JPH0661998A - ディジタル無線装置の同期引込方式 - Google Patents
ディジタル無線装置の同期引込方式Info
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- JPH0661998A JPH0661998A JP4214121A JP21412192A JPH0661998A JP H0661998 A JPH0661998 A JP H0661998A JP 4214121 A JP4214121 A JP 4214121A JP 21412192 A JP21412192 A JP 21412192A JP H0661998 A JPH0661998 A JP H0661998A
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- signal
- unit
- circuit unit
- intermediate frequency
- control
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 同期用バースト信号の周波数が比較的大きく
ずれていても同期引込みが容易に行える同期引込方式を
提供する。 【構成】 同期化制御を行う制御部１と、受信用局発信
号ＬＦを形成するＶＣＯ回路部２と、ＬＦにより受信信
号ＲＦを中間周波信号ＩＦに変換するミキサ３と、その
出力側に設けたバンドパスフィルタ４と、その出力の中
間周波信号ＩＦ´のレベル検出部５と、中間周波信号Ｉ
Ｆ´を検波して復調ベースバンド信号ＢＳを形成する復
調部６と、信号ＢＳより検出した位相誤差信号ＥＳに基
づいて中間周波信号ＩＦが所定周波数となるようにＶＣ
Ｏ回路部２に制御電圧信号ＣＶＳを帰還するＡＦＣ回路
部７と、制御部１の制御下で制御電圧信号ＣＶＳにオフ
セットを加えるバイアス回路部８とを備え、制御部１
は、同期引込の際に、レベル検出部５の検出レベルをモ
ニタしつつ、その検出レベルが増大する方向にバイアス
回路部８のオフセット量を変化させる。
ずれていても同期引込みが容易に行える同期引込方式を
提供する。 【構成】 同期化制御を行う制御部１と、受信用局発信
号ＬＦを形成するＶＣＯ回路部２と、ＬＦにより受信信
号ＲＦを中間周波信号ＩＦに変換するミキサ３と、その
出力側に設けたバンドパスフィルタ４と、その出力の中
間周波信号ＩＦ´のレベル検出部５と、中間周波信号Ｉ
Ｆ´を検波して復調ベースバンド信号ＢＳを形成する復
調部６と、信号ＢＳより検出した位相誤差信号ＥＳに基
づいて中間周波信号ＩＦが所定周波数となるようにＶＣ
Ｏ回路部２に制御電圧信号ＣＶＳを帰還するＡＦＣ回路
部７と、制御部１の制御下で制御電圧信号ＣＶＳにオフ
セットを加えるバイアス回路部８とを備え、制御部１
は、同期引込の際に、レベル検出部５の検出レベルをモ
ニタしつつ、その検出レベルが増大する方向にバイアス
回路部８のオフセット量を変化させる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はディジタル無線装置の同
期引込方式に関し、更に詳しくは基地局より送出される
同期用バースト信号に基づいて受信用局発信号を所定周
波数に引き込み、受信同期を確立するディジタル無線装
置の同期引込方式に関する。時分割多元接続（ＴＤＭ
Ａ）や時分割複信（ＴＤＤ）等の方式下で基地局に接続
するディジタル移動端末装置においては、その電源投入
の都度、基地局との間で適正な通信路を形成するために
無線周波数及び送／受信タイミング等の同期を確立する
必要がある。しかるに、かかる移動端末装置が使用され
る環境には、フェージングや送信周波数のドリフト等の
厳しい環境があり、かかる環境下でも同期化が確実に行
えることが望ましい。
期引込方式に関し、更に詳しくは基地局より送出される
同期用バースト信号に基づいて受信用局発信号を所定周
波数に引き込み、受信同期を確立するディジタル無線装
置の同期引込方式に関する。時分割多元接続（ＴＤＭ
Ａ）や時分割複信（ＴＤＤ）等の方式下で基地局に接続
するディジタル移動端末装置においては、その電源投入
の都度、基地局との間で適正な通信路を形成するために
無線周波数及び送／受信タイミング等の同期を確立する
必要がある。しかるに、かかる移動端末装置が使用され
る環境には、フェージングや送信周波数のドリフト等の
