JPH0669316B2 - 電力変換装置の電力回生制御回路 - Google Patents
電力変換装置の電力回生制御回路Info
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- JPH0669316B2 JPH0669316B2 JP58116593A JP11659383A JPH0669316B2 JP H0669316 B2 JPH0669316 B2 JP H0669316B2 JP 58116593 A JP58116593 A JP 58116593A JP 11659383 A JP11659383 A JP 11659383A JP H0669316 B2 JPH0669316 B2 JP H0669316B2
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/66—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output with possibility of reversal
- H02M7/68—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output with possibility of reversal by static converters
- H02M7/72—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/79—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
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- Stopping Of Electric Motors (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、直流電圧中間回路を有する電力変換装置、つ
まり電圧形インバータにおいて、電力回生を行う制御回
路に関する。
まり電圧形インバータにおいて、電力回生を行う制御回
路に関する。
電磁接触器等による極性切換方式を除いて、直流電圧中
間回路を有する電圧形インバータにおいては、直流電流
中間回路を有する電力変換装置つまり電流形インバータ
とは異なり、電力回生を容易に行うことはできない。
間回路を有する電圧形インバータにおいては、直流電流
中間回路を有する電力変換装置つまり電流形インバータ
とは異なり、電力回生を容易に行うことはできない。
しかしながら、従来、50KVA程度までの直流および交流
電動機用の電力変換装置には、パワートランジスタを用
いたPWM制御方式またはその変形で直流電圧中間回路形
のものが特にサーボドライブの領域において多く用いら
れている。従来のこの形式の電力変換装置では、前述の
回生電力は直流電圧中間回路のコンデンサに並列に、回
生運転時に閉じられるスイッチを介して接続される抵抗
器によってジュール熱として消費させるのが大部分であ
る。
電動機用の電力変換装置には、パワートランジスタを用
いたPWM制御方式またはその変形で直流電圧中間回路形
のものが特にサーボドライブの領域において多く用いら
れている。従来のこの形式の電力変換装置では、前述の
回生電力は直流電圧中間回路のコンデンサに並列に、回
生運転時に閉じられるスイッチを介して接続される抵抗
器によってジュール熱として消費させるのが大部分であ
る。
この回生電力は大容量のドライブシステムまたは頻繁に
正逆運転や加減速運転を繰返すものほど無視し得なくな
るとともに、回生電力を消費させる抵抗器も大型にな
り、発熱に対する考慮が必要になってくる。
正逆運転や加減速運転を繰返すものほど無視し得なくな
るとともに、回生電力を消費させる抵抗器も大型にな
り、発熱に対する考慮が必要になってくる。
従来から直流電圧中間回路を有する電力変換装置では、
交流電源と直流電圧中間回路との間に設けられるコンバ
ータは純ダイオードブリッジとして構成されているた
め、負荷電動機から交流電源への電力回生が不可能であ
り、負荷電動機の回生運転時の電力の処理が不具合であ
った。
交流電源と直流電圧中間回路との間に設けられるコンバ
ータは純ダイオードブリッジとして構成されているた
め、負荷電動機から交流電源への電力回生が不可能であ
り、負荷電動機の回生運転時の電力の処理が不具合であ
った。
このような不具合を解消させるために２組のコンバータ
