JPH0664090B2 - 電流検出装置 - Google Patents
電流検出装置Info
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- JPH0664090B2 JPH0664090B2 JP63261575A JP26157588A JPH0664090B2 JP H0664090 B2 JPH0664090 B2 JP H0664090B2 JP 63261575 A JP63261575 A JP 63261575A JP 26157588 A JP26157588 A JP 26157588A JP H0664090 B2 JPH0664090 B2 JP H0664090B2
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- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
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- G01R15/14—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks
- G01R15/18—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks using inductive devices, e.g. transformers
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、可飽和変成器の一次側に供給した被検出電流
をトランジスタ・スイッチにより断続して変成した二次
出力交流電流を抵抗素子に供給して得られる電圧に基づ
いて被検出電流を検出する電流検出装置に関し、特に、
相補型FETスイッチを可飽和変成器に組合わせて構成し
た磁気マルチバイブレータを用いて簡単な構成の小型装
置により良好な特性の電流検出を行ない得るようにした
ものである。
をトランジスタ・スイッチにより断続して変成した二次
出力交流電流を抵抗素子に供給して得られる電圧に基づ
いて被検出電流を検出する電流検出装置に関し、特に、
相補型FETスイッチを可飽和変成器に組合わせて構成し
た磁気マルチバイブレータを用いて簡単な構成の小型装
置により良好な特性の電流検出を行ない得るようにした
ものである。
（従来の技術） 近来、マイクロコンピュータを用いた情報処理機器等の
電源装置として、高周波スイッチングによるDC-DCコン
バータ、あるいは、PWM型の小型交流無停電電源装置等
が多く使用されるようになったが、これらの電源装置に
は、過電流保護あるいは高効率化等に出力電流あるいは
バッテリ電流等の電流検出が必要であるために、安価な
小型の電流検出装置が求められている。
電源装置として、高周波スイッチングによるDC-DCコン
バータ、あるいは、PWM型の小型交流無停電電源装置等
が多く使用されるようになったが、これらの電源装置に
は、過電流保護あるいは高効率化等に出力電流あるいは
バッテリ電流等の電流検出が必要であるために、安価な
小型の電流検出装置が求められている。
しかして、一般に、電流検出装置としては、電流が流れ
ている導線に直列に抵抗器を接続し、その抵抗器の両端
にオームの法則に従って発生する電圧を読取って電流の
値を検出する装置が、構成が最も簡単であって、特別な
調整を何ら要せず、電流検出を簡易に行ない得るが故
に、小型直流定電圧電源等の電力容量が比較的小さい電
源装置などに従来から多く用いられている。
ている導線に直列に抵抗器を接続し、その抵抗器の両端
にオームの法則に従って発生する電圧を読取って電流の
値を検出する装置が、構成が最も簡単であって、特別な
調整を何ら要せず、電流検出を簡易に行ない得るが故
に、小型直流定電圧電源等の電力容量が比較的小さい電
源装置などに従来から多く用いられている。
また、被検出回路と検出出力回路とを絶縁する必要が多
い大電力電源装置等においては、抵抗器の介挿による電
流検出が困難な場合が多いので、可飽和磁心を用いた直
流変成器が、抵抗器の介挿による電流検出器に比して所
要スペースが狭くて済み、損失の発生が少なく、被検出
回路と検出出力回路との絶縁が容易である、などの利点
を有しているが故に、大電力電源装置用電流検出器とし
て、従来、各方面で広く用いられている。
い大電力電源装置等においては、抵抗器の介挿による電
流検出が困難な場合が多いので、可飽和磁心を用いた直
流変成器が、抵抗器の介挿による電流検出器に比して所
