JPH0667266B2 - ブラシレスモータの駆動方式 - Google Patents
ブラシレスモータの駆動方式Info
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- JPH0667266B2 JPH0667266B2 JP58084786A JP8478683A JPH0667266B2 JP H0667266 B2 JPH0667266 B2 JP H0667266B2 JP 58084786 A JP58084786 A JP 58084786A JP 8478683 A JP8478683 A JP 8478683A JP H0667266 B2 JPH0667266 B2 JP H0667266B2
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- emitter
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 9
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 claims description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 4
- 238000010791 quenching Methods 0.000 description 3
- 230000000171 quenching effect Effects 0.000 description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/14—Electronic commutators
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 本発明は、固定電機子コイルへの通電波形を例えばサイ
ン波とすることにより一定の駆動トルクを得るリニア駆
動方式のブラシレスモータに係り、特にはその駆動方式
の改良に関する。
ン波とすることにより一定の駆動トルクを得るリニア駆
動方式のブラシレスモータに係り、特にはその駆動方式
の改良に関する。
リニア駆動は、固定電機コイルへの通電波形をサイン波
等の弦状波形とすることにより一定の駆動トルクを得る
ことができるものである。ところで、このようなリニア
駆動における従来のブラシレスモータにおいては、第１
図に示すようにブラシレスモータのマグネツトロータRT
の回転位相角を例えばホール素子HEで検知し、このホー
ル素子HEの回転位相角検知出力により、固定電機子コイ
ルL1,L2の通電位相制御を行つて駆動トルクを得るよう
にしたものがある。この固定電機子コイルL1,L2は第２
図に示すように、ブリツジ形に設けられた４個の出力ト
ラインジスタQ1〜Q4のオン・オフ制御によりモータを駆
動する電流i1,i2が通流されるようになつている。とこ
ろが、ホール素子HEの出力により各トランジスタQ1〜Q4
を駆動する出力波形ａ〜ｄは、例えば第３図に示すよう
に、接地電位GNDと電源電位Vccとの間に動作領域にはい
るようになるので、斜線領域のパワー損失により各トラ
ンジスタQ1〜Q4はすべて安全動作領域の大きい大型の素
子が必要となる。また、対称駆動を行う領域を広くと
れ、かつトルクむらのない領域を充分とれるようにする
ため固定電機子コイルL1,L2の中点Ｍの電圧VMを検出す
る回路を付加する必要があるが、このような中点検出回
路ならびにその回路の出力により中点電圧を制御する回
路は複雑でかつコストが高くつく。このため、中点電圧
検出回路を不要にして回路構成を簡単、かつ小型化を可
能にする一方で、回転トルクむらを生じることなく、正
確にモータを駆動制御できるようにすることが望まれ
る。
等の弦状波形とすることにより一定の駆動トルクを得る
ことができるものである。ところで、このようなリニア
駆動における従来のブラシレスモータにおいては、第１
図に示すようにブラシレスモータのマグネツトロータRT
の回転位相角を例えばホール素子HEで検知し、このホー
ル素子HEの回転位相角検知出力により、固定電機子コイ