を逆並列に接続するダブルコンバータ方式も存在する
が、装置が大がかりになってしまうので、あまり実用さ
れていない。
を逆並列に接続するダブルコンバータ方式も存在する
が、装置が大がかりになってしまうので、あまり実用さ
れていない。
従って本発明は、コンパクトで経済的に、かつシンプル
な制御で電力を良好に回生しうる電力変換装置の電力回
生制御回路を提供することを目的とする。
な制御で電力を良好に回生しうる電力変換装置の電力回
生制御回路を提供することを目的とする。
上記目的を達成するために本発明は、コンバータの各ア
ーム素子のダイオードにそれぞれ自己消弧可能な半導体
スイッチング素子を逆並列に接続し、この半導体スイッ
チング素子を交流電源電圧の検出結果に基づいて制御す
ることにより回生制御を行い、直流電圧中間回路の電圧
をほぼ一定に制御するようにしたものである。
ーム素子のダイオードにそれぞれ自己消弧可能な半導体
スイッチング素子を逆並列に接続し、この半導体スイッ
チング素子を交流電源電圧の検出結果に基づいて制御す
ることにより回生制御を行い、直流電圧中間回路の電圧
をほぼ一定に制御するようにしたものである。
すなわち本発明は、ダイオードとそれに逆並列に接続さ
れた自己消弧可能な半導体スイッチング素子からなるア
ーム素子をブリッジ結線してなり、交流端子が交流電源
に接続されるコンバータと、このコンバータの直流出力
端子間に接続されたコンデンサを有する電流電圧中間回
路と、自己消弧可能な半導体スイッチング素子とそれに
逆並列に接続された還流ダイオードからなるアーム素子
をブリッジ結線してなり、直流端子が直流電圧中間回路
に接続され、交流端子が負荷電動機に接続されるインバ
ータとにより構成された電力変換装置の電力回生制御回
路であって、コンバータに入力される交流電源電圧を検
出する電圧検出回路と、この電圧検出回路によって検出
された交流電源電圧と通電幅制御電圧との比較結果に基
づいて、交流電源電圧に位相同期した通電幅制御信号を
得る通電幅演算手段と、この通電幅演算手段によって得
られた通電幅制御信号に基づいてドライブ制御信号を形
成しコンバータの半導体スイッチング素子に力行運転時
を含めて常時供給するドライブ回路とを具備したもので
ある。
れた自己消弧可能な半導体スイッチング素子からなるア
ーム素子をブリッジ結線してなり、交流端子が交流電源
に接続されるコンバータと、このコンバータの直流出力
端子間に接続されたコンデンサを有する電流電圧中間回
路と、自己消弧可能な半導体スイッチング素子とそれに
逆並列に接続された還流ダイオードからなるアーム素子
をブリッジ結線してなり、直流端子が直流電圧中間回路
に接続され、交流端子が負荷電動機に接続されるインバ
ータとにより構成された電力変換装置の電力回生制御回
路であって、コンバータに入力される交流電源電圧を検
出する電圧検出回路と、この電圧検出回路によって検出
された交流電源電圧と通電幅制御電圧との比較結果に基
づいて、交流電源電圧に位相同期した通電幅制御信号を
得る通電幅演算手段と、この通電幅演算手段によって得
られた通電幅制御信号に基づいてドライブ制御信号を形
成しコンバータの半導体スイッチング素子に力行運転時
を含めて常時供給するドライブ回路とを具備したもので
ある。
第１図は本発明の一実施例を示すものである。
第１図において、U,V,Wは３相交流電源、CONは基本素子
としてのダイオードとそれに逆並列に接続された自己消
弧可能な半導体スイッチング素子としてのパワートラン
ジスタからなるアーム素子CTR1〜CTR6をブリッジ結線し
てなるコンバータ、ＤはコンバータCONの出力直流電流
に対して順方向となる極性で設けられたダイオード、Ｌ
はダイオードＤに並列に接続された直流リアクトル、Ｃ
はダイオードＤの出力側において直流回路に並列接続さ
れた平滑コンデンサである。直流リアクトルＬ、ダイオ
ードＤおよびコンデンサＣによって直流電圧中間回路DC
Cを構成する。INVは基本素子としての自己消弧可能な半
導体スイッチング素子たるパワートランジスタとそれに
逆並列に接続された還流ダイオードからなるアーム素子
ITR1〜ITR6をブリッジ結線してなるインバータであり、
Ｍは負荷電動機である。
としてのダイオードとそれに逆並列に接続された自己消
弧可能な半導体スイッチング素子としてのパワートラン
ジスタからなるアーム素子CTR1〜CTR6をブリッジ結線し
てなるコンバータ、ＤはコンバータCONの出力直流電流
に対して順方向となる極性で設けられたダイオード、Ｌ