要スペースが狭くて済み、損失の発生が少なく、被検出
回路と検出出力回路との絶縁が容易である、などの利点
を有しているが故に、大電力電源装置用電流検出器とし
て、従来、各方面で広く用いられている。
（発明が解決しようとする課題） しかしながら、抵抗器介挿による電流検出装置は、被検
出電源装置の電流容量が大きくなると、検出用抵抗器で
消費される電力が大きくなるために、被検出電源装置の
電力効率が低下し、抵抗器で発生する熱を処理する必要
上、抵抗器の小型化が困難である、などの問題があっ
た。
出電源装置の電流容量が大きくなると、検出用抵抗器で
消費される電力が大きくなるために、被検出電源装置の
電力効率が低下し、抵抗器で発生する熱を処理する必要
上、抵抗器の小型化が困難である、などの問題があっ
た。
また、可飽和磁心の直流変成器を用いた従来の電流検出
装置は、可飽和磁心を複数個用いる必要があるととも
に、検出装置をリセットするための交流電源を備える必
要があり、さらに、検出出力を整流器を介して取出すよ
うになっているために一方向に流れる電流のみしか検出
し得ない、という難点があった。したがって、最近多く
使用されるようになったインバータ装置、交流無停電電
源装置等における過電流保護および電流制御のための電
流検出装置として可飽和磁心の直流変成器による従来の
電流検出装置を使用するには、検出装置の小型化および
両極性化等の解決すべき多くの課題があった。
装置は、可飽和磁心を複数個用いる必要があるととも
に、検出装置をリセットするための交流電源を備える必
要があり、さらに、検出出力を整流器を介して取出すよ
うになっているために一方向に流れる電流のみしか検出
し得ない、という難点があった。したがって、最近多く
使用されるようになったインバータ装置、交流無停電電
源装置等における過電流保護および電流制御のための電
流検出装置として可飽和磁心の直流変成器による従来の
電流検出装置を使用するには、検出装置の小型化および
両極性化等の解決すべき多くの課題があった。
なお、大電力用に従来用いられた各種の電流検出方式の
うち、非接触で直流電流もしくは低周波電流を検出する
電流検出方式としては、可飽和磁心を用いた直流電流変
成器方式、可飽和磁心を用いた瞬時値電流検出方式、ホ
ール素子と磁心とを用いた電流検出方式、磁気マルチバ
イブレータを用いた電流検出方式等があり、それぞれ良
好な成果が得られて各方面の技術分野で利用されてはい
るが、いずれの方式によっても、従来の電流検出装置
は、構成部品の種類、個数が多く、装置の特性を良好に
保つために複雑な調整を必要とするものが多く、したが
って、電源装置の小型化、低廉化に伴い、小型で構成部
品の種類、個数の少ない、安価な電流検出装置の出現が
待たれていた。
うち、非接触で直流電流もしくは低周波電流を検出する
電流検出方式としては、可飽和磁心を用いた直流電流変
成器方式、可飽和磁心を用いた瞬時値電流検出方式、ホ
ール素子と磁心とを用いた電流検出方式、磁気マルチバ
イブレータを用いた電流検出方式等があり、それぞれ良
好な成果が得られて各方面の技術分野で利用されてはい
るが、いずれの方式によっても、従来の電流検出装置
は、構成部品の種類、個数が多く、装置の特性を良好に
保つために複雑な調整を必要とするものが多く、したが
って、電源装置の小型化、低廉化に伴い、小型で構成部
品の種類、個数の少ない、安価な電流検出装置の出現が
待たれていた。
（課題を解決するための手段） 本発明の目的は、上述した従来の課題を解決し、電流装
置等の過電流保護や電流制限のための直流電流もしくは
低周波交流電流の検出に関し、小型の磁心を用いた極め
て簡単な回路構成により低損失で被検出回路と検出出力
回路とを非接触にした状態で直流電流もしくは低周波交
流電流を検出し得るようにした電流検出装置を提供する
ことにある。
置等の過電流保護や電流制限のための直流電流もしくは
低周波交流電流の検出に関し、小型の磁心を用いた極め
て簡単な回路構成により低損失で被検出回路と検出出力
回路とを非接触にした状態で直流電流もしくは低周波交
流電流を検出し得るようにした電流検出装置を提供する
ことにある。
本発明は、上述した目的を達成するために、原理的には
磁気マルチバイブレータ回路を用いたミキシングアンプ
回路と同様な現象を利用し、磁気マルチバイブレータ回
路のスイッチ素子として相補型電界効果トランジスタ
（FET）もしくは相補型相当の電界効果トランジスタを
用いて、電界効果トランジスタの特性を有効に利用する
ことにより、構成部品の点数が極めて少なく、経済性に
優れ、直線性、動作範囲が良好な電流検出装置を実現し
得るようにしたものである。
