示す図、第２図は本発明の原理
を示す図、第３図は第２の実施例を示す図、第４図は電
流設定回路の第１の具体的構成を示す図、第５図は第４
図の動作を説明する図、第６図は電流設定回路の第２の
具体的構成を示す図、第７図は電流設定回路の第３の具
体的構成を示す図、第８図は第７図の動作を説明する
図、第９図は電流設定回路の第４の具体的構成を示す
図、第１０図は従来のＳＱＵＩＤ磁束計を説明する図で
ある。 １…ＳＱＵＩＤリング、２…増幅器、３…入力コイル
系、４…変調および帰還コイル、５…電流源、６…発振
器、６１…倍周波発生回路、 ７１，７２…同期検波回路、８１，８２…広域遮断フィ
ルタ、１０…電流設定手段。
を示す図、第３図は第２の実施例を示す図、第４図は電
流設定回路の第１の具体的構成を示す図、第５図は第４
図の動作を説明する図、第６図は電流設定回路の第２の
具体的構成を示す図、第７図は電流設定回路の第３の具
体的構成を示す図、第８図は第７図の動作を説明する
図、第９図は電流設定回路の第４の具体的構成を示す
図、第１０図は従来のＳＱＵＩＤ磁束計を説明する図で
ある。 １…ＳＱＵＩＤリング、２…増幅器、３…入力コイル
系、４…変調および帰還コイル、５…電流源、６…発振
器、６１…倍周波発生回路、 ７１，７２…同期検波回路、８１，８２…広域遮断フィ
ルタ、１０…電流設定手段。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き 審査官 下中 義之 (56)参考文献 特開 平３−131781（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−99980（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−8762（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−153484（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−102174（ＪＰ，Ａ)
Claims (8)
- 【請求項１】少なくとも２個のジョセフソン接合を含む
直流ＳＱＵＩＤと、 該ＳＱＵＩＤにバイアス電流を与える電流源と、 変調磁界信号を該ＳＱＵＩＤに与える帰還コイルと、 該ＳＱＵＩＤの端子電圧を増幅する増幅回路と、 増幅した信号を同期検波し高域遮断フイルタにより該変
調磁界信号の基本波成分を検出する手段と、 上記基本波成分を上記帰還コイルに帰還するとともに入
力磁束に比例した出力を得る直流ＳＱＵＩＤ磁束計にお
いて、 上記増幅回路と上記電流源との間に、 上記増幅回路の信号から上記変調磁界信号の偶数高調波
成分を検出する手段と、 該偶数高調波成分の信号が最大になるように制御する電
流設定手段とを設けたことを特徴とする直流ＳＱＵＩＤ
磁束計。 - 【請求項２】上記偶数高調波成分を検出する手段とし
て、 上記変調磁界信号の２倍の周波数得る倍周波発生回路
と、 該倍周波発生回路の出力の信号で動作する同期検波回路
と、 該同期検波回路の出力信号をフイルタする高域遮断フイ
ルタから成る特許請求の範囲第１項記載の直流ＳＱＵＩ
Ｄ磁束計。 - 【請求項３】上記偶数高調波成分を検出する手段の出力
にＳＱＵＩＤの異常を検出して警告信号を発生するレベ
ル判定回路を付加したことを特徴とす特許請求の範囲第
１項記載の直流ＳＱＵＩＤ磁束計。 - 【請求項４】上記電流設定手段として、上記高域遮断フ
イルタの出力をクロック信号に基づいて記憶して比較す
る手段と、 比較結果により上記クロック信号を計数するカウンタ回
路と、 該カウンタ回路の出力をアナログに変換するＤ／Ａ変換
器とから成ることを特徴とする特許請求の範囲第１項か
ら第３項のいずれか記載の直流ＳＱＵＩＤ磁束計。 - 【請求項５】上記記憶して比較する手段として、上記ク
ロック信号に基づいてアナログ信号をデジタルに変換し
時系列的に入力されるデータを記憶する二つのメモリ
と、 該メモリの内容を比較することを特徴する特許請求の範
囲第４項記載の直流ＳＱＵＩＤ磁束計。 - 【請求項６】上記記憶して比較する手段として、アナロ
グ信号をデジタルに変換し記憶する手段と、 該メモリの内容と所定値とを比較することを特徴する特
許請求の範囲第４項記載の直流ＳＱＵＩＤ磁束計。 - 【請求項７】上記記憶して比較する手段として、上記ク
ロック信号で動作する二つのサンプルホールド回路と、 該サンプルホールド回路の出力を比較するアナログコン
パレータから成ることをを特徴とする特許請求の範囲第
４項記載の直流ＳＱＵＩＤ磁束計。 - 【請求項８】上記記憶して比較する手段として、上記ク
ロック信号で動作するサンプルホルード回路と、 該サンプルホルード回路の出力と所定値とを比較するア
ナログコンパレータであることをを特徴する特許請求の
範囲第４項記載の直流ＳＱＵＩＤ磁束計。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2256970A JPH0660934B2 (ja) | 1990-09-28 | 1990-09-28 | 直流ｓｑｕｉｄ磁束計 |
| US07/767,667 US5291135A (en) | 1990-09-28 | 1991-09-30 | Weak magnetic field measuring system using dc-SQUID magnetometer with bias current adjustment and/or detecting function of abnormal operation |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2256970A JPH0660934B2 (ja) | 1990-09-28 | 1990-09-28 | 直流ｓｑｕｉｄ磁束計 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04136775A JPH04136775A (ja) | 1992-05-11 |
| JPH0660934B2 true JPH0660934B2 (ja) | 1994-08-10 |
Family
ID=17299903
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2256970A Expired - Lifetime JPH0660934B2 (ja) | 1990-09-28 | 1990-09-28 | 直流ｓｑｕｉｄ磁束計 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0660934B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000321343A (ja) * | 1999-05-13 | 2000-11-24 | Sumitomo Electric Ind Ltd | Ｓｑｕｉｄ用変調駆動回路の磁場バイアス調整方法および装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03131781A (ja) * | 1989-10-18 | 1991-06-05 | Hitachi Ltd | Ｓｑｕｉｄ磁束計計測システム |
-
1990
- 1990-09-28 JP JP2256970A patent/JPH0660934B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04136775A (ja) | 1992-05-11 |
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