JPH066228B2

JPH066228B2 - 溶接倣い制御装置

Info

Publication number: JPH066228B2
Application number: JP59189341A
Authority: JP
Inventors: 理仁尾; 佐藤　　忍
Original assignee: Yaskawa Electric Corp
Current assignee: Yaskawa Electric Corp
Priority date: 1984-09-10
Filing date: 1984-09-10
Publication date: 1994-01-26
Anticipated expiration: 2009-01-26
Also published as: JPS6167572A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明はウィービング溶接における溶接倣い制御装置に
関する。

〔従来の技術〕

従来、溶接倣い制御方式あるいは装置として種々提案さ
れている。「実公昭55-13025」および「特公昭57−242
8」は、ウィービング両端における溶接電流を検出、比
較することにより、所望の溶接線からの位置ずれ修正信
号を得るものである。しかしながら、この方法は、溶接
電流が位置情報以外の外乱情報（ワイヤ送給むら、短絡
現像、電源リップル等）を多く含み、また溶接電流それ
自体の変動が大きくアークが安定し難い、ショートアー
ク状態およびグロビュラー状態のような小電流状態では
位置検出精度が低下するという欠点を有しており、電流
値の大きいスプレーアーク状態に専ら適用されるもので
ある。

「特公昭57−2428」ではローパスフィルタにより溶接電
流の脈動を平滑化する手法がとられているが、ローパス
フィルタの時定数を大きくしてその脈動分を小さく抑え
たとしても、溶接電流に含まれる位置情報と外乱情報を
分離できず、小電流域においては、依然として前述の欠
点を有している。

「特開昭52−9657」は、ウィービング両端の電流の積分
値を数回、平均した値を比較して、位置検出精度を向上
させようとするものであるが、その回数に相当する時間
だけ位置ずれ修正信号の出力が遅れ、倣い制御の追従精
度が低下するという欠点がある。この無駄時間の間に進
行する溶接線の長さを短くして追従遅れを少なくするた
めに溶接速度を落とすと、生産効率が低下するという問
題が発生する。このために溶接速度をそのままにして、
ウィービング周波数を高くした場合には、ウィービング
の周期が短かくなり、外乱情報を多く含んだ溶接電流を
その間積分して平均化しても、積分区間そのものが短い
ために１回の積分当りの外乱情報の除去率は低下する。
平均化回数をウィービング周波数に比例して多くすれば
外乱情報の除去率の低下を補正することができるが、逆
に検出遅れが生じて、追従遅れの補償にはならない。し
たがって、ウィービング周波数を高くしても位置検出精
度の向上は望めない。

さらに、以上の引用文献はすべて、溶接トーチそのもの
をウィービングさせる方式で、そのウィービング周波数
は高々数Hzしかとれないために、ウィービング周波数を
高くして小電流域をカバーすることはできない。

一方、「特開昭52-15457」では、溶接トーチをウィービ
ングさせる代りに、磁界によりアークそのものをウィー
ビングさせる方式が提案されている。この方式は、機械
的なウィービングでないためにウィービング周波数を高
くとれるが、溶接トーチに磁界発生用の大きな巻線が必
要なために、溶接線への接近性が悪くなり、重量も大と
なるという欠点を有している。したがって、この方式は
一部専用機とて使用できるに過ぎず、ロボット用として
は不適格である。

〔発明が解決しょうとする問題点〕

本発明の目的は、ウィービング中心と溶接線がずれた場
合でも溶接電流の大小や波形、アークの短絡移行状態の
影響を受けることのない、高精度の溶接倣い制御装置を
提供することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明の溶接倣い制御装置は、溶接電圧の２値化信号によりアーク発生時間、短絡時間
をそれぞれ計数する第１、第２の計数回路と、第１、第２の計数回路の計数値をそれぞれ入力し、ウィ
ービング半周期内のアーク発生時間、短絡時間の発生回
数、即ちサンプル個数の統計的推定値のみを通過帯域と
する第１、第２のバンドパスフィルタと、それぞれ第１、第２のバンドパスフィルタの交流出力を
ウィービング半周期信号と同期して整流する第１、第２
の同期整流器と、第１、第２のバンドパスフィルタの交流出力の相互相関
を演算する評価回路と、前記相互相関の演算の値がある値以上になるとそれぞれ
第１、第２の同期整流器の出力をウィービング１周期間
または半周期間積分する第１、第２の積分器と、第１、第２の積分器の両積分結果に基づいて位置ずれ修
正制御を行なう制御回路とを備える。

［作用］まず、本発明の原理を説明する。

第10図は溶接トーチと所望の溶接線との位置関係を示す
図で、同図(a)は下向き隈図、同図(b)は水平隈図の場合
である。

１は被溶接母材、２は所望の溶接線、３は溶接線２に垂
直な方向、４は給電チップ、５は消耗電極、６は溶接線
２の方向に垂直な断面内でのウィービング方向と位置ず
れ修正方向（左右）、７はウィービング方向６の直交す
るトーチ高さ修正方向（上下）、８は所望のチップ−母
材間距離、９はトーチのウィービング中心の所望の溶接
線２からの位置ずれ量、10は所望のチップ−母材間距離
８からの、トーチ高さ方向のずれ量である。トーチをウ
ィービングさせ、この探索運動によるチップ−母材間距
離変動に応じ変化する溶接パラメータから(a),(b)に示
すようなウィービング方向の（左右方向）位置ずれ９、
トーチの高さ方向のずれ量10を検出し、これらが０にな
るようトーチを誘導するのがアーク倣い制御である。