磁気マルチバイブレータ回路を用いたミキシングアンプ
回路と同様な現象を利用し、磁気マルチバイブレータ回
路のスイッチ素子として相補型電界効果トランジスタ
（FET）もしくは相補型相当の電界効果トランジスタを
用いて、電界効果トランジスタの特性を有効に利用する
ことにより、構成部品の点数が極めて少なく、経済性に
優れ、直線性、動作範囲が良好な電流検出装置を実現し
得るようにしたものである。
すなわち、本発明電流検出装置は、可飽和の磁心を備え
た変成器の一次巻線に被検出電流を供給し、前記変成器
の二次巻線の一端と接地電位との間に抵抗素子を接続
し、当該二次巻線の他端と直流電相源との間に前記磁心
に捲回して当該他端に接続したゲート巻線を備えた電界
効果トランジスタを接続するとともに、当該電界効果ト
ランジスタのオフ期間に前記直流電圧源の電圧とは逆極
性の電圧を前記二次巻線に供給する回路素子を前記他端
に接続することにより、前記一次巻線に供給した前記被
検出電流に対応して前記抵抗素子に誘起する電圧に基づ
いて当該被検出電流を検出するようにしたことを特徴と
するものである。
た変成器の一次巻線に被検出電流を供給し、前記変成器
の二次巻線の一端と接地電位との間に抵抗素子を接続
し、当該二次巻線の他端と直流電相源との間に前記磁心
に捲回して当該他端に接続したゲート巻線を備えた電界
効果トランジスタを接続するとともに、当該電界効果ト
ランジスタのオフ期間に前記直流電圧源の電圧とは逆極
性の電圧を前記二次巻線に供給する回路素子を前記他端
に接続することにより、前記一次巻線に供給した前記被
検出電流に対応して前記抵抗素子に誘起する電圧に基づ
いて当該被検出電流を検出するようにしたことを特徴と
するものである。
（作 用） したがって、本発明によれば、簡単な回路構成により低
損失で良好な特性の非接触電流検出を行ない得る電流検
出装置を実現して、直流定電圧電源装置、インバータ装
置、交流無停電電源装置、バッテリ充電装置、電動機制
御駆動装置等に有効に適用することが可能となる。
損失で良好な特性の非接触電流検出を行ない得る電流検
出装置を実現して、直流定電圧電源装置、インバータ装
置、交流無停電電源装置、バッテリ充電装置、電動機制
御駆動装置等に有効に適用することが可能となる。
（実施例） 以下に図面を参照して実施例につき本発明を詳細に説明
する。
する。
本発明は、前述したように、原理的には、例えば「直流
入力電圧比例周波数スイッチング式直流−交流変成器
（A Switching DC-to-AC Converter Having an Output
Frequency Proportional to the DC Input Voltoge）」
AIEE Transactions pt.1,vol.74,July 1955,pp.322〜2
4、あるいは「改良型方形波発振回路（An Improved Squ
are-Wave Oscillator Circuit）」IRE Transaction on
CircuitTheory,vol.CT-4,Sept.1957,pp.276〜79などの
磁気マルチバイブレータ回路を用いた、例えば「磁気ミ
キシング増幅器（The Magnetic Mixing Amplifier）」I
EEE Transaction on Magnetics, Dec.1972,vol.MAG8,N
o.4,pp.780〜785などのミキシングアンプ回路における
と同様な現象を利用したものであるが、磁気マルチバイ
ブレータ回路のスイッチ素子として相補型FETを用い、F
ETの特性を有効に利用して、部品点数が極めて少なく、
経済性に優れ、直線性や動作範囲が良好な電流検出装置
を実現したものであり、かかる本発明電流検出装置の基
本的回路構成の例を第１図に示す。
入力電圧比例周波数スイッチング式直流−交流変成器
（A Switching DC-to-AC Converter Having an Output
Frequency Proportional to the DC Input Voltoge）」
AIEE Transactions pt.1,vol.74,July 1955,pp.322〜2
4、あるいは「改良型方形波発振回路（An Improved Squ
are-Wave Oscillator Circuit）」IRE Transaction on
CircuitTheory,vol.CT-4,Sept.1957,pp.276〜79などの
磁気マルチバイブレータ回路を用いた、例えば「磁気ミ
キシング増幅器（The Magnetic Mixing Amplifier）」I