厳しい環境があり、かかる環境下でも同期化が確実に行
えることが望ましい。
【０００２】
【従来の技術】図４は従来の同期引込方式の構成を示す
図で、図においてＲＦは受信信号、ＬＦは受信用局発信
号、３はミキサ、ＩＦは中間周波信号、４はバンドパス
フィルタ（ＢＰＦ）、９は増幅回路（ＡＭＰ）、６は
（π／４）シフトＱＰＳＫ方式の復調部、４０はＡＦＣ
回路部、４０1 はその位相誤差検出部、ＥＳは位相誤差
信号、４０2 はループフィルタ（ＬＰＦ）、ＣＶＳは制
御電圧信号、２はＶＣＯ回路部である。
図で、図においてＲＦは受信信号、ＬＦは受信用局発信
号、３はミキサ、ＩＦは中間周波信号、４はバンドパス
フィルタ（ＢＰＦ）、９は増幅回路（ＡＭＰ）、６は
（π／４）シフトＱＰＳＫ方式の復調部、４０はＡＦＣ
回路部、４０1 はその位相誤差検出部、ＥＳは位相誤差
信号、４０2 はループフィルタ（ＬＰＦ）、ＣＶＳは制
御電圧信号、２はＶＣＯ回路部である。
【０００３】不図示の基地局では定期的に同期用バース
ト信号を送出している。この状態で移動端末装置に電源
投入すると、以下の同期化処理が行われる。即ち、同期
用バースト信号に基づく受信信号ＲＦが受信されると、
ミキサ３は周波数ｆR の受信信号ＲＦを周波数ｆL の受
信用局発信号ＬＦによりヘテロダインして周波数ｆ
I （＝ｆR −ｆL ）の中間周波信号ＩＦを形成する。得
られた中間周波信号ＩＦは、例えば中心周波数ｆI でバ
ンド幅２αのＢＰＦ４を通過し、更に増幅回路９で増幅
され、復調部６で直交成分（Ｉ，Ｑ）より成る復調ベー
スバンド信号ＢＳに復調される。
ト信号を送出している。この状態で移動端末装置に電源
投入すると、以下の同期化処理が行われる。即ち、同期
用バースト信号に基づく受信信号ＲＦが受信されると、
ミキサ３は周波数ｆR の受信信号ＲＦを周波数ｆL の受
信用局発信号ＬＦによりヘテロダインして周波数ｆ
I （＝ｆR −ｆL ）の中間周波信号ＩＦを形成する。得
られた中間周波信号ＩＦは、例えば中心周波数ｆI でバ
ンド幅２αのＢＰＦ４を通過し、更に増幅回路９で増幅
され、復調部６で直交成分（Ｉ，Ｑ）より成る復調ベー
スバンド信号ＢＳに復調される。
【０００４】一方、ＡＦＣ回路部４０の位相誤差検出部
４０1 は、この状態で復調ベースバンド信号Ｉ，Ｑの符
号点からのづれを検出しており、得られた位相誤差信号
ＥＳをループフィルタ４０2 で積分すると共に、復調部
６に入力する中間周波信号ＩＦが所定周波数ｆI となる
ようにＶＣＯ回路部２に制御電圧信号ＣＶＳを帰還して
いる。
４０1 は、この状態で復調ベースバンド信号Ｉ，Ｑの符
号点からのづれを検出しており、得られた位相誤差信号
ＥＳをループフィルタ４０2 で積分すると共に、復調部
６に入力する中間周波信号ＩＦが所定周波数ｆI となる
ようにＶＣＯ回路部２に制御電圧信号ＣＶＳを帰還して
いる。
【０００５】そこで、今、このＡＦＣ回路部４０による
ＰＬＬループが周波数ｆI を中心とするバンド幅２β
（β＞α）程度の引込能力があるとすると、受信信号Ｒ
Ｆの周波数ｆR がこの範囲内でずれていても、この移動
端末装置における同期引込は確実に行われる。しかし、
受信信号ＲＦの周波数ｆR が上記範囲を越えてずれてし
まうと、ＰＬＬループにはスリップが生じてしまい、同
期引込み、即ち、受信同期を確立することができなかっ
た。
ＰＬＬループが周波数ｆI を中心とするバンド幅２β
（β＞α）程度の引込能力があるとすると、受信信号Ｒ
Ｆの周波数ｆR がこの範囲内でずれていても、この移動
端末装置における同期引込は確実に行われる。しかし、
受信信号ＲＦの周波数ｆR が上記範囲を越えてずれてし
まうと、ＰＬＬループにはスリップが生じてしまい、同
期引込み、即ち、受信同期を確立することができなかっ
た。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上記のように従来の同
期引込方式では、基地局からの同期用バースト信号の周
波数がＡＦＣ回路部の引込能力を越えてずれていると同
期引込みができず、受信同期を確立できなかった。本発
明の目的は、基地局からの同期用バースト信号の周波数
が比較的大きくずれていても同期引込みが容易に行える
ディジタル無線装置の同期引込方式を提供することにあ
る。
期引込方式では、基地局からの同期用バースト信号の周