第11図はウィービング運動とそれに対応するチップ−母
材間距離の変動を説明する図である。

同図(a)はＶ溝、同図(b)は同図(a)に示す矢印より見た
Ｖ溝、12はウィービング中心が溶接線２に沿っていると
きのウィービング波形、13はウィービング振巾の1/4だ
けウィービング中心が位置ずれしているときのウィービ
ング波形、14はウィービング振巾の1/2だけ位置ずれし
ているときのウィービング波形、15は14と反対方向の位
置ずれ時のウィービング波形、(c)はウィービング運動
の波形、(d)〜(g)はウィービング中心がそれぞれ12,13,
14,15ときのチップ−母材間距離（１と記す）である。
(e),(f)のように、位置ずれに応じｌのウィービング周
波数成分が大きくなる。(d)に示すように、ウィービン
グ中心が溶接線２と一致しているときには、ｌはウィー
ビング周波数の２倍の周波数となる。また、(f),(g)に
示すように、位置ずれ方向が変るとｌの位相が180°異
なる。以上のことから、探索運動であるウィービング運
動の周波数成分を示す溶接パラメータを抽出することに
より位置ずれ情報が得られることがわかる。

第12図は短絡移行形態を示す図である。同図(a)におい
て、16は溶接電源、17は溶接電源16の２次側プラスケー
ブル、18が２次側マイナスケーブル、19はワイヤエクス
テンションである。同図(b)は２次側プラスケーブル17
と２次側マイナスケーブル18間の溶接電圧波形を示して
おり、20はアーク発生時間（以下、アーク時間T_Aと称す
る）、21は短絡時間（以下、短絡時間T_Sと称する）であ
る。周知のように、短絡移行形態ではアーク発生（溶融
エネルギ発生）→ワイヤエクステンション19の伸長→短
絡（短絡電流による溶断エネルギー発生）→電極の溶断
→アーク発生のプロセスをくり返す。

第13図(a),(b)は第12図に示した短絡移行形態におい
て、第10図、第11図で示す位置ずれを与えたときのウィ
ービング運動とアーク時間T_Aのパワースペクトルの実測
値をそれぞれ示す図である。第１３図（ａ）はアーク時
間Ｔ_Ａ測定時のウィービング運動数列をフーリエ変換し
た値（複素数）の絶対値を縦軸にパワースペクトルとし
て表わしている。また、第１３図（ｂ）はアーク時間Ｔ
_Ａ数列をフーリエ変換した値（複素数）の絶対値を縦軸
にパワースペクトルとして表わしている。これらは、位
置ずれ時の実溶接結果のアーク時間T_A数列とアーク時間
T_A測定時のウィービング運動（単振動）数列の相関をみ
るために行なったものであり、これらの間には強い相関
があることがわかる。このことにより、アーク時間T
_Aが、第11図で説明した位置ずれ情報源となり得る溶接
パラメータの一つであることが実証された。図面は省略
しているが、短絡時間Ｔ_Ｓも類似の相関がある。横軸は
周波数の逆数を正規化した数値であり、数値が小さい程
周波数は大きい。アーク時間T_Aの高周波成分は位置情報
にとってはノイズ成分となる。このことからウィービン
グ周波数成分を抽出するにはバンドパスフィルタが必要
となる。

第14図(a)は第12図(b)と同じく溶接電圧波形、同図(b)
はアーク時間T_Aおよび短絡時間Ｔ_Ｓのデータサンプル間
隔と時間計数値Ｔ_Ａ，Ｔ_Ｓ（データ１、データ２、デー
タ３、データ４）を示す。ここで留意すべきは(b)図の
横軸、縦軸共に時間であるということである。即ち、一
定時間間隔のサンプリングとは異なり、大きな値が入力
される時はサンプリング間隔が広がり、逆に小さい値が
入力されるときは、サンプリング間隔が縮む可変サンプ
リング時系列データであるということである。

第15図(a)はくし形デジタルフィルタの基本構成を示す
図で、０からナイキストレートまでＲ／２個の零点を有
する多重バンドパスフィルタと後段のP/2個の極を有す
る積分器により零点と極を重ならせ有限応答を得てい
る。このＲ，Ｐの基本ブロックをCOM〔R,P〕と記す。第
15図(b)は可変サンプリング時系列データT_A，Ｔ_Ｓから
ウィービング周波数成分に相当する成分（交流）を抽出
するデジタルバンドパスフィルタのブロック図である。
このデジタルパスフィルタの通過帯域は周波数ではな
く、サンプル個数となる。即ち、ウィービング半周期に
対応するサンプリング個数の時系列データのみ通過させ
るデジタルバンドパスフィルタである。溶接条件が決ま
ると可変サンプリング時系列データT_A，Ｔ_Ｓの分布がほ
ぼ決まり、その条件をパラメータとしたT_A，Ｔ_Ｓの回帰
式をあらかじめ実験的に求めておき、それからウィービ
ング半周期毎のT_A，Ｔ_Ｓのサンプリング個数を推定する
か、または溶接条件より回帰式が求まっていない場合に
は、溶接開始と同時にその入力データを数点分サンプリ
ングし、それから回帰式を推定し、同様にT_A，Ｔ_Ｓのサ
ンプリング個数を推定することによりデジタルフィルタ
の通過域定数を自動設定するようにする。