ルL1,L2の通電位相制御を行つて駆動トルクを得るよう
にしたものがある。この固定電機子コイルL1,L2は第２
図に示すように、ブリツジ形に設けられた４個の出力ト
ラインジスタQ1〜Q4のオン・オフ制御によりモータを駆
動する電流i1,i2が通流されるようになつている。とこ
ろが、ホール素子HEの出力により各トランジスタQ1〜Q4
を駆動する出力波形ａ〜ｄは、例えば第３図に示すよう
に、接地電位GNDと電源電位Vccとの間に動作領域にはい
るようになるので、斜線領域のパワー損失により各トラ
ンジスタQ1〜Q4はすべて安全動作領域の大きい大型の素
子が必要となる。また、対称駆動を行う領域を広くと
れ、かつトルクむらのない領域を充分とれるようにする
ため固定電機子コイルL1,L2の中点Ｍの電圧VMを検出す
る回路を付加する必要があるが、このような中点検出回
路ならびにその回路の出力により中点電圧を制御する回
路は複雑でかつコストが高くつく。このため、中点電圧
検出回路を不要にして回路構成を簡単、かつ小型化を可
能にする一方で、回転トルクむらを生じることなく、正
確にモータを駆動制御できるようにすることが望まれ
る。
本発明は、このような要望に沿うブラシレスモータの駆
動方式を提供することを目的とする。
動方式を提供することを目的とする。
本発明は、このような目的を達成すうためマグネツトロ
ータの回転位相角を検知する素子の回転位相角検知出力
の波形を、その波形の角半周期にて半波波形に変換する
ことによって位相が180゜異なりかつ接地電位から立ち
上がる２つの半波波形出力を出力する波形変換器と、電
源と電源受給部との間に接続されたスイッチングレギュ
レータと、コレクタが前記電源受給部に接続され、か
つ、ベースに前記波形変換器から半波波形出力が与えら
れる。所定導電形の第１のトランジスタと、コレクタが
第１のトランジスタのエミッタに、エミッタが接地にそ
れぞれ接続され、かつベースには第１のトランジスタの
ベースに与えられる半波波形出力とは位相が180゜異な
る矩形波出力が与えられる。前記導電形と同じ導電形の
第３のトランジスタと、コレクタが前記電源受給部に接
続され、かつベース前記波形変換器から第１のトランジ
スタのベースに与えられる半波波形出力とは位相が180
゜異なる半波波形出力が与えられる、前記導電形と同じ
導電形の第２のトランジスタと、コレクタが第２のトラ
ンジスタのエミッタに、エミッタが接地にそれぞれ接続
され、かつベースには第２のトランジスタのベースに与
えられる半波形出力とは位相が180゜異なる矩形波出力
が与えられる、前記導電形と同じ導電形の第４のトラン
ジスタとを備えるとともに、前記第１のトランジスタの
エミッタと第３のトランジスタのコレクタとの接続部
と、第１のトランジスタのエミッタと第４のトランジス
タのコレクタとの接続部との間に、前記複数の電機子コ
イルを接続し、前記スイッチングレギュレータにおいて
は、コレクタが電源に、エミッタが電源受給部にそれぞ
れ接続された、前記導電形と同じ導電形の電源供給用ト
ラジスタと、この電圧供給用トランジスタのエミッタと
接地との間に接続された積分回路とで構成され、前記電
源供給用トランジスタは、そのコレクタに電源が供給さ
れ、そのベースには前記第１と第２のトランジスタそれ
ぞれのベースに与えられる半波波形出力の合成波形出力
に基づいてパルス幅変調された矩形パルスを与えられて
動作するものであり、前記積分回路は、この矩形パルス
で動作する電源供給用トランジスタのエミッタからの出
力に基づいて、前記合成波形に第１と第２のトランジス
タそれぞれがオンしたときのコレクタ・エミッタ間電圧
を加えてなる合成電圧の出力を電源受給部を介して第１
のおよび第２のトランジスタそれぞれのコレクタに出力
するように積分動作する構成としている。
ータの回転位相角を検知する素子の回転位相角検知出力
の波形を、その波形の角半周期にて半波波形に変換する
ことによって位相が180゜異なりかつ接地電位から立ち
上がる２つの半波波形出力を出力する波形変換器と、電
源と電源受給部との間に接続されたスイッチングレギュ
レータと、コレクタが前記電源受給部に接続され、か