はダイオードＤに並列に接続された直流リアクトル、Ｃ
はダイオードＤの出力側において直流回路に並列接続さ
れた平滑コンデンサである。直流リアクトルＬ、ダイオ
ードＤおよびコンデンサＣによって直流電圧中間回路DC
Cを構成する。INVは基本素子としての自己消弧可能な半
導体スイッチング素子たるパワートランジスタとそれに
逆並列に接続された還流ダイオードからなるアーム素子
ITR1〜ITR6をブリッジ結線してなるインバータであり、
Ｍは負荷電動機である。
電動機ＭがインバータINVから交流電力の供給を受けて
電動機運転（力行運転）する場合（力行運転モード）
は、交流電源U,V,Wからの交流電力をコンバータCONによ
り直流電力に変換し、それを直流電圧中間回路DCCを介
してインバータINVに導入し、そこで任意周波数・任意
電圧の交流電力に変換し電動機Ｍに供給してこれを駆動
する。なお、力行運転時のインバータINVの制御すなわ
ち各トランジスタのインバータ制御は周知技術に従って
行われるので、ここでは詳述しない。
電動機運転（力行運転）する場合（力行運転モード）
は、交流電源U,V,Wからの交流電力をコンバータCONによ
り直流電力に変換し、それを直流電圧中間回路DCCを介
してインバータINVに導入し、そこで任意周波数・任意
電圧の交流電力に変換し電動機Ｍに供給してこれを駆動
する。なお、力行運転時のインバータINVの制御すなわ
ち各トランジスタのインバータ制御は周知技術に従って
行われるので、ここでは詳述しない。
次に電動機Ｍが回生運転を行う場合（回生運転モード）
について説明する。この場合は、電動機Ｍの保有エネル
ギーに対応する交流発生電力がインバータINVの各還流
ダイオードによって構成されるコンバータ回路によって
直流電力に変換され、その直流電力は直流リアクトルＬ
を介してコンバータCONの各パワートランジスタによっ
て構成されるインバータ回路により直流電力に変換され
交流電源U,V,Wに回生される。
について説明する。この場合は、電動機Ｍの保有エネル
ギーに対応する交流発生電力がインバータINVの各還流
ダイオードによって構成されるコンバータ回路によって
直流電力に変換され、その直流電力は直流リアクトルＬ
を介してコンバータCONの各パワートランジスタによっ
て構成されるインバータ回路により直流電力に変換され
交流電源U,V,Wに回生される。
第２図は回生運転モードにおけるコンバータCONの各パ
ワートランジスタによって構成されるインバータ回路の
作用を説明するためのタイムチャートである。第２図
（ａ）は３相交流電源の各相電圧ｅｕ,eｖ,eｗ、および
Ｕ相電圧ｅｕを基準としてその位相30゜,90゜,150゜,21
0゜,270゜,330゜,390゜に相当する。各時点t1,t2,t3,
t4,t5,t6,t7を示すものである。同図（ｂ）はコンバー
タCONの各アーム素子CTR1〜CTR6のダイオードをそれぞ
れCTR1D〜CTR6Dとして各ダイオードの導通タイミングを
示している。同図（ｃ）はコンバータCONの各アーム素
子CTR1〜CTR6のパワートランジスタのベースドライブ信
号期間を示している。ベースが常時第２図（ｃ）に示す
タイミングでドライブされていれば、ベースドライブの
パワーはそれだけ必要になるが、電力の流れの方向には
何ら注意を払う必要が必要がなく、力行運転と回生運転
との切換が自動的かつ連続的に行われる。
ワートランジスタによって構成されるインバータ回路の
作用を説明するためのタイムチャートである。第２図
（ａ）は３相交流電源の各相電圧ｅｕ,eｖ,eｗ、および
Ｕ相電圧ｅｕを基準としてその位相30゜,90゜,150゜,21
0゜,270゜,330゜,390゜に相当する。各時点t1,t2,t3,
t4,t5,t6,t7を示すものである。同図（ｂ）はコンバー
タCONの各アーム素子CTR1〜CTR6のダイオードをそれぞ
れCTR1D〜CTR6Dとして各ダイオードの導通タイミングを
示している。同図（ｃ）はコンバータCONの各アーム素
子CTR1〜CTR6のパワートランジスタのベースドライブ信
号期間を示している。ベースが常時第２図（ｃ）に示す
タイミングでドライブされていれば、ベースドライブの
パワーはそれだけ必要になるが、電力の流れの方向には
何ら注意を払う必要が必要がなく、力行運転と回生運転
との切換が自動的かつ連続的に行われる。
いま、電動機Ｍが回生運転モードで運転されると、直流
電圧中間回路DCCのコンデンサＣの電圧が上昇する。第