第16図は、このデジタルバンドパスフィルタを構成する
重み関数の例である。矩形や本例の三角形等のように幾
何学的に決めて、その面積が一定となるようとおけばフィルタのゲインを一定にできる。このような
重み関数であってもストップバンドでの減衰量はフィル
タを直列に数個接続することにより30d_B程度は十分とれ
る。実際この程度の減衰量で十分である。あらかじめDF
T等で幅に対して何個のサンプル個数が通過するかを調
べてその係数を求めておくと、任意の通過サンプル個数
（通過特性）のフィルタ定数の設定は容易に比例計算で
定めることができる。

本発明は以上説明したようなアーク時間T_A、短絡時間T_S
と位置ずれ検出のための探索であるウィービング運動と
の間に強い相関があることを利用して、溶接電圧の２値
化信号によりアーク時間と短絡時間をそれぞれアーク終
了時点と短絡終了時点にて計数し、ウィービング半周期
間内のアーク発生時間及び短絡時間の発生回数、即ちサ
ンプル個数の統計的推定値のみを通過帯域とする２つの
バイパスフィルタに前記２つの計数値をそれぞれ入力
し、その２つの交流出力をそれぞれウィービング半周期
信号と同期して整流し、前記２つの交流出力の相互相関
を演算しその値がある値以上になる時のみ前記同期整流
出力をウィービング１周期間または半周期間積分し、そ
の両積分結果が同符号でしかもその和の絶対値が微小不
感帯以上になるときのみ両積分値が０になる方向に位置
ずれ修正をウィービング１周期または半周期に１回あら
かじめ決められた修正量だけ行なうにしたものである。

さらに、本発明は、ウィービング１周期または半周期内
における前記相互相感の演算値がある値以上にならない
回数を計数し、この計数値があるしきい値以上になると
そのウィービング１周期または半周期での前記位置ずれ
修正を禁止するものである。

〔実施例〕

本発明の実施例を図面を参照しながら説明する。

第２図は、本発明の一実施例に係る溶接倣い制御装置を
備えた溶接装置および被溶接ワーク（水平隈図）の概略
構成図である。

この溶接装置は、給電チップ４、消耗電５、溶接トーチ
23、左右方向位置ずれ修正モータ32、高さ方向位置ずれ
修正モータ33、ウィービングモータを含むウィービング
装置31、溶接機16、給電ケーブル17、溶接電流検出器
（例えばシャント）35、溶接電流検出器35で検出した溶
接電流と溶接機16からの溶接電圧51およびウィービング
装置31からのウィービング同期信号46により左右方向位
置ずれ修正モータ32と高さ方向位置ずれ修正モータ33を
制御する溶接倣い制御装置40を備えて、被溶接ワーク3
8,39を溶接するものである。矢印ａ_１は溶接トーチ23の
軸線方向、矢印ａ_２は溶接トーチ23の軸線方向に直交す
る方向を示しており、以下の説明ではそれぞれ「高さ方
向」「左右方向」と称する。Ｖ開先のワークの場合も
「高さ方向」、「左右方向」の定義は同じである。ｌは
チップ−母材間距離である。MAG溶接では、溶接品質を
保証するために溶接電流を一定に、即ちチップ−母材間
距離ｌを一定に制御する必要がある。なお、第２図にお
いては溶接線に沿って溶接トーチ23を移動させる走行軸
モータは図示されていない。

第３図(a)は第２図のウィービング装置31のブロック図
である。このウィービング装置はウィービング周波数・
振幅設定器41、ウィービングモータ駆動回路42、ウィー
ビングモータ43、ウィービングモータ43に直結されてウ
ィービング中心位置を検出するウィービング中心位置検
出器44、第３図(b)に示すようなウィービング運動に同
期したウィービング同期信号46を出力する波形整形回路
45とからなる。