EEE Transaction on Magnetics, Dec.1972,vol.MAG8,N
o.4,pp.780〜785などのミキシングアンプ回路における
と同様な現象を利用したものであるが、磁気マルチバイ
ブレータ回路のスイッチ素子として相補型FETを用い、F
ETの特性を有効に利用して、部品点数が極めて少なく、
経済性に優れ、直線性や動作範囲が良好な電流検出装置
を実現したものであり、かかる本発明電流検出装置の基
本的回路構成の例を第１図に示す。
第１図示の基本的構成の電流検出回路装置においては、
小型のトロイダル磁心Ｉの中心孔に導線を通して１次巻
線Ｎ１とするとともに、1:nの巻線比で環状部に導線を
巻回して２次巻線Ｎ２とした変成器Ｔ１を構成し、その
２次巻線Ｎ２の一端には互いに相補型をなすFET１およ
びFET２のソース電極を接続するとともに、FET１および
FET２のドレイン電極には直流電圧源＋Ｅおよび−Ｅを
それぞれ接続してある。さらに、FET１およびFET２のゲ
ート電極には、２次巻線Ｎ２に適切な巻線比で巻き足し
たゲート巻線NGを接続して各FETをオン状態もしくオフ
状態に保持するようにする。また、２次巻線Ｎ２の他端
には抵抗器Ｒを接続し、その抵抗器Ｒに現われる電圧降
下Ｅ０から２次電流Ｉ２を検出し、その２次電流Ｉ２と
n:1の比をなす１次電流Ｉ１を検出し得るようにする。
小型のトロイダル磁心Ｉの中心孔に導線を通して１次巻
線Ｎ１とするとともに、1:nの巻線比で環状部に導線を
巻回して２次巻線Ｎ２とした変成器Ｔ１を構成し、その
２次巻線Ｎ２の一端には互いに相補型をなすFET１およ
びFET２のソース電極を接続するとともに、FET１および
FET２のドレイン電極には直流電圧源＋Ｅおよび−Ｅを
それぞれ接続してある。さらに、FET１およびFET２のゲ
ート電極には、２次巻線Ｎ２に適切な巻線比で巻き足し
たゲート巻線NGを接続して各FETをオン状態もしくオフ
状態に保持するようにする。また、２次巻線Ｎ２の他端
には抵抗器Ｒを接続し、その抵抗器Ｒに現われる電圧降
下Ｅ０から２次電流Ｉ２を検出し、その２次電流Ｉ２と
n:1の比をなす１次電流Ｉ１を検出し得るようにする。
かかる基本的回路構成の本発明電流検出装置において
は、FET１がオン状態にあるときに、そのFET１を介して
直流電圧源＋Ｅから２次巻線Ｎ２に正の電圧が供給さ
れ、その正電圧の時間積分に応じてトロイダル磁心Ｉ内
の磁束密度が増大する。トロイダル磁心Ｉ内の磁束密度
がかかる態様の増大により正の飽和に達すると、ゲート
NGの飽和インダクタンスとFETのゲート・ソース間容量
とがなす共振回路に発生する過渡的振動により駆動され
てFET１とFET２との間にオン・オフ状態の転換が生じ、
FET１からFET２へオン状態が転流する。かかるオン状態
の転流の結果、FET１を介する直流電圧源＋Ｅからの正
電圧の供給が断たれ、オン状態に転じたFET２を介して
直流電圧源−Ｅから２次巻線Ｎ２に負電圧が供給され、
その負電圧の時間積分に応じてトロイダル磁心Ｉ内の磁
束密度が減少する。トロイダル磁心Ｉ内の磁束密度がか
かる態様の減少により負の飽和に達すると、上述した正
の飽和に達した場合と同様にしてそ場合とは逆に、FET
２からFET１へオン状態が転流し、以後同様にしてFET１
・FET２間においてオン・オフ状態が反復して交互に反
転する。
は、FET１がオン状態にあるときに、そのFET１を介して
直流電圧源＋Ｅから２次巻線Ｎ２に正の電圧が供給さ
れ、その正電圧の時間積分に応じてトロイダル磁心Ｉ内
の磁束密度が増大する。トロイダル磁心Ｉ内の磁束密度
がかかる態様の増大により正の飽和に達すると、ゲート
NGの飽和インダクタンスとFETのゲート・ソース間容量
とがなす共振回路に発生する過渡的振動により駆動され
てFET１とFET２との間にオン・オフ状態の転換が生じ、
FET１からFET２へオン状態が転流する。かかるオン状態
の転流の結果、FET１を介する直流電圧源＋Ｅからの正
電圧の供給が断たれ、オン状態に転じたFET２を介して
直流電圧源−Ｅから２次巻線Ｎ２に負電圧が供給され、
その負電圧の時間積分に応じてトロイダル磁心Ｉ内の磁
束密度が減少する。トロイダル磁心Ｉ内の磁束密度がか
かる態様の減少により負の飽和に達すると、上述した正
の飽和に達した場合と同様にしてそ場合とは逆に、FET
２からFET１へオン状態が転流し、以後同様にしてFET１
・FET２間においてオン・オフ状態が反復して交互に反
転する。
かかるFET１,FET２間のオン・オフ状態交互反転を繰返
す第１図示の回路構成において、トロイダル磁心Ｉに励