波数がＡＦＣ回路部の引込能力を越えてずれていると同
期引込みができず、受信同期を確立できなかった。本発
明の目的は、基地局からの同期用バースト信号の周波数
が比較的大きくずれていても同期引込みが容易に行える
ディジタル無線装置の同期引込方式を提供することにあ
る。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記の課題は図１の構成
により解決される。即ち、本発明のディジタル無線装置
の同期引込方式は、基地局より送出される同期用バース
ト信号に基づいて受信用局発信号を所定周波数に引き込
み受信同期を確立するディジタル無線装置の同期引込方
式において、同期化制御を行う制御部１と、受信用局発
信号ＬＦを形成するＶＣＯ回路部２と、受信用局発信号
ＬＦにより受信信号ＲＦを中間周波信号ＩＦに変換する
ミキサ３と、ミキサ３の出力側に設けたバンドパスフィ
ルタ４と、バンドパスフィルタ４の出力の中間周波信号
ＩＦ´のレベルを検出するレベル検出部５と、バンドパ
スフィルタ４の出力の中間周波信号ＩＦ´を検波して復
調ベースバンド信号ＢＳを形成する復調部６と、復調ベ
ースバンド信号ＢＳより検出した位相誤差信号ＥＳに基
づいて前記中間周波信号ＩＦが所定周波数となるように
ＶＣＯ回路部２に制御電圧信号ＣＶＳを帰還するＡＦＣ
回路部７と、制御部１の制御下でＡＦＣ回路部７の出力
の制御電圧信号ＣＶＳにオフセットを加えるバイアス回
路部８とを備え、制御部１は、ディジタル無線装置の同
期引込の際に、レベル検出部５の検出レベルをモニタし
つつ、その検出レベルが増大する方向にバイアス回路部
８のオフセット量を変化させるものである。
により解決される。即ち、本発明のディジタル無線装置
の同期引込方式は、基地局より送出される同期用バース
ト信号に基づいて受信用局発信号を所定周波数に引き込
み受信同期を確立するディジタル無線装置の同期引込方
式において、同期化制御を行う制御部１と、受信用局発
信号ＬＦを形成するＶＣＯ回路部２と、受信用局発信号
ＬＦにより受信信号ＲＦを中間周波信号ＩＦに変換する
ミキサ３と、ミキサ３の出力側に設けたバンドパスフィ
ルタ４と、バンドパスフィルタ４の出力の中間周波信号
ＩＦ´のレベルを検出するレベル検出部５と、バンドパ
スフィルタ４の出力の中間周波信号ＩＦ´を検波して復
調ベースバンド信号ＢＳを形成する復調部６と、復調ベ
ースバンド信号ＢＳより検出した位相誤差信号ＥＳに基
づいて前記中間周波信号ＩＦが所定周波数となるように
ＶＣＯ回路部２に制御電圧信号ＣＶＳを帰還するＡＦＣ
回路部７と、制御部１の制御下でＡＦＣ回路部７の出力
の制御電圧信号ＣＶＳにオフセットを加えるバイアス回
路部８とを備え、制御部１は、ディジタル無線装置の同
期引込の際に、レベル検出部５の検出レベルをモニタし
つつ、その検出レベルが増大する方向にバイアス回路部
８のオフセット量を変化させるものである。
【０００８】
【作用】かかる構成で、同期用バースト信号に基づく受
信信号ＲＦが受信されると、ミキサ３は周波数ｆR の受
信信号ＲＦを周波数ｆL の受信用局発信号ＬＦによりヘ
テロダインして周波数ｆI （例えばｆR −ｆL ）の中間
周波信号ＩＦを形成する。得られた中間周波信号ＩＦ
は、例えば中心周波数ｆI でバンド幅２αのＢＰＦ４を
通過し、更に増幅回路９で増幅され、復調部６で例えば
直交成分（Ｉ，Ｑ）より成る復調ベースバンド信号ＢＳ
に復調される。
信信号ＲＦが受信されると、ミキサ３は周波数ｆR の受
信信号ＲＦを周波数ｆL の受信用局発信号ＬＦによりヘ
テロダインして周波数ｆI （例えばｆR −ｆL ）の中間
周波信号ＩＦを形成する。得られた中間周波信号ＩＦ
は、例えば中心周波数ｆI でバンド幅２αのＢＰＦ４を
通過し、更に増幅回路９で増幅され、復調部６で例えば
直交成分（Ｉ，Ｑ）より成る復調ベースバンド信号ＢＳ
に復調される。
【０００９】一方、ＡＦＣ回路部７の位相誤差検出部７
1 は、この状態で復調ベースバンド信号Ｉ，Ｑの符号点
からのづれを検出しており、得られた位相誤差信号ＥＳ
を加算回路７2 を通してループフィルタ７3 で積分する
と共に、復調部６に入力する中間周波信号ＩＦが所定周
波数ｆI となるようにＶＣＯ回路部２に制御電圧信号Ｃ
ＶＳを帰還している。
1 は、この状態で復調ベースバンド信号Ｉ，Ｑの符号点
からのづれを検出しており、得られた位相誤差信号ＥＳ