つ、ベースに前記波形変換器から半波波形出力が与えら
れる。所定導電形の第１のトランジスタと、コレクタが
第１のトランジスタのエミッタに、エミッタが接地にそ
れぞれ接続され、かつベースには第１のトランジスタの
ベースに与えられる半波波形出力とは位相が180゜異な
る矩形波出力が与えられる。前記導電形と同じ導電形の
第３のトランジスタと、コレクタが前記電源受給部に接
続され、かつベース前記波形変換器から第１のトランジ
スタのベースに与えられる半波波形出力とは位相が180
゜異なる半波波形出力が与えられる、前記導電形と同じ
導電形の第２のトランジスタと、コレクタが第２のトラ
ンジスタのエミッタに、エミッタが接地にそれぞれ接続
され、かつベースには第２のトランジスタのベースに与
えられる半波形出力とは位相が180゜異なる矩形波出力
が与えられる、前記導電形と同じ導電形の第４のトラン
ジスタとを備えるとともに、前記第１のトランジスタの
エミッタと第３のトランジスタのコレクタとの接続部
と、第１のトランジスタのエミッタと第４のトランジス
タのコレクタとの接続部との間に、前記複数の電機子コ
イルを接続し、前記スイッチングレギュレータにおいて
は、コレクタが電源に、エミッタが電源受給部にそれぞ
れ接続された、前記導電形と同じ導電形の電源供給用ト
ラジスタと、この電圧供給用トランジスタのエミッタと
接地との間に接続された積分回路とで構成され、前記電
源供給用トランジスタは、そのコレクタに電源が供給さ
れ、そのベースには前記第１と第２のトランジスタそれ
ぞれのベースに与えられる半波波形出力の合成波形出力
に基づいてパルス幅変調された矩形パルスを与えられて
動作するものであり、前記積分回路は、この矩形パルス
で動作する電源供給用トランジスタのエミッタからの出
力に基づいて、前記合成波形に第１と第２のトランジス
タそれぞれがオンしたときのコレクタ・エミッタ間電圧
を加えてなる合成電圧の出力を電源受給部を介して第１
のおよび第２のトランジスタそれぞれのコレクタに出力
するように積分動作する構成としている。
以下、本発明を図面に示す一実施例に基づいて詳細に説
明する。
明する。
第４図はこの実施例の回路図である。この実施例に係る
ブラシレスモータは第１図に示すマグネツトロータRTを
備え、このマグネツトロータRTの回転位相角を検出する
素子、例えばホール素子HEの出力を介して、固定電機子
コイルL1,L2の通電位相制御を行つて駆動トルクを得る
ようにしている。このホール素子HEは第４図に示すよう
に作動増幅器AMPの正・逆相入力端子＋，−にそれぞ
れ、位相が互いに180゜異なる正弦波状の出力S0,S′０
を与えるようになつている。差動増幅器AMPは、この回
転位相検知出力S0,S′０により、第５図（ａ）に示すほ
ぼ正弦波状の出力S1を導出する。この差動増幅器AMPの
出力S1は、第1,第２の波形変換器W1,W2に与えられる。
第1,第２の波形変換器W1,W2は、この出力S1に基づき、
それぞれ第５図（ｂ）（ｃ）に示す波形変換出力S2,S3
を形成する。この各波形変換出力S2,S3は、接地電位GND
から立上がる半波波形を有し、互いに180゜位相が異な
つている。この波形変換出力S2,S3は、ブリッジ形に第
１〜第４トランジスタQ1〜Q4を設けてなる駆動回路DVT
の内、上段側の左右にある第1,第２トランジスタQ1,Q2
の各ベースに与えられる。下段側の左右にある第3,第４
トランジスタQ3,Q4の各ベースには、図示しない駆動回
路から、それぞれ第５図（ｄ）（ｅ）に示す矩形波出力
S5,S4が与えられる。一方の矩形波出力S4は、第１の波
形変換器W1の出力S2と同位相であり、他方の矩形波出力
S5は第２の波形変換器W2の出力S3と同位相である。駆動
回路DVTの電源受給部Ｒと電源Vccとの間には、スイツチ
ングレギユレータSWが挿入される。このスイツチングレ
ギユレータSWは、スイツチングトランジスタQ5と、コイ
ルＬおよびコンデンサＣよりなる積分回路Ｉとを有す
る。このスイツチングトランジスタQ5のベースには、第
５図（ｄ）に示す矩形パルスS6が与えられる。この矩形
パルスS6は、例えば、比較回路の両入力部にそれぞれ、