第１図は第２図の溶接倣い制御装置40のブロック図であ
る。ただし、溶接電流検出器35も便宜上図示されてい
る。比較器52は溶接電圧51を入力してアーク発生中は”
１”，短絡中は”０”の信号53を出力する。インバータ
54は信号53を反転させる。アンド回路56は信号53が”
１”，すなわちアーク発生中にクロック55を通過させる
と、アンド回路57はインバータ54の出力が”１”，すな
わち短絡中にクロック55を通過させる。微分回路58は比
較器52の出力信号53を微分して、アーク発生終了を示す
T_Aシフトクロック信号59と短絡終了を示すT_Sシフトクロ
ック信号60を出力する。シフトレジスタ61はそのビット
数をT_Aシフトクロック５９でシフトさせる時間だけウィ
ービング同期信号46を遅延させたウィービング遅延同期
信号46’を出力する。論理回路62はウィービング遅延同
期信号46’を入力して第４図に示すような制御信号47',
48'49',50'を出力する。制御信号47',49'は後述する積
分器86，87，96の積分およびリセット、評価判定回路9
1，タイマカウンタ97のカウント開始およびリセットに
使用される。制御信号48',50'は後述するデジタルサン
プルホールド回路88，89，アナログサンプルホールド回
路99のサンプル指令として出力されたサンプル値を、そ
れぞれウィービング１周期、半周期ホールドさせる。手
動の切替スイッチ63は制御信号47’と49’制御信号48’
と50’を連動して切替え、それぞれ制御信号64，65とし
て出力する。遅延回路66，67はそれぞれ微分回路58のシ
フトクロック信号59，60を遅延した信号を出力する。タ
イマカウンタ68はアンド回路56から出力されるクロック
を計数し、遅延回路66の出力信号によりリセットされて
アーク時間T_Aを求める。タイマカウンタ69はアンド回路
57から出力されるクロックを計数し、遅延回路67の出力
信号によりリセットされて短絡時間T_Sを求める。デジタ
ルバンドパスフィルタ70，71は第15図で説明したような
デジタルバンドパスフィルタで、それぞれＴ_Ａシフトク
ロック信号59，Ｔ_Ｓシフトクロック信号60毎に内蔵シフ
トレジスタをシフトさせ交流出力t_A（Ｚ），t_S（Ｚ）を
出力する。符号反転回路72，73はそれぞれデジタルバン
ドパスフィルタ70，71の交流出力t_A（Ｚ），t_S（Ｚ）の
符号を反転させた数値データを出力する。電子スイッチ
74，75はそれぞれ、ウィービング遅延同期信号46’”
１”のときデジタルバンドパスフィルタ70，71の交流出
力t_A（Ｚ），t_S（Ｚ）を選択し、”０”のとき符号反転
回路72,73の出力を選択する。すなわち、符号反転回路7
2と電子スイッチ74は、デジタルバンドパスフィルタ70
の交流出力t_A（Ｚ）をウィービング遅延同期信号46’で
整流するデジタル同期整流器76を構成し、符号反転回路
73と電子スイチ75は、デジタルバンドパスフィルタ71の
交流出力t_S（Ｚ）をウィービング遅延同期信号46’で整
流するデジタル同期整流器77を構成している。オア回路
90はＴ_Ａ，Ｔ_Ｓシフトクロック信号59，60の論理和をと
り、信号T_As を出力する。評価判定回路91は、Ｔ_Ａ，Ｔ
_Ｓシフトクロック信号59，60をある時間だけ遅延させた
タイミングで、デジタルバンドパスフィルタ70，71の交
流出力t_A（Ｚ），t_S（Ｚ）の評価を行ない、これらの出
力t_A（Ｚ），t_S（Ｚ）が適正できないときにはイネーブ
ル信号78を”０”に、不適正回数のカウンタ（カウント
開始およびリセットの制御は制御信号64で行なわれる）
を内蔵し、不適性回数をカウントし、そのカウント回数
が予め決められた回数よりも大きくなるとイネーブル信
号92を”０”にする。アンド回路80は、イネーブル信号
78が”１”のときクロック79を通し、積分用クロック81
として出力する。ラッチ回路84，85はそれぞれ制御信号
64が”１”のとき積分用クロック81毎に加算器82，83の
出力をラッチ積算し、”０”のときリセットされる。す
なわち、加算器82とラッチ回路84はウィービング１周期
または半周期の間デジタル同期整流器76の出力を積分す
るデジタル積分器86を構成し、加算器83とラッチ回路85
はウィービング１周期の間デジタル同期整流器77の出力
を積分するデジタル積分器87を構成している。デジタル
サンプルホールド回路88，89はそれぞれデジタル積分器
86，87の出力を制御信号65が”１”のときにラッチ
し、”０”のときラッチ値をホールドすることによりウ
ィービング１周期または半周期後のデジタル積分器86，
87の出力をサンプルホールドし、出力信号88',89'とし
て出力する。出力判定回路93は、イネーブル信号92が”
０”であるときデジタルサンプルホールド回路88，89の
出力88',89'の極性のいかんにかかわらずそのウィービ
ング１周期または半周期において左右方向位置ずれ修正
モータ32（第２図）に位置ずれ修正のサーボ指令を出力
せず、イネーブル信号92が”１”のときには88',89'の
極性が等しく、かつ出力88',89'の絶対値が共に微小不
感帯幅ｄより大きいという条件を満たす場合に出力88',
89'の極性に応じた位置ずれ方向にウィービング１周期
または半周期の終了時点で位置ずれ修正のサーボ指令を
左右方向位置ずれ修正モータ32（第２図）に出力する。
増幅器94は溶接電流検出器35で検出した溶接電流を増幅
する。アナログスイッチ95は比較器52の出力信号53が”
１”，すなわちアーク発生中に増幅器94の出力を通過さ
せ、”０”，すなわち短絡中のときにゼロリセットさせ
ることにより実行アーク電流を抽出する。積分器96は制
御信号64が”１”のときアナログスイッチ95の出力を積
分し、”０”のときリセットさせることによりウィービ
ング１周期または半周期のアーク電流の積分値を求め
る。タイマカウンタ97は制御信号64が”１”のときアー
ク時間T_Aを計数積算し、”０”のときリセットさせるこ
そによりウィービング１周期または半周期の実行アーク
時間の積算値を求める。平均値算出回路98は積分器96の
出力をタイマカウンタ97の出力で除算して実行アーク電
流のウィービング１周期間または半周期間の平均値を算
出する。アナログサンプルホールド回路99は制御信号65
が”１”のとき平均値算出回路98の出力をトラッキング
し、”０”のときその値をホールドすることによりウィ
ービング１周期後または半周期後のアーク電流の平均値
をサンプルホールドする。ヒステリシス付比較器101は
アナログサンプルホールド回路99の出力と所望の実行ア
ーク電流の設定値100との比較を微小不感帯ｄ以下か以
上で行なう。このヒステリシスは比較器101の出力で高
さ修正モータ33が制御される。