を加算回路７2 を通してループフィルタ７3 で積分する
と共に、復調部６に入力する中間周波信号ＩＦが所定周
波数ｆI となるようにＶＣＯ回路部２に制御電圧信号Ｃ
ＶＳを帰還している。
【００１０】そこで、今、このＡＦＣ回路部７によるＰ
ＬＬループが周波数ｆI を中心とするバンド幅２β（β
＞α）程度の引込能力があるとすると、受信信号ＲＦの
周波数ｆR がこの範囲内でずれていても、従来と同様に
して、この装置における同期引込は確実に行われる。と
ころで、ＢＰＦ４の通過帯域が上記の如く中心周波数ｆ
I でバンド幅２αとすると、中間周波数ｆI の中間周波
信号ＩＦはＢＰＦ４による減衰を受けずにＢＰＦ４をそ
のまま通過できる。そして、このＰＬＬループが機能し
ている範囲内で受信周波数ｆR が変化してもミキサ３の
出力の中間周波数ｆI は一定に保たれる。
ＬＬループが周波数ｆI を中心とするバンド幅２β（β
＞α）程度の引込能力があるとすると、受信信号ＲＦの
周波数ｆR がこの範囲内でずれていても、従来と同様に
して、この装置における同期引込は確実に行われる。と
ころで、ＢＰＦ４の通過帯域が上記の如く中心周波数ｆ
I でバンド幅２αとすると、中間周波数ｆI の中間周波
信号ＩＦはＢＰＦ４による減衰を受けずにＢＰＦ４をそ
のまま通過できる。そして、このＰＬＬループが機能し
ている範囲内で受信周波数ｆR が変化してもミキサ３の
出力の中間周波数ｆI は一定に保たれる。
【００１１】しかし、受信周波数ｆR がＰＬＬループの
引込能力範囲を越えて変化してしまうと、ミキサ３の出
力の中間周波数ｆI は例えばｆI ＋Δｆ又はｆI −Δｆ
に変化してしまう。その結果、中間周波数ｆI ＋Δｆ又
はｆI −Δｆの中間周波信号ＩＦはＢＰＦ４を通過する
際に減衰を受けることとなり、その出力レベルは低下し
てしまう。
引込能力範囲を越えて変化してしまうと、ミキサ３の出
力の中間周波数ｆI は例えばｆI ＋Δｆ又はｆI −Δｆ
に変化してしまう。その結果、中間周波数ｆI ＋Δｆ又
はｆI −Δｆの中間周波信号ＩＦはＢＰＦ４を通過する
際に減衰を受けることとなり、その出力レベルは低下し
てしまう。
【００１２】そこで、本発明においては、レベル検出部
５及びバイアス回路部８を設けると共に、制御部１は、
ディジタル無線装置の同期引込の際に、レベル検出部５
の検出レベルをモニタしつつ、その検出レベルが増大す
る方向にバイアス回路部８のオフセット量を変化させ
る。即ち、例えば受信周波数ｆR が＋側にドリフトした
結果、中間周波数ｆI がｆ I ＋βより大となっている場
合には、ＢＰＦ４を通過した中間周波信号ＩＦ´のレベ
ルは小さくなっている。そこで、制御部１は例えばバイ
アス回路部８のオフセット量を＋側に変化させ、これに
より局発周波数ｆL を増大させる。これにより、当初の
中間周波数ｆI ＋βはＢＰＦ４の中心周波数ｆI に近づ
き中間周波信号ＩＦ´のレベルは大きくなる。制御部１
は、この傾向を認識すると、更にオフセット量を＋側に
変化させ、その都度中間周波信号ＩＦ´のレベルを検査
する制御を繰り返す。やがて、当初の中間周波数ｆI ＋
βはＡＦＣ回路部７による引込範囲内にまで次第に減少
し、その後はＡＦＣ回路部７による自動同期引込が行わ
れる。
５及びバイアス回路部８を設けると共に、制御部１は、
ディジタル無線装置の同期引込の際に、レベル検出部５
の検出レベルをモニタしつつ、その検出レベルが増大す
る方向にバイアス回路部８のオフセット量を変化させ
る。即ち、例えば受信周波数ｆR が＋側にドリフトした
結果、中間周波数ｆI がｆ I ＋βより大となっている場
合には、ＢＰＦ４を通過した中間周波信号ＩＦ´のレベ
ルは小さくなっている。そこで、制御部１は例えばバイ
アス回路部８のオフセット量を＋側に変化させ、これに
より局発周波数ｆL を増大させる。これにより、当初の
中間周波数ｆI ＋βはＢＰＦ４の中心周波数ｆI に近づ
き中間周波信号ＩＦ´のレベルは大きくなる。制御部１
は、この傾向を認識すると、更にオフセット量を＋側に
変化させ、その都度中間周波信号ＩＦ´のレベルを検査
する制御を繰り返す。やがて、当初の中間周波数ｆI ＋
βはＡＦＣ回路部７による引込範囲内にまで次第に減少
し、その後はＡＦＣ回路部７による自動同期引込が行わ
れる。
【００１３】また、逆に受信周波数ｆR が−側にドリフ
トした結果、中間周波数ｆI がｆI−βより小となって