第1,第２トランジスタQ1,Q2のベースに与えられる出力S
2,S3の合成波形出力と、PWM（Pulse Width Modulatio
n）変換サンプリング波形出力とを与えることによるそ
の比較回路からの出力を使用することができる。この矩
形パルスS6は、積分回路Ｉにより積分されて第５図
（ｇ）に示す波形の出力S7に変換される。この出力S7は
半波波形の出力S2,S3によりオンにされたときの第1,第
２トランジスタQ1,Q2のココレクタ・エミツタ間電圧を
加えてなる合成電圧を有する。
ブラシレスモータは第１図に示すマグネツトロータRTを
備え、このマグネツトロータRTの回転位相角を検出する
素子、例えばホール素子HEの出力を介して、固定電機子
コイルL1,L2の通電位相制御を行つて駆動トルクを得る
ようにしている。このホール素子HEは第４図に示すよう
に作動増幅器AMPの正・逆相入力端子＋，−にそれぞ
れ、位相が互いに180゜異なる正弦波状の出力S0,S′０
を与えるようになつている。差動増幅器AMPは、この回
転位相検知出力S0,S′０により、第５図（ａ）に示すほ
ぼ正弦波状の出力S1を導出する。この差動増幅器AMPの
出力S1は、第1,第２の波形変換器W1,W2に与えられる。
第1,第２の波形変換器W1,W2は、この出力S1に基づき、
それぞれ第５図（ｂ）（ｃ）に示す波形変換出力S2,S3
を形成する。この各波形変換出力S2,S3は、接地電位GND
から立上がる半波波形を有し、互いに180゜位相が異な
つている。この波形変換出力S2,S3は、ブリッジ形に第
１〜第４トランジスタQ1〜Q4を設けてなる駆動回路DVT
の内、上段側の左右にある第1,第２トランジスタQ1,Q2
の各ベースに与えられる。下段側の左右にある第3,第４
トランジスタQ3,Q4の各ベースには、図示しない駆動回
路から、それぞれ第５図（ｄ）（ｅ）に示す矩形波出力
S5,S4が与えられる。一方の矩形波出力S4は、第１の波
形変換器W1の出力S2と同位相であり、他方の矩形波出力
S5は第２の波形変換器W2の出力S3と同位相である。駆動
回路DVTの電源受給部Ｒと電源Vccとの間には、スイツチ
ングレギユレータSWが挿入される。このスイツチングレ
ギユレータSWは、スイツチングトランジスタQ5と、コイ
ルＬおよびコンデンサＣよりなる積分回路Ｉとを有す
る。このスイツチングトランジスタQ5のベースには、第
５図（ｄ）に示す矩形パルスS6が与えられる。この矩形
パルスS6は、例えば、比較回路の両入力部にそれぞれ、
第1,第２トランジスタQ1,Q2のベースに与えられる出力S
2,S3の合成波形出力と、PWM（Pulse Width Modulatio
n）変換サンプリング波形出力とを与えることによるそ
の比較回路からの出力を使用することができる。この矩
形パルスS6は、積分回路Ｉにより積分されて第５図
（ｇ）に示す波形の出力S7に変換される。この出力S7は
半波波形の出力S2,S3によりオンにされたときの第1,第
２トランジスタQ1,Q2のココレクタ・エミツタ間電圧を
加えてなる合成電圧を有する。
したがって、このような構成を有する回路において、時
刻t0〜t1およびt2〜t3の間では、第1,第４トランジスタ
Q1,Q4が共に導通することにより、固定電機子コイルL1,
L2には図示方向の電流i1が流れ、また時刻t1〜t2および
t3〜t4の間では、第2,第３トランジスタQ2,Q3が共に導
通することにより、固定電機子コイルL1,L2には図示方
向の電流i2が流れることになる。このため、マグネツト
ロータRTは回転させられる。ところで、この実施例によ
れば、第3,第４トランジスタQ3,Q4は単にスイツチング
動作させるのみでよいので、安全動作領域が低いものを
使用することができ、第２図のものよりも回路構成を、
より小型にすることができる。また、第1,第２トランジ
スタQ1,Q2の駆動波形は、第５図（ｂ）（ｃ）に示すよ
うに接地電位GNDから立ち上がるので電源電圧Vccに変わ
りなく両駆動波形の対称度を高くして、過負荷に至るま
での間、駆動トルクのむらを大きく軽減することが可能
となる。更に、このことにより固定電機子コイルL1,L2