第５図(a)は評価判定回路91のブロック図である。遅延
回路110はタンデムに発生されるＴ_Ａ，Ｔ_Ｓシフトクロ
ック信号59，60の論理割出力T_As をデジタルバンドパス
フィルタ70，71のシフト時間以上遅延（遅延時間）した
遅延信号111およびこの信号111よりさらに遅延（遅延時
間）した遅延信号112を発生する。評価演算器113は遅延
信号111のタイミングでアーク時間T_A，短絡時間T_S、す
なわちデジタルバンドパスフィルタ70，71の交流出力t_A
（Ｚ），t_s（Ｚ）のｎ個分の相互相関をとるＰ（Ｚ）＝
（１＋Ｚ^-1＋Ｚ^-2＋…＋Ｚ^n-1）＊（t_A（Ｚ）×ts(Z)
（＊印はコンボリューションを示す）なる演算を行な
う。比較器114は相互相関Ｐ（Ｚ）がスレッシュホール
ドレベルα以上か以下でイネーブル信号78をそれぞれ”
１”，”０”にする。プリセットカウンタ115は制御信
号64の”０”から“１”への立上り時に不図示の予け決
められた正の値をプリセットし、その後イネーブル信号
78が”０”のときのみ遅延シフトクロック信号112の発
生毎にそれを減算パルスとしてプリセット値を減算し、
制御信号64が”０”のときにはゼロリセットされる。零
一致回路116はプリセットカウンタ115の内容が”０”に
なったときイネーブル信号92を”０”にする。第５図
(b)は第５図(a)における論理値信号T_AS，遅延信号111遅
延シフトクロック112，イネーブル信号78の発生タイミ
ングを示している。

第６図は出力判定回路93のブロック図である。加算器12
0はデジタルサンプルホールド回路88,89の出力88',89'
を加算する。ヒステリシス付比較器121は加算器120の出
力とＯ（Ｖ）の比較を微小不感帯ｄ以下か以上で行な
う。比較器122，123はそれぞれデジタルサンプルホール
ド回路88，89の出力88',89'の正負を判別する。論理回
路124はイネーブル信号92が”０”のときとイネーブル
信号92が”１”で、しかも比較器122，123の出力の極正
が異なるときその出力124'を”０”にし、イネーブル信
号92が”１”で、しかも比較器122，123の出力の極正が
同じであるときにのみのその出力124'を”１”にする。
アナログスイッチ125は信号124'が”１”のときヒステ
リシス付比較器121の出力を通過させ、”０”のときＯ
（Ｖ）を出力させる。

次に、本実施例の動作を説明する。

可変サンプル時系列データT_A，T_Sとウィビング運動との
強い相関に着目して、それぞれのウィービング周波数成
分に相当する成分、即ちウィービング半周期内のサンプ
ル個数成分をデジタルバンドパスフィルタ70，71で抽出
し、その出力である交流信号t_A（Ｚ），t_s（Ｚ）をデジ
タル同期整流器76，77とウィービング遅延同期信号46’
で同期整流し、その出力である直流信号をデジタル積分
器86，87と制御信号64とでウィービング１周期間または
半周期間積分する過程において評価判定回路91において
交流信号t_A（Ｚ）とt_s（Ｚ）の相互相関をデジタルバン
ドパスフィルタ70，71のシフトクロックT_As の遅延クロ
ック毎に演算し、その相関があるスレッショホールドレ
ベル以下の時にはイネーブル信号78を”０”にすること
により次のシフトクロック発生までの積分を禁止すると
同時にこの不良相関が発生するシフトクロック数を計数
しその計数値がある設定値以上いなるとそのウィービン
グ１周期または半周期で左右方向位置ずれ修正モータ32
へのサーボ指令を禁止する信号（イネーブル信号92）
を”０”にする。デジタル同期整流器76，77の出力をデ
ジタル積分器86，87でそれぞれ積分し、２つの積分出力
をウィービング１周期または半周期の終りでそれぞれサ
ンプルホールドし、そのホールド値88',89'とイネーブ
ル信号92によりウィービング１周期または半周期毎の位
置ずれ修正制御を前記の通りに行なう。第11図で説明し
た位置ずれ方向によるチップ−母材間距離ｌ（この場合
はT_A，T_S）のウィービング周波数成分（この場合はウィ
ービング半周期中のT_A，T_Sのサンプル個数成分）の位相
反転現象はその成分をウィービング遅延同期信号46’で
同期整流したときの出力極性反転に等価であるというこ
とからデジタル同期整流器76，77の出力極性により位置
ずれ修正方向を決定できることになる。しかし、現実に
は同期整流のみではノイズ成分の影響を大きく受け誤動
作する。この誤動作を防ぐためにウィービング１周期間
または半周期間の位置ずれ方向の平均値をとるデジタル
積分器86，87が用意されている。デジタルサンプルホー
ルド回路88，89はウィービング１周期または半周期内で
の適切なタイミングでサーボ制御をするためのものであ
る。ウィービング同期信号46を46’のように遅延させる
理由は、可変サンプル時系列データのデジタルバンドパ
スフィルタ70，71内のシフト時間の補正および外乱ノイ
ズによるウィービング半周期内のT_A，T_Sサンプル個数成
分の位相乱れの補正にある。この位相調整用のシフトレ
ジスタ61のビット数は図示しないプリワイヤリングの手
動切替えにより設定できる構成となっている。