磁電流の小さいものを用いれば、ゲート巻線NGに流れる
FETのゲート巻線IGは１次、２次両電流Ｉ１,I２に比し
て格段に小さく、ほとんど零と見做し得るので、１次巻
線Ｎ１と２次巻線Ｎ２との間には等アンペアターンの法
則が成立ち、出力抵抗器Ｒの両端間からは１次電流Ｉ１
に比例した出力電圧Ｅ０を取出すことができる。すなわ
ち、オン・オフ状態転流時の一時期を除いては、トロイ
ダル磁心Ｉの保持起磁力をFCとしてつぎの（１）式で表
わされる等アンペアターンの法則が成立つ。
す第１図示の回路構成において、トロイダル磁心Ｉに励
磁電流の小さいものを用いれば、ゲート巻線NGに流れる
FETのゲート巻線IGは１次、２次両電流Ｉ１,I２に比し
て格段に小さく、ほとんど零と見做し得るので、１次巻
線Ｎ１と２次巻線Ｎ２との間には等アンペアターンの法
則が成立ち、出力抵抗器Ｒの両端間からは１次電流Ｉ１
に比例した出力電圧Ｅ０を取出すことができる。すなわ
ち、オン・オフ状態転流時の一時期を除いては、トロイ
ダル磁心Ｉの保持起磁力をFCとしてつぎの（１）式で表
わされる等アンペアターンの法則が成立つ。
（Ｎ１・Ｉ１）＋（Ｎ２・Ｉ２）＋（NG・IG）＝F
C （１） しかして、FETのゲートインピーダンスは、転流時の過
渡状態を除いた定常状態においては極めて高い値となる
ので、上述したように、ゲート電流IGは無視し得る程に
小さく、また、保持起磁力が十分に小さい磁心を用いれ
ば、等アンペアターンの法則に従い、１次巻線Ｎ１と２
次巻線Ｎ２との巻線比を1:nとすれば、２次電流Ｉ２は
つぎの（２）式で表わされる。
C （１） しかして、FETのゲートインピーダンスは、転流時の過
渡状態を除いた定常状態においては極めて高い値となる
ので、上述したように、ゲート電流IGは無視し得る程に
小さく、また、保持起磁力が十分に小さい磁心を用いれ
ば、等アンペアターンの法則に従い、１次巻線Ｎ１と２
次巻線Ｎ２との巻線比を1:nとすれば、２次電流Ｉ２は
つぎの（２）式で表わされる。
Ｉ２＝Ｉ１／ｎ （２） また、出力抵抗をＲとすれば、出力電圧Ｅ０はつぎの
（３）式で表わされる。
（３）式で表わされる。
Ｅ０＝Ｉ１・Ｒ／ｎ （３） しかして、FET１がオン状態にある期間に２次巻線Ｎ２
に印加される電圧は（Ｅ−Ｅ０）であり、FET２がオン
状態にある期間に２次巻線Ｎ２に印加される電圧は（−
Ｅ−Ｅ０）であるから、前述したように、２次巻線Ｎ２
に供給される電圧の時間積分で決まるトロイダル磁心Ｉ
内の磁束Φは、いずれのFETがオン状態にあるかによ
り、つぎの（４）式もしくは（５）式で表わされる。
に印加される電圧は（Ｅ−Ｅ０）であり、FET２がオン
状態にある期間に２次巻線Ｎ２に印加される電圧は（−
Ｅ−Ｅ０）であるから、前述したように、２次巻線Ｎ２
に供給される電圧の時間積分で決まるトロイダル磁心Ｉ
内の磁束Φは、いずれのFETがオン状態にあるかによ
り、つぎの（４）式もしくは（５）式で表わされる。
FET１がオンの期間： FET２がオンの期間： ここで、巻線電圧が一定であり、FET１がオンの期間に
磁束Φが負の飽和磁束−Φｓから正の飽和磁束＋Φｓま
で変化し、また、FET２がオンの期間に磁束Φが正の飽
和磁束＋Φｓから負の飽和磁束−Φｓまで変化するので
あるから、FET１がオンの期間を（Ｔ１）とし、FET２が
オンの期間を（Ｔ２）とすれば、それぞれの期間につぎ
の（６）式および（７）式の関係が成立つ。
磁束Φが負の飽和磁束−Φｓから正の飽和磁束＋Φｓま
で変化し、また、FET２がオンの期間に磁束Φが正の飽
和磁束＋Φｓから負の飽和磁束−Φｓまで変化するので
あるから、FET１がオンの期間を（Ｔ１）とし、FET２が
オンの期間を（Ｔ２）とすれば、それぞれの期間につぎ
の（６）式および（７）式の関係が成立つ。
２Φｓ・Ｎ２＝（Ｅ−Ｅ０）・（Ｔ１） （６） −２Φｓ・Ｎ２＝（−Ｅ−Ｅ０）・（Ｔ２） （７） したがって、各期間（Ｔ１）および（Ｔ２）は、上式
（６）および（７）から、それぞれの（８）式および
（９）式のように表わされる。
（６）および（７）から、それぞれの（８）式および
（９）式のように表わされる。
（Ｔ１）＝２Φｓ・Ｎ２／（Ｅ−Ｅ０） （８） （Ｔ２）＝２Φｓ・Ｎ２／（Ｅ＋Ｅ０） （９） また、発振周波数ｆは、上式（８）および（９）からつ
ぎの（10）式のように表わされる。
ぎの（10）式のように表わされる。
ｆ＝１／｛（Ｔ１）＋（Ｔ２）｝ ＝｛Ｅ２−（Ｒ・Ｉ２）２｝／４・Ｅ・Φｓ・Ｎ
２ （10） また、前述の（４）式から、Ｅ＝Ｅ０のときには、磁束
Φの変化が零となることが判る。したがって、１次電流