の中点Ｍを検出する回路が不必要となる。特に、この実
施例で特筆すべきは、例えば時刻t0〜t1の間において第
１トランジスタQ1のコレクタ・エミツタ間には、飽和電
圧、即ち、スイツチングレギユレータSWの出力S7の電圧
に近い電圧が加わるのみであるので、この第１トランジ
スタQ1でのパワー損失は第５図（ｂ）の斜線領域のみと
なる。したがつて、第１トランジスタQ1は安全動作領域
が狭い小型の素子を使用することができる。第２トラン
ジスタQ2についても同様である。また、スイツチングレ
ギユレータSW内のスイツチングトランジスタQ5は、スイ
ツチング動作するだけであるので、安全動作領域が狭い
小型の素子を使用することができる。更にその積分回路
ＩはコイルＬとコンデンサＣとで構成されているので、
パワー損失がほとんどない。
刻t0〜t1およびt2〜t3の間では、第1,第４トランジスタ
Q1,Q4が共に導通することにより、固定電機子コイルL1,
L2には図示方向の電流i1が流れ、また時刻t1〜t2および
t3〜t4の間では、第2,第３トランジスタQ2,Q3が共に導
通することにより、固定電機子コイルL1,L2には図示方
向の電流i2が流れることになる。このため、マグネツト
ロータRTは回転させられる。ところで、この実施例によ
れば、第3,第４トランジスタQ3,Q4は単にスイツチング
動作させるのみでよいので、安全動作領域が低いものを
使用することができ、第２図のものよりも回路構成を、
より小型にすることができる。また、第1,第２トランジ
スタQ1,Q2の駆動波形は、第５図（ｂ）（ｃ）に示すよ
うに接地電位GNDから立ち上がるので電源電圧Vccに変わ
りなく両駆動波形の対称度を高くして、過負荷に至るま
での間、駆動トルクのむらを大きく軽減することが可能
となる。更に、このことにより固定電機子コイルL1,L2
の中点Ｍを検出する回路が不必要となる。特に、この実
施例で特筆すべきは、例えば時刻t0〜t1の間において第
１トランジスタQ1のコレクタ・エミツタ間には、飽和電
圧、即ち、スイツチングレギユレータSWの出力S7の電圧
に近い電圧が加わるのみであるので、この第１トランジ
スタQ1でのパワー損失は第５図（ｂ）の斜線領域のみと
なる。したがつて、第１トランジスタQ1は安全動作領域
が狭い小型の素子を使用することができる。第２トラン
ジスタQ2についても同様である。また、スイツチングレ
ギユレータSW内のスイツチングトランジスタQ5は、スイ
ツチング動作するだけであるので、安全動作領域が狭い
小型の素子を使用することができる。更にその積分回路
ＩはコイルＬとコンデンサＣとで構成されているので、
パワー損失がほとんどない。
なお、上述の実施例においては、単相のブラシレスモー
タの駆動方式について説明したが２相の場合には、第４
図の回路を、 ずらした駆動角で１つ追加し、３相の場合には、第４図
の回路を ずつずらした駆動角で２つ追加する等、ｎ相の場合に同
様に実施できることは勿論である。
タの駆動方式について説明したが２相の場合には、第４
図の回路を、 ずらした駆動角で１つ追加し、３相の場合には、第４図
の回路を ずつずらした駆動角で２つ追加する等、ｎ相の場合に同
様に実施できることは勿論である。
以上のように、本発明によれば、マグネツトロータの回
転位相角を検知する素子の出力波形を、その波形の各半
周期にて変換することによって位相が180゜異なりかつ
接地電位から立ち上がる２つの半波波形出力を出力する
波形変換器と、電源と電源供給部との間に接続されたス
イッチングレギュレータと、コレクタが前記電源受給部
に接続され、かつベースに前記波形変換器から半波波形
出力が与えられる、所定導電形の第１のトランジスタ
と、コレクタが第１のトランジスタのエミッタに、エミ
ッタが接地にそれぞれ接続され、かつ、ベースには第１
のトランジスタのベースに与えられる半波波形出力とは
位相が180゜異なる矩形波出力が与えられる、前記導電
形と同じ導電形の第３のトランジスタと、コレクタが前
記電源受給部に接続され、かつベースに前記波形変換器
から第１のトランジスタのベースに与えられる半波波形
出力とは位相が180゜異なる半波波形出力が与えられ