ここで、同期整流器76，デジタル積分器86，デジタルサ
ンプルホールド回路88の動作と第11図の対応を説明す
る。シフトレジスタ61のビット数の調整、即ち位相調整
が適正になされ、しかもウィービング半周期内のT_Aのサ
ンプル個数成分がチップ−母材間距離ｌのウィービング
周波数成分と全く同じであると仮定した状態でデジタル
バンドパスフィルタ70の減衰率を大きくとった場合に
は、位置ずれ量とデジタルバンドパスフィルタ70の出力
波形の関係は第11図(d)〜(g)のようになる。そのとき切
替スイッチ61により制御信号47’と48’が選択されたと
してデジタル同期整流器76，デジタル積分器86，デジタ
ルサンプルホールド回路88の各出力を第７図に示す。説
明の便宜上のアナログ値で示されている。172〜175，17
6〜179，180〜183はそれぞれ第11図(d)〜(g)時のデジタ
ル同期整流器76の出力、デジタル積分器86の出力、デジ
タルサンプルホールド回路88の各出力である。位置ずれ
の大きさに比例してサンプルホールド出力は大きくな
り、位置ずれ方向によりサンプルホールド出力の極性が
異なることがわかる。

第７図は前記した前提条件のもとでの出力信号であり、
現実には、センサ応答の制約からデジタルバンドパスフ
ィルタ70，71の減衰率を極端に大きくはとれない。従っ
て、デジタルフィルタの中心通過帯域であるサンプル個
性近傍のサンプル個数の外乱ノイズの影響を受け、デジ
タルバンドパスフィルタ70，71の出力波形は歪む。位相
調整を最大公約数的に行なったとしても歪波の振幅次第
ではそのノイズ出力が同期整流出力に含まれ、第７図中
の173の波形が実際には第８図に示すような不規則な形
となる。しかし、ウィービング１周期間の積分により17
7のように外乱ノイズの除去が可能となる。

時間計数→フィルタ→同期整流→積分は以上説明したよ
うにT_A，T_Sのうち１つでもよいが、本発明では、溶接継
手形状、溶接姿勢への広範な適用を考え、多様なノイズ
成分を低減させ、センサとしての精度、信頼性をさらに
向上させる必要性からT_A，T_Sの２系統を備え、しかも
T_A，T_Sの相互相関等を演算する評価判定回路91および
T_A，T_Sの積分出力が同一極性でないときは誤検出である
と判断する出力判定回路93のバックアップ器農を備え位
置ずれ修正方向の誤動作の可能性を完全に除去してい
る。しかし、位置ずれ量が一定と考えている第８図の例
の場合でもサンプルホールド出力が図示のように極性は
一定なるも出力値は変動することからして、サンプルホ
ールド出力を直接サーボ指令とする線形サーボ制御より
も、その極性、即ち位置ずれ方向のみを出力判定回路93
で抽出してそのオン／オフ指令により予め決められた位
置修正量（図示せず）だけサンプル後の位置ずれ修正方
向に１サンプル（ウィービング１周期または半周期）当
り１回修正動作を行なわせるオン／オフサーボ制御の方
が望ましい。

次に、高さ制御の動作について説明する。アナログサン
プルホールド回路99の出力であるウィービング１周期間
または半周期間の実行アーク電流値と所望の設定値100
の比較により高さ方向位置ずれ修正モータ33（第２図）
を制御（設定値100より小さい時には給電チップ４を母
材38，39側に移動させ、大きい時には給電チップ４を母
材38，39側より離す方向に制御）することにより平均的
なチップ−母材間距離ｌを一定に保つようにする。