Ｉ１の変化に対する第１図示の構成による電流検出装置
の理論的な動作範囲は、つぎの（11）式で表わされる範
囲より狭くなる。
２ （10） また、前述の（４）式から、Ｅ＝Ｅ０のときには、磁束
Φの変化が零となることが判る。したがって、１次電流
Ｉ１の変化に対する第１図示の構成による電流検出装置
の理論的な動作範囲は、つぎの（11）式で表わされる範
囲より狭くなる。
Ｅ＞Ｅ０＝Ｉ１・Ｒ／ｎ （11） 上述のように動作する第１図示の基本構成による本発明
電流検出装置について、１次電流Ｉ１の変化に対する検
出出力電圧Ｅ０および発振周波数ｆを測定した実験結果
を第２図に示す。図示の実験結果において、電流検出出
力電圧Ｅ０の１次電流Ｉ１の変化に対する変化特性は、
前述の（３）式とよく一致し、良好な直線性が得られる
ことが判る。また、同じく１次電流Ｉ１の変化に対する
発振周波数ｆは、前述の（10）式における中間項の分母
｛（Ｔ１）＋（Ｔ２）｝に、実際には、転流に要する期
間が加算されるので、式（10）で決まる値よりわずかに
低い値となる。
電流検出装置について、１次電流Ｉ１の変化に対する検
出出力電圧Ｅ０および発振周波数ｆを測定した実験結果
を第２図に示す。図示の実験結果において、電流検出出
力電圧Ｅ０の１次電流Ｉ１の変化に対する変化特性は、
前述の（３）式とよく一致し、良好な直線性が得られる
ことが判る。また、同じく１次電流Ｉ１の変化に対する
発振周波数ｆは、前述の（10）式における中間項の分母
｛（Ｔ１）＋（Ｔ２）｝に、実際には、転流に要する期
間が加算されるので、式（10）で決まる値よりわずかに
低い値となる。
しかして、第１図示の回路構成においては、磁心Ｉの飽
和により、スイッチ素子として作用するFET１とFET２と
のオン・オフ状態が反復して交互に切り替わり、発振が
持続されるのであるが、発振持続のために反復して交互
に行なわれるFET間のオン状態転流の機構は、可飽和磁
心の飽和インダクタンスとFETのゲート・ソース間容量
との共振現象によって説明することができる。すなわ
ち、まず、FET１がオン状態にあって、トロイダル磁心
Ｉの磁束がまだ飽和磁束に達していないときには、FET
１におけるゲートの内部抵抗が極めて高く、したがっ
て、FET１は、電源電圧＋Ｅからオン状態のFET１および
ゲート巻線NGを順次に介してゲート電極に供給される正
電圧によってオン状態に保持されるが、トロイダル磁心
Ｉの磁束Φが飽和磁束Φｓに達すると、ゲート巻線NGが
呈するインダクタンス値が急激に減少し、比較的小さい
飽和インダクタンスとFETのゲート・ソース間容量とか
らなる共振回路が構成され、その回路の共振によってFE
T１およびFET２のゲート電圧の極性が反転し、その結
果、FET１とFET２との間でオン状態の転流が生ずる。す
なわち、一対のFETスイッチを交互に切換えるに必要な
ゲート電流が、磁心飽和時の共振電流によって供給され
るのであるから、FETスイッチ対のオン状態転流の際だF
ET対を駆動するためにゲートで消費される電力は極めて
少ないことになる。
和により、スイッチ素子として作用するFET１とFET２と
のオン・オフ状態が反復して交互に切り替わり、発振が
持続されるのであるが、発振持続のために反復して交互
に行なわれるFET間のオン状態転流の機構は、可飽和磁
心の飽和インダクタンスとFETのゲート・ソース間容量
との共振現象によって説明することができる。すなわ
ち、まず、FET１がオン状態にあって、トロイダル磁心
Ｉの磁束がまだ飽和磁束に達していないときには、FET
１におけるゲートの内部抵抗が極めて高く、したがっ
て、FET１は、電源電圧＋Ｅからオン状態のFET１および
ゲート巻線NGを順次に介してゲート電極に供給される正
電圧によってオン状態に保持されるが、トロイダル磁心
Ｉの磁束Φが飽和磁束Φｓに達すると、ゲート巻線NGが
呈するインダクタンス値が急激に減少し、比較的小さい
飽和インダクタンスとFETのゲート・ソース間容量とか
らなる共振回路が構成され、その回路の共振によってFE
T１およびFET２のゲート電圧の極性が反転し、その結
果、FET１とFET２との間でオン状態の転流が生ずる。す
なわち、一対のFETスイッチを交互に切換えるに必要な
ゲート電流が、磁心飽和時の共振電流によって供給され
るのであるから、FETスイッチ対のオン状態転流の際だF
ET対を駆動するためにゲートで消費される電力は極めて
少ないことになる。
また、本発明電流検出装置においてスイッチ素子とて用
いるFETには、バイポーラトランジスタにみられるよう
な電荷蓄積時間が存在しないのであるから、FETスイッ
チ素子切換えによる発振周波数を極めて高く設定するこ