る、前記導電形と同じ導電形の第２のトランジスタと、
コレクタが第２のトランジスタのエミッタに、エミッタ
が接地にそれぞれ接続され、かつベースには第２のトラ
ンジスタのベースに与えられる半波波形出力とは位相が
180゜異なる矩形波出力が与えられる、前記導電形と同
じ導電形の第４のトランジスタとを備えるとともに、前
記第１のトランジスタのエミッタと第３のトランジスタ
のコレクタとの接続部と、第１のトランジスタのエミッ
タと第４のトンジスタのコレクタとの接続部との間に、
前記複数の電機子コイルを接続し、前記スイッチングレ
ギュレータにおいては、コレクタが電源に、エミッタが
電源受給部にそれぞれ接続された、前記導電形と同じ導
電形の電源供給用トランジスタと、この電圧供給用トラ
ンジスタのエミッタと接地との間に接続された積分回路
とで構成され、前記電源供給用トランジスタは、そのコ
レクタに電源が供給され、そのベースには前記第１の第
２のトランジスタそれぞれのベースに与えられる半波波
形出力の合成波形出力に基づいてパルス幅変調された矩
形パルスを与えられて動作するものであり、前記積分回
路は、この矩形パルスで動作する電源供給用トランジス
タのエミッタからの出力に基づいて、前記合成波形に第
１と第２のトランジスタそれぞれがオンしたときのコレ
クタ・エミッタ間電圧を加えてなる合成電圧の出力を電
源供給部を介して第１のおよび第２のトランジスタそれ
ぞれのコレクタに出力するように積分動作する構成とし
ているので、まず、第１から第４の全てのトランジスタ
として安全動作領域が小さいトランジスタを使用できる
ようになって、回路構成の小型化が図ることができる。
転位相角を検知する素子の出力波形を、その波形の各半
周期にて変換することによって位相が180゜異なりかつ
接地電位から立ち上がる２つの半波波形出力を出力する
波形変換器と、電源と電源供給部との間に接続されたス
イッチングレギュレータと、コレクタが前記電源受給部
に接続され、かつベースに前記波形変換器から半波波形
出力が与えられる、所定導電形の第１のトランジスタ
と、コレクタが第１のトランジスタのエミッタに、エミ
ッタが接地にそれぞれ接続され、かつ、ベースには第１
のトランジスタのベースに与えられる半波波形出力とは
位相が180゜異なる矩形波出力が与えられる、前記導電
形と同じ導電形の第３のトランジスタと、コレクタが前
記電源受給部に接続され、かつベースに前記波形変換器
から第１のトランジスタのベースに与えられる半波波形
出力とは位相が180゜異なる半波波形出力が与えられ
る、前記導電形と同じ導電形の第２のトランジスタと、
コレクタが第２のトランジスタのエミッタに、エミッタ
が接地にそれぞれ接続され、かつベースには第２のトラ
ンジスタのベースに与えられる半波波形出力とは位相が
180゜異なる矩形波出力が与えられる、前記導電形と同
じ導電形の第４のトランジスタとを備えるとともに、前
記第１のトランジスタのエミッタと第３のトランジスタ
のコレクタとの接続部と、第１のトランジスタのエミッ
タと第４のトンジスタのコレクタとの接続部との間に、
前記複数の電機子コイルを接続し、前記スイッチングレ
ギュレータにおいては、コレクタが電源に、エミッタが
電源受給部にそれぞれ接続された、前記導電形と同じ導
電形の電源供給用トランジスタと、この電圧供給用トラ
ンジスタのエミッタと接地との間に接続された積分回路
とで構成され、前記電源供給用トランジスタは、そのコ
レクタに電源が供給され、そのベースには前記第１の第
２のトランジスタそれぞれのベースに与えられる半波波
形出力の合成波形出力に基づいてパルス幅変調された矩
形パルスを与えられて動作するものであり、前記積分回
路は、この矩形パルスで動作する電源供給用トランジス
タのエミッタからの出力に基づいて、前記合成波形に第
１と第２のトランジスタそれぞれがオンしたときのコレ
クタ・エミッタ間電圧を加えてなる合成電圧の出力を電
源供給部を介して第１のおよび第２のトランジスタそれ
ぞれのコレクタに出力するように積分動作する構成とし
ているので、まず、第１から第４の全てのトランジスタ
として安全動作領域が小さいトランジスタを使用できる