いる場合には、同様にしてＢＰＦ４を通過した中間周波
信号ＩＦ´のレベルは小さくなっている。そこで、制御
部１は例えばバイアス回路部８のオフセット量を−側に
変化させ、これにより局発周波数ｆL を減少させる。こ
れにより、当初の中間周波数ｆI −βはＢＰＦ４の中心
周波数ｆI に近づき中間周波信号ＩＦ´のレベルは大き
くなる。制御部１は、この傾向を認識すると、更にオフ
セット量を−側に変化させ、その都度中間周波信号ＩＦ
´のレベルを検査する制御を繰り返す。やがて、当初の
中間周波数ｆI −βはＡＦＣ回路部７による引込範囲内
にまで次第に増大し、その後はＡＦＣ回路部７による自
動同期引込が行われる。
トした結果、中間周波数ｆI がｆI−βより小となって
いる場合には、同様にしてＢＰＦ４を通過した中間周波
信号ＩＦ´のレベルは小さくなっている。そこで、制御
部１は例えばバイアス回路部８のオフセット量を−側に
変化させ、これにより局発周波数ｆL を減少させる。こ
れにより、当初の中間周波数ｆI −βはＢＰＦ４の中心
周波数ｆI に近づき中間周波信号ＩＦ´のレベルは大き
くなる。制御部１は、この傾向を認識すると、更にオフ
セット量を−側に変化させ、その都度中間周波信号ＩＦ
´のレベルを検査する制御を繰り返す。やがて、当初の
中間周波数ｆI −βはＡＦＣ回路部７による引込範囲内
にまで次第に増大し、その後はＡＦＣ回路部７による自
動同期引込が行われる。
【００１４】
【実施例】以下、添付図面に従って本発明による実施例
を詳細に説明する。なお、全図を通して同一符号は同一
又は相当部分を示すものとする。図２は実施例のディジ
タル移動通信端末機のブロック図で、図において２３は
マイク、レシーバ、スピーカ等のベースバンド信号を処
理するベースバンド処理部、２２はベースバンド信号と
ディジタル信号間の変換を行う符号器（ＣＯＤＥＣ）、
２１はＴＤＭＡ方式の各種同期制御を行うＴＤＭＡ同期
制御部、２４は電源スイッチ、ダイヤルキーボード、Ｌ
ＣＤ表示部等を備えるコンソール部、１はＣＰＵを内蔵
して通信端末機の主制御を行う移動機制御部（図１の制
御部１がここに含まれる）、２５は遅延検波方式におけ
る送信データの差動論理変換を行う差動論理変換部、２
６は（π／４）シフトＱＰＳＫ方式の変調部、２７は電
力増幅部、２８は送受分波スイッチ、２９はアンテナ、
３０はシンセサイザ部、３１は信号分配器、１０は高周
波受信部、１１は高周波受信信号を２４０．０５ＭＨ Z
に変換する１ｓｔミキサ、１４は中心周波数２４０．０
５ＭＨZ のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、３は受信信
号ＲＦを１０．７ＭＨZ に変換する２ｎｄミキサ（図３
のミキサ３に相当）、４1 ，４2 は夫々中心周波数１
０．７ＭＨZ のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、９1 は
中間周波増幅回路（ＩＡ）、９2 はリミッタ増幅回路
（ＬＡ）、５は中間周波信号ＩＦ´のレベルを検出する
レベル検出部、６は（π／４）シフトＱＰＳＫ方式の復
調部、１２はパラレル−シリアル変換器（ＰＳ）、７は
図１と同等のＡＦＣ回路部、８はＡＦＣ回路部７にオフ
セットバイアスを加えるためのＤ／Ａ変換器（図１のバ
イアス回路部８に相当）、２は発振周波数略２２９．３
５ＭＨZ のＶＣＯ回路部、１３はＡ／Ｄ変換器（Ａ／
Ｄ）である。
を詳細に説明する。なお、全図を通して同一符号は同一
又は相当部分を示すものとする。図２は実施例のディジ
タル移動通信端末機のブロック図で、図において２３は
マイク、レシーバ、スピーカ等のベースバンド信号を処
理するベースバンド処理部、２２はベースバンド信号と
ディジタル信号間の変換を行う符号器（ＣＯＤＥＣ）、
２１はＴＤＭＡ方式の各種同期制御を行うＴＤＭＡ同期
制御部、２４は電源スイッチ、ダイヤルキーボード、Ｌ
ＣＤ表示部等を備えるコンソール部、１はＣＰＵを内蔵
して通信端末機の主制御を行う移動機制御部（図１の制
御部１がここに含まれる）、２５は遅延検波方式におけ
る送信データの差動論理変換を行う差動論理変換部、２
６は（π／４）シフトＱＰＳＫ方式の変調部、２７は電
力増幅部、２８は送受分波スイッチ、２９はアンテナ、
３０はシンセサイザ部、３１は信号分配器、１０は高周
波受信部、１１は高周波受信信号を２４０．０５ＭＨ Z