３図に力行運転モードおよび回生運転モードにおける直
流電圧中間回路DCCの電圧ＥDCおよびコンバータCON出力
電圧ＶDCの電圧レベルを示す。図中、31は最大負荷時の
電圧ＥDCの値、32はその平均値、33は無負荷ピーク電圧
値（ＶDCP）、34は回生運転時の電圧ＥDCのレベルをそ
れぞれ示すものである。ＶDC＜ＥDCのときは電力の流れ
が自動的に負荷電動機Ｍ→直流電源の回生運転となり、
ＶDC≧ＥDCのときは電力の流れが交流電源→負荷電動機
Ｍの力行運転となる。かくして、特別な回路を設けるこ
となく、また電流検出や直流電圧中間回路電圧の検出を
行ったりすることなく、交流電源電圧検出のみに従って
直流電圧中間回路の電圧をほとんど一定に保つことがで
きる。その場合の電力伝送方向の切換すなわち運転モー
ドの切換は自動的かつ連続的に行われる。
電圧中間回路DCCのコンデンサＣの電圧が上昇する。第
３図に力行運転モードおよび回生運転モードにおける直
流電圧中間回路DCCの電圧ＥDCおよびコンバータCON出力
電圧ＶDCの電圧レベルを示す。図中、31は最大負荷時の
電圧ＥDCの値、32はその平均値、33は無負荷ピーク電圧
値（ＶDCP）、34は回生運転時の電圧ＥDCのレベルをそ
れぞれ示すものである。ＶDC＜ＥDCのときは電力の流れ
が自動的に負荷電動機Ｍ→直流電源の回生運転となり、
ＶDC≧ＥDCのときは電力の流れが交流電源→負荷電動機
Ｍの力行運転となる。かくして、特別な回路を設けるこ
となく、また電流検出や直流電圧中間回路電圧の検出を
行ったりすることなく、交流電源電圧検出のみに従って
直流電圧中間回路の電圧をほとんど一定に保つことがで
きる。その場合の電力伝送方向の切換すなわち運転モー
ドの切換は自動的かつ連続的に行われる。
直流電圧中間回路DCCの電圧ＥDCが３相交流電源を整流
して得られるコンバータ出力電圧ＶDCより高くなれば、
第２図（ｃ）に示すようにコンバータCONの各アーム素
子CTR1〜CTR6のパワートランジスタがベースドライブさ
れるので、負荷電動機Ｍからの電力が直流電圧中間回路
DCCおよび各アーム素子CTR1〜CTR6のトランジスタを通
して３相交流電源へと回生される。
して得られるコンバータ出力電圧ＶDCより高くなれば、
第２図（ｃ）に示すようにコンバータCONの各アーム素
子CTR1〜CTR6のパワートランジスタがベースドライブさ
れるので、負荷電動機Ｍからの電力が直流電圧中間回路
DCCおよび各アーム素子CTR1〜CTR6のトランジスタを通
して３相交流電源へと回生される。
直流電圧中間回路DCCに存在する直流リアクトルＬおよ
びダイオードＤであるが、回生運転モードにおいて電力
が急激に回生される場合にコンバータCONの各アーム素
子のトランジスタに過大な回生電流が流れるのを直流リ
アクトルＬが抑制するが、力行運転モードにおいては直
流リアクトルＬをダイオードＤにより短絡してリアクト
ル機能を無効にする目的で挿入されている。従って回生
電流回路内にリアクトルＬと等価な作用を果たすリアク
タンスが存在するか、回生電流が過大でなければ、特に
これらの挿入の必要は無い。
びダイオードＤであるが、回生運転モードにおいて電力
が急激に回生される場合にコンバータCONの各アーム素
子のトランジスタに過大な回生電流が流れるのを直流リ
アクトルＬが抑制するが、力行運転モードにおいては直
流リアクトルＬをダイオードＤにより短絡してリアクト
ル機能を無効にする目的で挿入されている。従って回生
電流回路内にリアクトルＬと等価な作用を果たすリアク
タンスが存在するか、回生電流が過大でなければ、特に
これらの挿入の必要は無い。
第４図（ａ）は、第２図（ｃ）に示したコンバータCON
の各トランジスタに与えるベースドライブ信号を作る信
号形成回路のブロック図を示すものである。
の各トランジスタに与えるベースドライブ信号を作る信
号形成回路のブロック図を示すものである。
第４図（ａ）において、ACLはコンバータCONの交流入力
端子に直列に接続された交流リアクトルであって、その
交流リアクトルACLの電源側から３相交流電源電圧が３
相電圧変成器からなる電圧検出回路41によって検出さ
れ、その検出電圧は波形整形回路42によって波形整形さ
れる。この波形整形回路42を通して得られる交流電源電
圧ｅｕ′および通電幅制御電圧ｖｃを入力として通電幅
制御回路及びロジック回路43によりベースドライブ用12
0゜通電信号が発生される。ここで発生された通電信号
によりベースドライブ回路44によりベースドライブ信号