ようになって、回路構成の小型化が図ることができる。
さらに、位相が180゜異なりかつ接地電位から立ち上が
る対称度の高い２つの半波波形出力で第１と第２のトラ
ンジスタを駆動するので、中間検出回路を不要とした簡
単な回路構成において、駆動トルクむらの発生を防止で
きる。
る対称度の高い２つの半波波形出力で第１と第２のトラ
ンジスタを駆動するので、中間検出回路を不要とした簡
単な回路構成において、駆動トルクむらの発生を防止で
きる。
さらに、電源供給用トランジスタと積分回路とを組み合
わせたスイッチングレギュレータを用いることにより、
例えば時刻to〜t1で第１のトランジスタのコレクタ・エ
ミッタ間に飽和電圧、すなわち、スイッチングレギュレ
ータの電源供給用トランジスタのベースに加えられる矩
形パルス出力の電圧に近い電圧が加わるのみとなり、こ
の第１のトランジスタでのパワー損失は極めて小さくな
り、該第１のトランジスタを安全動作領域の狭い小型の
素子を使用することができるようになり、このようにし
て、第１および第２のトランジスタには小型の素子を使
用することができる。
わせたスイッチングレギュレータを用いることにより、
例えば時刻to〜t1で第１のトランジスタのコレクタ・エ
ミッタ間に飽和電圧、すなわち、スイッチングレギュレ
ータの電源供給用トランジスタのベースに加えられる矩
形パルス出力の電圧に近い電圧が加わるのみとなり、こ
の第１のトランジスタでのパワー損失は極めて小さくな
り、該第１のトランジスタを安全動作領域の狭い小型の
素子を使用することができるようになり、このようにし
て、第１および第２のトランジスタには小型の素子を使
用することができる。
第１図はブラシレスモータの要部の構成図、第２図は従
来例の回路図、第３図は第２図の回路の駆動波形図、第
４図は本発明の一実施例の回路図、第５図は第４図の回
路の動作説明に供する出力波形図である。 RT……マグネツトロータ、L1,L2……固定電機子コイ
ル、HE……ホール素子、AMP……差動増幅器、W1,W2……
波形変換器、DVT……駆動回路、Q1〜Q4……トランジス
タ、SW……スイツチングレギユレータ。
来例の回路図、第３図は第２図の回路の駆動波形図、第
４図は本発明の一実施例の回路図、第５図は第４図の回
路の動作説明に供する出力波形図である。 RT……マグネツトロータ、L1,L2……固定電機子コイ
ル、HE……ホール素子、AMP……差動増幅器、W1,W2……
波形変換器、DVT……駆動回路、Q1〜Q4……トランジス
タ、SW……スイツチングレギユレータ。
Claims (1)
- 【請求項１】ブラシレスモータのマグネットロータの回
転位相角を検知する素子による回転位相角検知出力を介
して、複数の固定電機子コイルの通電位相制御を行い、
その通電波形をサイン波等の弦状波形としてリニア駆動
のための駆動トルクを得るブラシレスモータにおいて、 前記検知素子の回転位相角検知出力の波形を、その波形
の各半周期にて半波波形に変換することによって位相が
180゜異なりかつ接地電位から立ち上がる２つの半波波
形出力を出力する波形変換器と、 電源と電源受給部との間に接続されたスイッチングレギ
ュレータと、 コレクタが前記電源受給部に接続され、かつベース前記
波形変換器から半波波形出力が与えられる、所定導電形
の第１のトランジタと、 コレクタが第１のトランジスタのエミッタに、エミッタ
が接地にそれぞれ接続され、かつ、ベースには第１のト
ランジスタのベースに与えられる半波波形出力とは位相
が180゜異なる矩形波出力が与えられる、前記導電形と
同じ導電形の第３のトランジスタと、 コレクタが前記電源受給部に接続され、かつベースに前
記波形変換器から第１のトランジスタのベースに与えら
れる半波波形出力とは位相が180゜異なる半波波形出力
が与えられる、前記導電形と同じ導電形の第２のトラジ
スタと、 コレクタが第２のトランジスタのエミッタに、エミッタ
が接地にそれぞれ接続され、かつベースには第２のトラ
ンジタのベースに与えられる半波波形出力とは位相が18
0゜異なる矩形波出力が与えられる、前記導電形と同じ
導電形の第４のトランジスタとを備えるとともに、 前記第１のトランジスタのエミッタと第３のトランジス