に変換する１ｓｔミキサ、１４は中心周波数２４０．０
５ＭＨZ のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、３は受信信
号ＲＦを１０．７ＭＨZ に変換する２ｎｄミキサ（図３
のミキサ３に相当）、４1 ，４2 は夫々中心周波数１
０．７ＭＨZ のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、９1 は
中間周波増幅回路（ＩＡ）、９2 はリミッタ増幅回路
（ＬＡ）、５は中間周波信号ＩＦ´のレベルを検出する
レベル検出部、６は（π／４）シフトＱＰＳＫ方式の復
調部、１２はパラレル−シリアル変換器（ＰＳ）、７は
図１と同等のＡＦＣ回路部、８はＡＦＣ回路部７にオフ
セットバイアスを加えるためのＤ／Ａ変換器（図１のバ
イアス回路部８に相当）、２は発振周波数略２２９．３
５ＭＨZ のＶＣＯ回路部、１３はＡ／Ｄ変換器（Ａ／
Ｄ）である。
【００１５】かかる構成により、ディジタル移動通信機
の電源投入時等に、移動機制御部１が基地局より送出さ
れる同期用バースト信号に基づいて受信用局発信号ＬＦ
を所定周波数ｆl に引き込み、受信同期を確立する制御
を以下に説明する。なお、その他の動作については従来
あるものと同様である。図３は実施例の同期引込処理の
フローチャートである。
の電源投入時等に、移動機制御部１が基地局より送出さ
れる同期用バースト信号に基づいて受信用局発信号ＬＦ
を所定周波数ｆl に引き込み、受信同期を確立する制御
を以下に説明する。なお、その他の動作については従来
あるものと同様である。図３は実施例の同期引込処理の
フローチャートである。
【００１６】ステップＳ１ではＤ／Ａ変換器８に局発周
波数ｆL の公称値ｆC に相当する値をセットする。ステ
ップＳ２ではＡ／Ｄ変換器１３を介してレベル検出部５
の検出レベルＤＳを取り込み、所定閾値ＴＨより大か否
かを判断する。もし検出レベルＤＳが所定閾値ＴＨより
大の場合は、ＡＦＣ回路部７による自動引込の範囲内に
あるので、処理を終了する。
波数ｆL の公称値ｆC に相当する値をセットする。ステ
ップＳ２ではＡ／Ｄ変換器１３を介してレベル検出部５
の検出レベルＤＳを取り込み、所定閾値ＴＨより大か否
かを判断する。もし検出レベルＤＳが所定閾値ＴＨより
大の場合は、ＡＦＣ回路部７による自動引込の範囲内に
あるので、処理を終了する。
【００１７】また、所定閾値ＴＨより大でない場合は、
ステップＳ３でＤ／Ａ変換器８（即ち、ＶＣＯ回路部２
の局発周波数ｆC ）に＋Δｆのオフセットを加え、次い
でステップＳ４では検出レベルＤＳが増加したか否かを
調べる。もし増加していれば、受信周波数ｆR がその公
称値よりも高い方にシフトしていると考えられるので、
フローはステップＳ２に戻り、上記の処理をＤＳ＞ＴＨ
になるまで繰り返す。こうして、ＶＣＯ回路部２の局発
周波数ｆL はＡＦＣ回路部７による自動引込の範囲内に
まで引き込まれ、やがてＤＳ＞ＴＨになると、以後はＡ
ＦＣ回路部７により自動的に引込・同期が行われる。
ステップＳ３でＤ／Ａ変換器８（即ち、ＶＣＯ回路部２
の局発周波数ｆC ）に＋Δｆのオフセットを加え、次い
でステップＳ４では検出レベルＤＳが増加したか否かを
調べる。もし増加していれば、受信周波数ｆR がその公
称値よりも高い方にシフトしていると考えられるので、
フローはステップＳ２に戻り、上記の処理をＤＳ＞ＴＨ
になるまで繰り返す。こうして、ＶＣＯ回路部２の局発
周波数ｆL はＡＦＣ回路部７による自動引込の範囲内に
まで引き込まれ、やがてＤＳ＞ＴＨになると、以後はＡ
ＦＣ回路部７により自動的に引込・同期が行われる。
【００１８】また、ステップＳ４の検査で検出レベルＤ
Ｓが増加していない場合は、ステップＳ５以下の処理に
進む。即ち、ステップＳ６ではＤ／Ａ変換器８に−Δｆ
のオフセットを加え、ステップＳ７では検出レベルＤＳ
が増加したか否かを調べる。もし増加していれば、受信
周波数ｆR が公称値よりも低い方にシフトしていると考
えられるので、ステップＳ５に戻り、該ステップＳ５以
下の処理をＤＳ＞ＴＨになるまで繰り返す。こうして、
ＶＣＯ回路部２の局発周波数ｆL はＡＦＣ回路部７によ
る自動引込の範囲内にまで引き込まれ、やがてＤＳ＞Ｔ
Ｈになると、以後はＡＦＣ回路部７により自動的に引込
・同期が行われる。