とができ、したがって、その発振周波数を極めて高く設
定することにより、スイッチ切換えの際に入出力端に現
われるノイズを除去するために電流検出回路に介挿する
フィルタを容易に小型化し得る、という利点が得られ
る。
いるFETには、バイポーラトランジスタにみられるよう
な電荷蓄積時間が存在しないのであるから、FETスイッ
チ素子切換えによる発振周波数を極めて高く設定するこ
とができ、したがって、その発振周波数を極めて高く設
定することにより、スイッチ切換えの際に入出力端に現
われるノイズを除去するために電流検出回路に介挿する
フィルタを容易に小型化し得る、という利点が得られ
る。
つぎに、第１図示の基本的回路構成においては、一対の
FETスイッチを介して一対の電圧源から正・負の電圧を
電流変成器の２次巻線に供給するようになっているのに
対し、単一のFETを介し、単一の電圧源により正・負の
電圧を電流変成器の２次巻線に供給するようして実用に
適するようにした本発明電流検出装置の構成例を第３図
に示す。第３図示の回路構成においては、第１図示の回
路構成におけるFET２および負電圧源−Ｅの代わりに、
ダイオードＤとチョークコイルとして作用する小型の変
成器Ｔ２との直列接続をFET１に並列に接続することに
より、第１図示の回路構成と同等の作用効果が得られ
る。すなわち、まず、FET１がオン状態にあって、電圧
源＋Ｅから正の電流が変成器Ｔ２の１次巻線Ｎ３に流れ
てエネルギーが変成器Ｔ２に蓄えられ、ついで、FET１
が上述した磁心Ｉの飽和インダクタンスとゲート・ソー
ス間容量との共振回路における共振によってオフ状態に
反転すると、ダイオードＤの作用により２次巻線Ｎ４に
生ずる正の電圧が反転した負の電圧が１次巻線Ｎ３によ
って変成器Ｔ１の２次巻線Ｎ２に供給され、その負電圧
によって変成器Ｔ１の磁心Ｉが負の飽和に達すると、FE
T１が再びオン状態に転じ、第１図示の回路構成におけ
ると全く同様に、オン・オフ状態の反復交互反転が行な
われることになる。
FETスイッチを介して一対の電圧源から正・負の電圧を
電流変成器の２次巻線に供給するようになっているのに
対し、単一のFETを介し、単一の電圧源により正・負の
電圧を電流変成器の２次巻線に供給するようして実用に
適するようにした本発明電流検出装置の構成例を第３図
に示す。第３図示の回路構成においては、第１図示の回
路構成におけるFET２および負電圧源−Ｅの代わりに、
ダイオードＤとチョークコイルとして作用する小型の変
成器Ｔ２との直列接続をFET１に並列に接続することに
より、第１図示の回路構成と同等の作用効果が得られ
る。すなわち、まず、FET１がオン状態にあって、電圧
源＋Ｅから正の電流が変成器Ｔ２の１次巻線Ｎ３に流れ
てエネルギーが変成器Ｔ２に蓄えられ、ついで、FET１
が上述した磁心Ｉの飽和インダクタンスとゲート・ソー
ス間容量との共振回路における共振によってオフ状態に
反転すると、ダイオードＤの作用により２次巻線Ｎ４に
生ずる正の電圧が反転した負の電圧が１次巻線Ｎ３によ
って変成器Ｔ１の２次巻線Ｎ２に供給され、その負電圧
によって変成器Ｔ１の磁心Ｉが負の飽和に達すると、FE
T１が再びオン状態に転じ、第１図示の回路構成におけ
ると全く同様に、オン・オフ状態の反復交互反転が行な
われることになる。
（発明の効果） 以上の説明から明らかなように、本発明によれば、つぎ
のような幾多の顕著な効果が得られる。
のような幾多の顕著な効果が得られる。
（１）直流電流および低周波の交流電流を被検出回路に
非接触の状態で抵抗器に生ずる電圧降下の形態にして検
出することができる。
非接触の状態で抵抗器に生ずる電圧降下の形態にして検
出することができる。
（２）直流‐交流変換用スイッチ素子としてFETを用い
ているので、バイポーラトランジスタを用いた従来の磁
気マルチバイブレータに使用していたベース抵抗が不要
となり、構成部品の点数が少なくなる。
ているので、バイポーラトランジスタを用いた従来の磁
気マルチバイブレータに使用していたベース抵抗が不要
となり、構成部品の点数が少なくなる。
（３）FETの使用により、ベース電流による非直線性が
生じないので、出力電圧による良好な電流検出特性が得
られる。
生じないので、出力電圧による良好な電流検出特性が得
られる。
（４）FETには、バイポーラトランジスタにみられるよ
うな電荷蓄積時間がないので、スイッチング周波数を高
く設定することができ、したがって、スイッチングノイ
ズ除去のためのフィルタを容易に小型化することができ
る。
うな電荷蓄積時間がないので、スイッチング周波数を高