タのコレクタとの接続部と、第２のトランジスタのエミ
ッタと第４のトランジスタのコレクタとの接続部との間
に、前記複数の電機子コイルを接続し、 前記スイッチングレギュレータにおいては、コレクタが
電源に、エミッタが電源受給部にそれぞれ接続された、
前記導電形と同じ導電形の電源供給用トランジスタと、
この電源供給用トランジスタのエミッタと接地との間に
接続された積分回路とで構成され、 前記電源供給用トランジスタは、そのコレクタに電源が
供給され、そのベースには前記第１と第２のトランジス
タそれぞれのベースに与えられる半波波形出力の合成波
形出力に基づいてパルス幅変調された矩形パルスを与え
られて動作するものであり、 前記積分回路は、この矩形パルスで動作する電源供給用
トランジスタのエミッタからの出力に基づいて、前記合
成波形に第１と第２のトランジスタそれぞれがオンした
ときのコレクタ・エミッタ間電圧を加えてなる合成電圧
の出力を電源受給部を介して第１のおよび第２のトラン
ジスタそれぞれのコレクタに出力するように積分動作す
ることを特徴とするブラシレスモータの駆動方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58084786A JPH0667266B2 (ja) | 1983-05-13 | 1983-05-13 | ブラシレスモータの駆動方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58084786A JPH0667266B2 (ja) | 1983-05-13 | 1983-05-13 | ブラシレスモータの駆動方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59230490A JPS59230490A (ja) | 1984-12-25 |
| JPH0667266B2 true JPH0667266B2 (ja) | 1994-08-24 |
Family
ID=13840377
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58084786A Expired - Lifetime JPH0667266B2 (ja) | 1983-05-13 | 1983-05-13 | ブラシレスモータの駆動方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0667266B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102780383B (zh) * | 2012-07-18 | 2014-10-08 | 华为技术有限公司 | 一种晶闸管驱动方法及装置 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54129417A (en) * | 1978-03-31 | 1979-10-06 | Sony Corp | Motor driving circuit |
| JPS55120387A (en) * | 1979-03-06 | 1980-09-16 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Motor |
| JPS5775591A (en) * | 1980-10-24 | 1982-05-12 | Hitachi Ltd | Motor drive circuit |
| JPS57177292A (en) * | 1981-04-22 | 1982-10-30 | Hitachi Ltd | Dc brushless motor |
-
1983
- 1983-05-13 JP JP58084786A patent/JPH0667266B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59230490A (ja) | 1984-12-25 |
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