第９図は、第１図で説明した溶接電圧51、比較器52の出
力である53，増巾器94の出力である溶接電流と、アナロ
グスイッチ95の出力であるアーク電流の関係を示す図(T
₁,T₂,T₃は短絡区間)である。短絡電流を除いた実行アー
ク電流200を積分器96によりウィービング１周期間また
は半周期間積分すると同時に、タイマカウンタ97はアン
ド回路56を経由したクロックをウィービング１周期間ま
たは半周期間計数することにより実行アーク発生時間の
累積値を積算する。この実行アーク発生時間の累積値と
積分器96の出力とよりウィービング１周期間または半周
器毎に平均値を算出し、サンプルホールドし、設定値10
0との比較大小により高さ方向修正モータ33（第２図）
をサーボ制御する。左右方向ずれ修正制御と同様にウィ
ービング半周期制御か１周期制御かは切替スイッチ63に
より手動で選択される。この高さ方向ずれ修正も線形サ
ーボ制御よりもヒステリシス付比較器101を備え１サン
プル当り１回修正するオン／オフサーボ制御の方が望ま
しい。

以上の実施例では評価判定回路91の評価演算器113の評
価演算をt_A（Ｚ），t_S（Ｚ）の相互相関法で説明した
が、その演算処理時間が問題になる場合にはt_A（Ｚ），
t_S（Ｚ）の相互相関を近似的に１点のみ計算する方法、
即ち単純な積t_A（Ｚ）・t_S（Ｚ）による評価法も実相的
にはあり得る。この相互相関による評価判定は、外乱ノ
イズがt_A（Ｚ），t_S（Ｚ）に加わりt_A（Ｚ），t_S（Ｚ）
が不適性値になったときには両者の関係に乱れが生じる
という経験的実証例に基づいている。

以上の説明で明らかなように、アーク発生と短絡をくり
返すショートアークプロセスにおいてもアーク時間T_A、
短絡時間T_Sの情報から微小位置ずれ情報を精度良く抽出
することが可能になった。また、この位置ずれ検出セン
サ信号及び高さ方向検出センサ信号で左右方向位置ずれ
修正モータおよび高さ方向位置ずれ修正モータをサーボ
制御することによりショートアークプロセスでのアーク
倣い制御が可能になった。ウィービング１周期または半
周期毎にサーボをサンプリング制御するので応答性が良
く、しかも、実行アークによりチップ−母材間距離、即
ちアーク電流の一定制御が行なわれるので、溶接作業性
の向上及び溶接品質の安定向上がはかれるようになっ
た。

なお、以上の実施例はウィービングモータ、左右方向位
置ずれ修正モータ、高さ方向位置ずれ修正モータで行な
ったが、これらの専用モータをロボット手首部に装着せ
ずとも産業用ロボットの有しているロボット駆動軸の合
成運動としてのソフトウィービング機能、ロボット駆動
軸による位置修正機能と、高さ修正機能で代行させるこ
とは容易にできるのでロボット駆動軸制御で全ての動作
を行なわせる方式も本発明に含まれるのは当然である。
また、位置ずれ検出についてはデジタル回路で説明した
が、全てアナログ処理を行なってもよい。

一方、第７図で明らかなように同期整流器出力の積分区
間を長くすればする程、位置ずれ検出精度は良くなる。
ウィービング周波数を２倍に上げ、ウィービングの２周
期間の積分を行なえば、センサ応答は不変のままで位置
検出精度は２倍になる。即ち、本発明に記載の「ウィー
ビングの１周期」という語句を「ウィービングの２周
期」と読み替えるだけでよいため、本発明の位置ずれ検
出および高さ検出のためのウィービング周期は、１周期
に限定されないことは明らかである。