Ｓが増加していない場合は、ステップＳ５以下の処理に
進む。即ち、ステップＳ６ではＤ／Ａ変換器８に−Δｆ
のオフセットを加え、ステップＳ７では検出レベルＤＳ
が増加したか否かを調べる。もし増加していれば、受信
周波数ｆR が公称値よりも低い方にシフトしていると考
えられるので、ステップＳ５に戻り、該ステップＳ５以
下の処理をＤＳ＞ＴＨになるまで繰り返す。こうして、
ＶＣＯ回路部２の局発周波数ｆL はＡＦＣ回路部７によ
る自動引込の範囲内にまで引き込まれ、やがてＤＳ＞Ｔ
Ｈになると、以後はＡＦＣ回路部７により自動的に引込
・同期が行われる。
【００１９】なお、ステップＳ７の判別でも検出レベル
ＤＳが増加しない場合は所定のエラー処理を行う。かく
して、本実施例によれば、基地局からの同期用バースト
信号の周波数が比較的大きくずれていても、確実に同期
引込みが行える。なお、上記実施例ではＡＦＣ回路部７
の機能を活かしたままでＶＣＯ回路部２の局発周波数ｆ
L をＡＦＣ回路部７による自動引込の範囲内にまで引き
込むようにしたが、これに限らない。他にも、例えば位
相誤差検出部７1 の位相誤差信号ＥＳを「０」にしてお
き、かつＤ／Ａ変換器８に加えるオフセット量を順次変
えて行くと、レベル検出部５の検出レベルＤＳが最大と
なるようなオフセット量を特定できる。しかる後、Ｄ／
Ａ変換器８に前記特定したオフセット量をセットし、そ
の状態で位相誤差検出部７1 の位相誤差信号ＥＳをＰＬ
Ｌループに加える。こうすれば、ＡＦＣ回路部７は速や
かに自動引込・同期確立を行える。
ＤＳが増加しない場合は所定のエラー処理を行う。かく
して、本実施例によれば、基地局からの同期用バースト
信号の周波数が比較的大きくずれていても、確実に同期
引込みが行える。なお、上記実施例ではＡＦＣ回路部７
の機能を活かしたままでＶＣＯ回路部２の局発周波数ｆ
L をＡＦＣ回路部７による自動引込の範囲内にまで引き
込むようにしたが、これに限らない。他にも、例えば位
相誤差検出部７1 の位相誤差信号ＥＳを「０」にしてお
き、かつＤ／Ａ変換器８に加えるオフセット量を順次変
えて行くと、レベル検出部５の検出レベルＤＳが最大と
なるようなオフセット量を特定できる。しかる後、Ｄ／
Ａ変換器８に前記特定したオフセット量をセットし、そ
の状態で位相誤差検出部７1 の位相誤差信号ＥＳをＰＬ
Ｌループに加える。こうすれば、ＡＦＣ回路部７は速や
かに自動引込・同期確立を行える。
【００２０】また、上記実施例では同期引込処理の一例
のフローチャートを示したがこれに限らない。本発明思
想を逸脱しない範囲内で様々な制御フローが考えられ
る。また、変復調方式も実施例の（π／４）シフトＱＰ
ＳＫ方式に限らず、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、ＱＡＭ等でも
良い。
のフローチャートを示したがこれに限らない。本発明思
想を逸脱しない範囲内で様々な制御フローが考えられ
る。また、変復調方式も実施例の（π／４）シフトＱＰ
ＳＫ方式に限らず、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、ＱＡＭ等でも
良い。
【００２１】
【発明の効果】以上述べた如く本発明によれば、制御部
１と、レベル検出部５と、バイアス回路部８とを備え、
制御部１は、ディジタル無線装置の同期引込の際に、レ
ベル検出部５の出力をサンプリングしつつその検出レベ
ルが増大する方向にバイアス回路部８のオフセット量を
変化させるので、基地局からの同期用バースト信号の周
波数が比較的大きくずれていても、容易かつ確実に同期
引込みが行える。
１と、レベル検出部５と、バイアス回路部８とを備え、
制御部１は、ディジタル無線装置の同期引込の際に、レ
ベル検出部５の出力をサンプリングしつつその検出レベ
ルが増大する方向にバイアス回路部８のオフセット量を
変化させるので、基地局からの同期用バースト信号の周
波数が比較的大きくずれていても、容易かつ確実に同期
引込みが行える。
【図１】図１は本発明の原理的構成図である。
【図２】図２は実施例のディジタル移動通信端末機のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図３】図３は実施例の同期引込処理のフローチャート
である。
である。
【図４】図４は従来の同期引込方式の構成を示す図であ
る。
る。