ＢＰ,BＮが形成され、これによりコンバータCONの各ト
ランジスタが導通制御される。
端子に直列に接続された交流リアクトルであって、その
交流リアクトルACLの電源側から３相交流電源電圧が３
相電圧変成器からなる電圧検出回路41によって検出さ
れ、その検出電圧は波形整形回路42によって波形整形さ
れる。この波形整形回路42を通して得られる交流電源電
圧ｅｕ′および通電幅制御電圧ｖｃを入力として通電幅
制御回路及びロジック回路43によりベースドライブ用12
0゜通電信号が発生される。ここで発生された通電信号
によりベースドライブ回路44によりベースドライブ信号
ＢＰ,BＮが形成され、これによりコンバータCONの各ト
ランジスタが導通制御される。
第４図（ｂ）〜（ｄ）は、通電幅制御回路43におけるベ
ースドライブ信号の発生方法を説明するための説明図で
ある。
ースドライブ信号の発生方法を説明するための説明図で
ある。
第４図（ｂ）は交流電源電圧ｅｕ′が負極性から正極性
に移行するゼロ点t0を経て正極性となり、その電圧
ｅｕ′が通電幅制御電圧ｖｃと交差する時点t1から次に
交差する時点t3までの間にアーム素子CTR1のトランジス
タに対するCTR1ベースドライブ信号ｖCTR1が第４図
（ｃ）に示すように形成される。このベースドライブ信
号ｖCTR1の幅すなわちアーム素子CTR1のトランジスタの
通電幅は、通電幅制御電圧ｖｃの大きさ（レベル）によ
って調整することができる。
に移行するゼロ点t0を経て正極性となり、その電圧
ｅｕ′が通電幅制御電圧ｖｃと交差する時点t1から次に
交差する時点t3までの間にアーム素子CTR1のトランジス
タに対するCTR1ベースドライブ信号ｖCTR1が第４図
（ｃ）に示すように形成される。このベースドライブ信
号ｖCTR1の幅すなわちアーム素子CTR1のトランジスタの
通電幅は、通電幅制御電圧ｖｃの大きさ（レベル）によ
って調整することができる。
ベースドライブ信号ｖCTR1を形成するためのハード構成
を第４図（ｄ）に示す。この回路は比較器45を備えてお
り、交流電源電圧ｅｕ′および通電幅制御電圧ｖｃを入
力とし、ｅｕ′≧ｖｃ区間においてベースドライブ信号
ｖCTR1を出力するものとすればよい。信号ｖCTR1は正側
アーム素子用のベースドライブ信号であるが、例えば負
側ベースドライブ信号ｖCTR2はｅｕ′≦−ｖｃ区間にお
いて発生するものとすればよい。図中、TdはＵ相を基準
とした位相ゼロ点から時点t1までの時間を示している。
を第４図（ｄ）に示す。この回路は比較器45を備えてお
り、交流電源電圧ｅｕ′および通電幅制御電圧ｖｃを入
力とし、ｅｕ′≧ｖｃ区間においてベースドライブ信号
ｖCTR1を出力するものとすればよい。信号ｖCTR1は正側
アーム素子用のベースドライブ信号であるが、例えば負
側ベースドライブ信号ｖCTR2はｅｕ′≦−ｖｃ区間にお
いて発生するものとすればよい。図中、TdはＵ相を基準
とした位相ゼロ点から時点t1までの時間を示している。
３相交流電源電圧ｅｕ,eｖ,eｗの全てを直接検出する必
要はない。すなわち、交流電源U,V,Wが固定周波数・固
定電圧である限り、ある１相の電圧のみを検出し、それ
に基づいて他の相の電圧を120゜ずつシフトすることに
よって得ることができる。同様にして、アーム素子CTR1
に対するベースドライブ信号が得られれば、他のアーム
素子CTR2,CTR3等に対するベースドライブ信号ｖCTR3,v
CTR5等は信号ｖCTR1と時間幅のものを120゜ずつ順次シ
フトさせることによって得ることができる。
要はない。すなわち、交流電源U,V,Wが固定周波数・固
定電圧である限り、ある１相の電圧のみを検出し、それ
に基づいて他の相の電圧を120゜ずつシフトすることに
よって得ることができる。同様にして、アーム素子CTR1
に対するベースドライブ信号が得られれば、他のアーム
素子CTR2,CTR3等に対するベースドライブ信号ｖCTR3,v
CTR5等は信号ｖCTR1と時間幅のものを120゜ずつ順次シ
フトさせることによって得ることができる。
第５図は本発明の他の実施例の回路構成を示すブロック
図である。
図である。
この実施例においては直流電圧中間回路DCCの負荷側に
単相ブリッジパワースイッチング回路51が接続され、そ
の出力端子にパワースイッチング回路51を介して４象限
運転される直流電動機DCMが接続されている。パワース
イッチング回路51は第１図のインバータINVからアーム
素子ITR5およびITR6を省略したものに相当する。そこで