〔発明の効果〕

本発明は、(1)雑多な情報を含むアーク時間および短絡
時間からウィービング中心と溶接線との位置ずれに関与
するサンプル個数成分のみ検出するから、溶接電流の大
小、シールドガスの成分によるアーク移行形態で決る溶
接電流波形、電圧波形の脈動に影響を受けず、ショート
アーク、グロービュラーアークにおいてもスプレーアー
クと同様に高精度の位置ずれ検出が可能となる、(2)ア
ーク時間成分と短絡時間成分の相互相関の評価によりサ
ーボ出力を管理するので位置ずれ検出センサとしての精
度、信頼性が向上する、(3)短絡電流を含めた平均アー
ク電流を一定にするのではなく、実行アーク電流を一定
にすべくトーチ方向の高さ制御がなされるのでアークの
移行状態を問わず良品質の溶接が可能となる、(4)ウィ
ービング１周期または半周期毎に左右方向位置ずれ修正
信号、高さ方向位置ずれ修正信号が発生されるのでセン
サむだ時間が少く倣い精度が向上し、溶接速度を落さな
くてもよいから、倣い制御をすることによる生産効率の
低下がない、(5)ウィービング周波数に比例して、位置
ずれ検出精度をおとさずにセンサ応答性をよくできる
（センサむだ時間小）、(6)トーチそのものをウィービ
ングさせる方式であり、溶接上邪魔になるものが何ら付
加されていないから、パークへの接近性およびスパッ
タ、ヒューム、アーク光等の悪循環下での信頼性に優れ
ている等の効果を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による溶接倣い制御装置の一実施例のブ
ロック図、第２図は第１図の溶接倣い制御装置を備える
溶接装置の構成図、第３図は第２図のウィービング装置
31のブロック図およびウィービング同期信号46とウィー
ビング運動の関係を示す図、第４図はウィービング運
動、ウィービング同期信号46、ウィービング遅延同期信
号46’および論理回路62から出力される制御信号47',4
8',49',50'のタイムチャート、第５図(a),(b)は第１図
の評価判定回路91のブロック図および各信号T_A s，11
1，112，78のタイムチャート、第６図は第１図の出力判
定回路93のブロック図、第７図はデジタルバンドパスフ
ィルタ70の減衰率を大きくし、ウィービング運動とチッ
プ母材母距離ｌの位相関係が第11図の(d)〜(g)の関係に
あり、定常状態のときのデシタル同期整流器76，デジタ
ル積分器86，デジタルサンプルホールド回路86の出力の
波形を示す図、第８図は、位置ずれが比較的大きい場合
の位相調整後の同期整流出力、積分器出力、サンプルホ
ールド出力、第９図は溶接電圧51，比較器52の出力53，
溶接電流、アーク電流の波形を示す図、第10図は溶接ト
ーチと所望の溶接線との位置関係を示す図、第11図はウ
ィービング運動とそれに対応するチップ−母材間距離ｌ
の変動を説明する図、第12図は短絡移行形態を示す図、
第13図(a),(b)はそれぞれウィービング運動とアーク時
間のパワースペクトルの実測値を示す図、第14図(a),
(b)は溶接電圧の波形およびアーク時間T_Aのデータサン
プル値の関係を示す図、第15図はくし形デジタルフィル
タの基本構成およびデジタルバンドパスフィルタのブロ
ック図、第16図はデジタルバンドパスフィルタを構成す
る重み関数の例を示す図である。 46：ウィービング同期信号、 46’：ウィービング遅延同期信号、 47',48',49',50',64,65：制御信号、 52：比較器、 53：アーク発生（短絡）中信号、 54：インバータ 55，79：クロック、 56，57，80：アンド回路、 58：微分回路、 59，60：シフトクロック信号、 61：シフトレジスタ、 62：論理回路、 63：切替スイッチ、 66，67：遅延回路、 68，69，97：タイマカウンタ、 70，71：デジタルバンドパスフィルタ、 72，73：符号反転回路、74，75：電子スイッチ、 78，92：イネーブル信号、 76，77：デジタル同期整流器、 80，90：オア回路、 81：積分クロック、 82，83：加算器、 84，85：ラッチ回路、 86，87：デジタル積分器、 88，89：デジタルサンプルホールド回路、 90：オア回路、 91：評価判定回路、 93：出力判定回路、 94：増幅器、 95：アナログスイッチ 96：積分器、 98：平均値算出回路、 99：アナログサンプルホールド回路、 101：ヒステリシス付比較器、 t_A（Ｚ），t_s（Ｚ）：デジタルバンドパスフィルタ70，
71の交流出力、 T_A：アーク時間、 T_S：短絡時間。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】アーク発生と短絡をくり返すショートアー
クプロセス下で、溶接トーチをウィービングさせながら
自動的に開先に追従させる溶接倣い制御装置において、溶接電圧の２値化信号によりアーク発生時間、短絡時間
をそれぞれ計数する第１、第２の計数回路と、第１、第２の計数回路の計数値をそれぞれ入力し、ウィ
ービング半周期内のアーク発生時間、短絡時間の発生回
数、即ちサンプル個数の統計的推定値のみを通過帯域と
する第１、第２のバンドパスフィルタと、それぞれ第１、第２のバンドパスフィルタの交流出力を
ウィービング半周期信号と同期して整流する第１、第２
の同期整流器と、第１、第２のバンドパスフィルタの交流出力の相互相関
を演算する評価回路と、前記相互相関の演算の値がある値以上になるとそれぞれ
第１、第２の同期整流器の出力をウィービング１周期間
または半周期間積分する第１、第２の積分器と、第１、第２の積分器の両積分結果に基づいて位置ずれ修
正制御を行なう制御回路とを備える溶接倣い制御装置。
【請求項２】前記制御回路は、第１、第２の積分器の積
分値が同符号で、しかもその和の絶対値が微小不感帯以
上になるときのみウィービング１周期または半周期に１
回予め決められた修正量だけ両積分値が０になる方向に
位置ずれ修正制御を行なう特許請求の範囲第１項に記載
の溶接倣い制御装置。
【請求項３】前記制御回路は、第１、第２の積分器の積
分値が同符号で、しかもその和の絶対値が微小不感帯以
上になるときのみウィービング１周期または半周期に１
回予め決められた修正量だけ両積分値が０になる方向に
位置ずれ修正制御を行ない、ウィービング１周期または
半周期内における前記相互相関の演算値がある値以上に
ならない回数がある閾値以上になると前記位置ずれ修正
制御を禁止する特許請求の範囲第１項に記載の溶接倣い
制装置。
【請求項４】前記相互相関の演算を第１、第２のバンド
パスフィルタの交流出力の積で行なう特許請求の範囲第
１項に記載の溶接倣い制御装置。