１ 制御部 ２ ＶＣＯ回路部 ３ ミキサ ４ バンドパスフィルタ ５ レベル検出部 ６ 復調部 ７ ＡＦＣ回路部 ７1 位相誤差検出部 ７2 加算回路 ７3 ループフィルタ ８ バイアス回路部 ９ 増幅回路
Claims (1)
- 【請求項１】 基地局より送出される同期用バースト信
号に基づいて受信用局発信号を所定周波数に引き込み、
受信同期を確立するディジタル無線装置の同期引込方式
において、 同期化制御を行う制御部（１）と、 受信用局発信号（ＬＦ）を形成するＶＣＯ回路部（２）
と、 受信用局発信号（ＬＦ）により受信信号（ＲＦ）を中間
周波信号（ＩＦ）に変換するミキサ（３）と、 ミキサ（３）の出力側に設けたバンドパスフィルタ
（４）と、 バンドパスフィルタ（４）の出力の中間周波信号（ＩＦ
´）のレベルを検出するレベル検出部（５）と、 バンドパスフィルタ（４）の出力の中間周波信号（ＩＦ
´）を検波して復調ベースバンド信号（ＢＳ）を形成す
る復調部（６）と、 復調ベースバンド信号（ＢＳ）より検出した位相誤差信
号（ＥＳ）に基づいて前記中間周波信号（ＩＦ）が所定
周波数となるようにＶＣＯ回路部（２）に制御電圧信号
（ＣＶＳ）を帰還するＡＦＣ回路部（７）と、 制御部（１）の制御下でＡＦＣ回路部（７）の出力の制
御電圧信号（ＣＶＳ）にオフセットを加えるバイアス回
路部（８）とを備え、 制御部（１）は、ディジタル無線装置の同期引込の際
に、レベル検出部（５）の検出レベルをモニタしつつ、
その検出レベルが増大する方向にバイアス回路部（８）
のオフセット量を変化させることを特徴とするディジタ
ル無線装置の同期引込方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4214121A JPH0661998A (ja) | 1992-08-11 | 1992-08-11 | ディジタル無線装置の同期引込方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4214121A JPH0661998A (ja) | 1992-08-11 | 1992-08-11 | ディジタル無線装置の同期引込方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0661998A true JPH0661998A (ja) | 1994-03-04 |
Family
ID=16650576
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4214121A Withdrawn JPH0661998A (ja) | 1992-08-11 | 1992-08-11 | ディジタル無線装置の同期引込方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0661998A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010098524A (ja) * | 2008-10-16 | 2010-04-30 | Icom Inc | 通信機、通信機の制御方法及びコンピュータプログラム |
| CN109581368A (zh) * | 2018-12-29 | 2019-04-05 | 内蒙古方向图科技有限公司 | 一种旋转微变监测雷达系统 |
-
1992
- 1992-08-11 JP JP4214121A patent/JPH0661998A/ja not_active Withdrawn
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010098524A (ja) * | 2008-10-16 | 2010-04-30 | Icom Inc | 通信機、通信機の制御方法及びコンピュータプログラム |
| CN109581368A (zh) * | 2018-12-29 | 2019-04-05 | 内蒙古方向图科技有限公司 | 一种旋转微变监测雷达系统 |
| CN109581368B (zh) * | 2018-12-29 | 2024-02-27 | 内蒙古方向图科技有限公司 | 一种旋转微变监测雷达系统 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19991102 |