第１図を流用して説明するならば、アーム素子ITR1およ
びITR4の各トランジスタのみの導通制御によって正転力
行運転、アーム素子ITR3およびITR2の各トランジスタの
みの導通制御によって逆転力行運転、アーム素子ITR1お
よびITR4の各ダイオードの導通によって正転回生運転、
アーム素子ITR3およびITR2の各ダイオードの導通によっ
て逆転回生運転の都合４象限の運転が行われる。この場
合パワースイッチング回路51はその出力が交流ではなく
可逆直流であるが、インバータと類似の回路構成を有
し、既に述べた第１図のインバータINVと類似の機能を
果たすことから、便宜上、インバータと称することにす
る。また、パワースイッチング回路51の入出力端子のう
ち、直流電圧中間回路DCCに接続される端子を直流端子
と称し、負荷電動機DCMに接続される端子を便宜上交流
端子と称することにする。
単相ブリッジパワースイッチング回路51が接続され、そ
の出力端子にパワースイッチング回路51を介して４象限
運転される直流電動機DCMが接続されている。パワース
イッチング回路51は第１図のインバータINVからアーム
素子ITR5およびITR6を省略したものに相当する。そこで
第１図を流用して説明するならば、アーム素子ITR1およ
びITR4の各トランジスタのみの導通制御によって正転力
行運転、アーム素子ITR3およびITR2の各トランジスタの
みの導通制御によって逆転力行運転、アーム素子ITR1お
よびITR4の各ダイオードの導通によって正転回生運転、
アーム素子ITR3およびITR2の各ダイオードの導通によっ
て逆転回生運転の都合４象限の運転が行われる。この場
合パワースイッチング回路51はその出力が交流ではなく
可逆直流であるが、インバータと類似の回路構成を有
し、既に述べた第１図のインバータINVと類似の機能を
果たすことから、便宜上、インバータと称することにす
る。また、パワースイッチング回路51の入出力端子のう
ち、直流電圧中間回路DCCに接続される端子を直流端子
と称し、負荷電動機DCMに接続される端子を便宜上交流
端子と称することにする。
直流電動機DCMの運転モード（４象限のうちのいずれ
か）に従い、直流電圧中間回路DCCの電圧ＥDCとコンバ
ータCONの出力電圧ＶDCとの関係が、ＶDC＜ＥDCのとき
は電力の流れが負荷電動機DCM→交流電源の回生運転と
なり、ＶDC≧ＥDCのときは電力の流れが交流電源→負荷
電動機DCMの力行運転となる。
か）に従い、直流電圧中間回路DCCの電圧ＥDCとコンバ
ータCONの出力電圧ＶDCとの関係が、ＶDC＜ＥDCのとき
は電力の流れが負荷電動機DCM→交流電源の回生運転と
なり、ＶDC≧ＥDCのときは電力の流れが交流電源→負荷
電動機DCMの力行運転となる。
上記各実施例においては、各アーム素子に設けられる自
己消弧可能な半導体スイッチング素子としてパワートラ
ンジスタを例示したが、本発明の装置において用いられ
る自己消弧可能な半導体スイッチング素子としては例え
ばGTO（ゲートターンオフサイリスタ）やSIT（静電誘導
形トランジスタ）等であってもよい。また、それのスイ
ッチング素子とそれに逆並列に接続されるダイオードと
は、同一パッケージ内に収納された、いわゆる複合形で
あってもよいし、それぞれ独立した部品を組み合わせた
ものであってもよい。
己消弧可能な半導体スイッチング素子としてパワートラ
ンジスタを例示したが、本発明の装置において用いられ
る自己消弧可能な半導体スイッチング素子としては例え
ばGTO（ゲートターンオフサイリスタ）やSIT（静電誘導
形トランジスタ）等であってもよい。また、それのスイ
ッチング素子とそれに逆並列に接続されるダイオードと
は、同一パッケージ内に収納された、いわゆる複合形で
あってもよいし、それぞれ独立した部品を組み合わせた
ものであってもよい。
交流電源の相数は３相に限定されるものではなく、単相
でもよいし、また３相以外の多相であってもよい。
でもよいし、また３相以外の多相であってもよい。
また、各アーム素子の自己消弧可能な半導体スイッチン
グ素子に対する駆動信号として上記実施例においては単
一方形波信号を図示したが、それに限られることはな
い。例えば、第６図（ａ），（ｂ）は例えばインバータ
INVの各アーム素子のスイッチング素子用キャリア周波
数信号ｆｃを制御信号として用いる場合の例を示し、同
図（ｂ）において、ｅｕ′≧ｆｃのときに“0"、ｅｕ′
＜ｆｃのときに“1"とする複数のパルス幅制御されたPW
M信号61〜64を用いて回生電流の波形を制御することも
できる。
グ素子に対する駆動信号として上記実施例においては単
一方形波信号を図示したが、それに限られることはな
い。例えば、第６図（ａ），（ｂ）は例えばインバータ
INVの各アーム素子のスイッチング素子用キャリア周波
数信号ｆｃを制御信号として用いる場合の例を示し、同
図（ｂ）において、ｅｕ′≧ｆｃのときに“0"、ｅｕ′
＜ｆｃのときに“1"とする複数のパルス幅制御されたPW
M信号61〜64を用いて回生電流の波形を制御することも
できる。
〔発明の効果〕 かくして本発明によれば、次のような効果を奏すること
ができる。
ができる。
１）直流電圧中間回路の電圧は、電流検出を行ったりす
ることなく、特別な電圧一定化手段を設けたりすること
なく、自動的にほとんど一定に保つことができる。
ることなく、特別な電圧一定化手段を設けたりすること
なく、自動的にほとんど一定に保つことができる。
２）電力の双方向伝送を連続的かつ自動的に行うことが
できる。
できる。
３）電源に対する力率を１として電力回生をすることが
できる。
できる。
第１図は本発明の一実施例の主回路構成を示す接続図、
第２図（ａ），（ｂ），（ｃ）はそれぞれ交流電源電
圧、コンバータのダイオード導通期間、およびコンバー
タトランジスタのベースドライブ期間を示すタイムチャ
ート、第３図は力行運転モードおよび回生運転モードに
おける直流電圧中間回路電圧とコンバータ出力電圧の電
圧レベルを示す図、第４図（ａ），（ｂ），（ｃ），
（ｄ）はそれぞれコンバータのベースドライブ信号を形
成する回路のブロック図、交流電源電圧と通電幅制御電
圧の関係を示す図、ベースドライブ信号の説明図、同信
号を生成するハード構成を示す図、第５図は本発明の他
の実施例の主回路構成を示す接続図、第６図（ａ），
（ｂ）は本発明のPWM制御におけるベースドライブ信号
のパルス波形図およびそれを生成するために用いられる
交流電源波形とキャリア制御信号波形の説明図である。 U,V,W……３相交流電源 CON……コンバータ CTR1〜CTR6……コンバータアーム素子 DCC……直流電圧中間回路 INV……インバータ ITR1〜ITR6……インバータアーム素子 M,DCM……負荷電動機 41……電圧検出回路 42……波形成形回路 43……導通幅制御回路及びロジック回路 44……ベースドライブ回路 51……単相ブリッジパワースイッチング回路
第２図（ａ），（ｂ），（ｃ）はそれぞれ交流電源電
圧、コンバータのダイオード導通期間、およびコンバー
タトランジスタのベースドライブ期間を示すタイムチャ
ート、第３図は力行運転モードおよび回生運転モードに
おける直流電圧中間回路電圧とコンバータ出力電圧の電
圧レベルを示す図、第４図（ａ），（ｂ），（ｃ），
（ｄ）はそれぞれコンバータのベースドライブ信号を形
成する回路のブロック図、交流電源電圧と通電幅制御電
圧の関係を示す図、ベースドライブ信号の説明図、同信
号を生成するハード構成を示す図、第５図は本発明の他
の実施例の主回路構成を示す接続図、第６図（ａ），
（ｂ）は本発明のPWM制御におけるベースドライブ信号
のパルス波形図およびそれを生成するために用いられる
交流電源波形とキャリア制御信号波形の説明図である。 U,V,W……３相交流電源 CON……コンバータ CTR1〜CTR6……コンバータアーム素子 DCC……直流電圧中間回路 INV……インバータ ITR1〜ITR6……インバータアーム素子 M,DCM……負荷電動機 41……電圧検出回路 42……波形成形回路 43……導通幅制御回路及びロジック回路 44……ベースドライブ回路 51……単相ブリッジパワースイッチング回路
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭51−58625（ＪＰ，Ａ) 特開 昭55−94583（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−151879（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−179180（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】ダイオードとそれに逆並列に接続された自
己消弧可能な半導体スイッチング素子からなるアーム素
子をブリッジ結線してなり、交流端子が交流電源に接続
されるコンバータと、 このコンバータの直流出力端子間に接続されたコンデン
サを有する電流電圧中間回路と、 自己消弧可能な半導体スイッチング素子とそれに逆並列
に接続された還流ダイオードからなるアーム素子をブリ
ッジ結線してなり、直流端子が前記直流電圧中間回路に
接続され、交流端子が負荷電動機に接続されるインバー
タと により構成された電力変換装置の電力回生制御回路であ
って、 前記コンバータに入力される交流電源電圧を検出する電
圧検出回路と、 この電圧検出回路によって検出された交流電源電圧と通
電幅制御電圧との比較結果に基づいて、前記交流電源電
圧に位相同期した通電幅制御信号を得る通電幅演算手段
と、 この通電幅演算手段によって得られた通電幅制御信号に
基づいてドライブ制御信号を形成し前記コンバータの半
導体スイッチング素子に力行運転時を含めて常時供給す
るドライブ回路と を具備した電力変換装置の電力回生制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58116593A JPH0669316B2 (ja) | 1983-06-28 | 1983-06-28 | 電力変換装置の電力回生制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58116593A JPH0669316B2 (ja) | 1983-06-28 | 1983-06-28 | 電力変換装置の電力回生制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS609384A JPS609384A (ja) | 1985-01-18 |
| JPH0669316B2 true JPH0669316B2 (ja) | 1994-08-31 |
Family
ID=14690976
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58116593A Expired - Lifetime JPH0669316B2 (ja) | 1983-06-28 | 1983-06-28 | 電力変換装置の電力回生制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0669316B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS631377A (ja) * | 1986-06-18 | 1988-01-06 | Fanuc Ltd | 三相誘導電動機制御装置 |
| FI78202C (fi) * | 1987-01-13 | 1989-06-12 | Kone Oy | Foerfarande foer styrning av halvledarkopplingar i en till vaexelspaenningsnaet kopplad likriktarbrygga samt en foer tillaempning av foerfarandet avsedd styrenhet. |
| JPS63274383A (ja) * | 1987-04-30 | 1988-11-11 | Fanuc Ltd | 電源回生回路 |
| JPS63274382A (ja) * | 1987-04-30 | 1988-11-11 | Fanuc Ltd | 電源回生回路 |
| EP0314801A4 (en) * | 1987-04-30 | 1991-10-16 | Fanuc Ltd | Power source regeneration circuit |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5594583A (en) * | 1979-01-10 | 1980-07-18 | Hitachi Ltd | Frequency converter and its controlling method |
| JPS58179180A (ja) * | 1982-04-13 | 1983-10-20 | Toshiba Corp | 電力回生制御装置 |
-
1983
- 1983-06-28 JP JP58116593A patent/JPH0669316B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS609384A (ja) | 1985-01-18 |
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