く設定することができ、したがって、スイッチングノイ
ズ除去のためのフィルタを容易に小型化することができ
る。
（５）相補型FET対もしくは同等の作用をなす回路素子
を用いているので、直流‐交流変換用変成器の磁心に巻
回する巻線が少なくてすむ。
を用いているので、直流‐交流変換用変成器の磁心に巻
回する巻線が少なくてすむ。
（６）零点から立上る電流電圧特性のエンハンス型FET
を使用することにより、安定な起動および安定な発振持
続性が容易に得られる。
を使用することにより、安定な起動および安定な発振持
続性が容易に得られる。
第１図は本発明電流検出装置の基本的構成例を示す回路
図、 第２図は本発明電流検出装置における入力電流の変化に
対する出力電圧特性および発振周波数特性の例を示す特
性曲線図、 第３図は本発明電流検出装置の他の構成例を示す回路図
である。 Ｔ１,T２……変成器、Ｎ１,N３……１次巻線 Ｎ２,N４……２次巻線 NG……ゲート巻線 FET１,FET２……電界効果トランジスタ Ｒ……抵抗器、Ｄ……ダイオード
図、 第２図は本発明電流検出装置における入力電流の変化に
対する出力電圧特性および発振周波数特性の例を示す特
性曲線図、 第３図は本発明電流検出装置の他の構成例を示す回路図
である。 Ｔ１,T２……変成器、Ｎ１,N３……１次巻線 Ｎ２,N４……２次巻線 NG……ゲート巻線 FET１,FET２……電界効果トランジスタ Ｒ……抵抗器、Ｄ……ダイオード
Claims (1)
- 【請求項１】可飽和の磁心を備えた変成器の一次巻線に
被検出電流を供給し、前記変成器の二次巻線の一端と接
地電位との間に抵抗素子を接続し、当該二次巻線の他端
と直流電圧源との間に前記磁心に捲回して当該他端に接
続したゲート巻線を備えた電界効果トランジスタを接続
するとともに、当該電界効果トランジスタのオフ期間に
前記直流電圧源の電圧とは逆極性の電圧を前記二次巻線
に供給する回路素子を前記他端に接続することにより、
前記一次巻線に供給した前記被検出電流に対応して前記
抵抗素子に誘起する電圧に基づいて当該被検出電流を検
出するようにしたことを特徴とする電流検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63261575A JPH0664090B2 (ja) | 1988-10-19 | 1988-10-19 | 電流検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63261575A JPH0664090B2 (ja) | 1988-10-19 | 1988-10-19 | 電流検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02216468A JPH02216468A (ja) | 1990-08-29 |
| JPH0664090B2 true JPH0664090B2 (ja) | 1994-08-22 |
Family
ID=17363822
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63261575A Expired - Lifetime JPH0664090B2 (ja) | 1988-10-19 | 1988-10-19 | 電流検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0664090B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0712977U (ja) * | 1993-07-26 | 1995-03-03 | 有限会社ティーエムシーエレクトロニクス | 過電流警告装置付コンセント |
| CN109780312A (zh) * | 2019-01-14 | 2019-05-21 | 优利德科技(中国)股份有限公司 | 一种检测直流电磁阀的电路、装置、电笔及方法 |
| KR102270285B1 (ko) * | 2019-10-29 | 2021-06-28 | (주)화인파워엑스 | 무선 온라인 모니터링 시스템을 위한 계기용 변류기의 전원공급장치 |
-
1988
- 1988-10-19 JP JP63261575A patent/JPH0664090B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02216468A (ja) | 1990-08-29 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |