JPH0677741A - Ｍｏｓパワートランジスタの最大電流を制御するための回路 - Google Patents

Ｍｏｓパワートランジスタの最大電流を制御するための回路

Info

Publication number
JPH0677741A
JPH0677741A JP5143430A JP14343093A JPH0677741A JP H0677741 A JPH0677741 A JP H0677741A JP 5143430 A JP5143430 A JP 5143430A JP 14343093 A JP14343093 A JP 14343093A JP H0677741 A JPH0677741 A JP H0677741A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
circuit
transistor
mos
operational amplifier
charge pump
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP5143430A
Other languages
English (en)
Inventor
Alberto Poma
アルベルト・ポーマ
Vanni Poletto
バンニ・ポレット
Marco Morelli
マルコ・モレリ
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
STMicroelectronics SRL
Marelli Europe SpA
STMicroelectronics lnc USA
Original Assignee
Marelli Autronica SpA
SGS Thomson Microelectronics SRL
SGS Thomson Microelectronics Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Marelli Autronica SpA, SGS Thomson Microelectronics SRL, SGS Thomson Microelectronics Inc filed Critical Marelli Autronica SpA
Publication of JPH0677741A publication Critical patent/JPH0677741A/ja
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/082—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
    • H03K17/0822—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/52—Circuit arrangements for protecting such amplifiers
    • H03F1/523—Circuit arrangements for protecting such amplifiers for amplifiers using field-effect devices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/06—Modifications for ensuring a fully conducting state
    • H03K17/063—Modifications for ensuring a fully conducting state in field-effect transistor switches

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Metal-Oxide And Bipolar Metal-Oxide Semiconductor Integrated Circuits (AREA)
  • Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【目的】 良好な周波数安定性およびおよび正確な電流
制御が行え、かつ単純な回路構成とする。 【構成】 抵抗(Ｒｓ)はＭＯＳパワートランジスタ(Ｍ
１)のドレイン・ソース経路と直列にある。相互コンダ
クタンス演算増幅器(Ａ)の給電端子(Ｊ)は、ＭＯＳトラ
ンジスタ(Ｍ１)のドレインが接続される電源(Ｖｓ)の電
圧よりも高い電圧を出力できる、電圧上昇用または充電
ポンプ(ＣＰ)回路の出力部に接続される。増幅器(Ａ)の
入力部は、抵抗(Ｒｓ)に接続され、そしてその出力部は
ＭＯＳトランジスタ(Ｍ１)のゲートに接続され、これに
より、動作時、パワートランジスタ(Ｍ１)に流れる最大
電流が基準電圧(ＶR)に比例した値に制限される。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、アースＧＮＤに接続さ
れた負荷を駆動するために使用されるＭＯＳパワートラ
ンジスタの最大電流を制御するための回路に関する。よ
り詳しくは、本発明の主題は制御回路であって、ＭＯＳ
トランジスタのドレインが接続される直流電源と、ＭＯ
Ｓトランジスタのドレイン・ソース経路に直列の抵抗
と、電源よりも高い電圧に充電されるために、ＭＯＳト
ランジスタのゲートキャパシタンスをイネーブルするた
めの充電ポンプ回路と、ＭＯＳトランジスタに流れる最
大電流を基準電圧に比例した値に制限するために、出力
部がＭＯＳトランジスタのゲートに接続され、入力部が
前記抵抗に接続された相互コンダクタンス演算増幅器と
を備える。
【０００２】
【従来の技術】添付した図１は、アースＧＮＤに接続さ
れた負荷Ｌを駆動するのに使用される従来技術の典型的
な回路を示す。この回路は、ＭＯＳパワートランジスタ
Ｍ１、例えばｎチャンネルトランジスタを含み、そのド
レインが直流電源Ｖｓに接続され、そのソースが負荷に
接続される。もし負荷Ｌが誘導性ならば、トランジスタ
Ｍ１が導通時の前段階の間に負荷自身に蓄えられたエネ
ルギーを消失させてトランジスタＭ１を毎回カットオフ
させるために、フリーホイールダイオードＤ１がその負
荷と並列に接続される。
【０００３】トランジスタＭ１はスイッチとして使用さ
れ、それ故、３極管領域内で機能する。この領域では、
トランジスタＭ１は低電圧ＶDSで動作し、本質的に電圧
制御の抵抗として動作する。その抵抗値が低ければ低い
程、ゲート・ソース間電圧(ＶGS)が、ＶDS＋ＶTH'(ＶT
H'はＭＯＳトランジスタのしきい値、即ち、ＶGSがＶTH
以下の時にトランジスタがカットオフされる電圧であ
る)を超過した値だけより大きくなる。
【０００４】図１の回路にて、ＶDSは、この電圧が低け
れば低い程、負荷Ｌに供給されるパワーはより大きくな
るため、小さくなくてはならないということが基本的に
重要である。
【０００５】トランジスタＭ１のゲートは、公知の充電
ポンプ回路ＣＰによって駆動される。この回路は、低い
電流値であっても、電源ＶSよりも高い電圧に充電され
るためにトランジスタＭ１のゲートキャパシタンスをイ
ネーブルする。
【０００６】Ｍ１のソースが事故によりアースＧＮＤへ
短絡するか又は、負荷Ｌの抵抗が極めて低いならば、ト
ランジスタＭ１はもはや３極管領域で動作せず、ドレイ
ン電流がＶGSに依存し、ＶDSとはほとんど無関係とな
る。
【０００７】ダメージを防止すべく、これらの環境下で
パワートランジスタＭ１によるパワー消失を制限するた
めに、ゲート電圧を減じることにより、ドレイン電流を
制限することが必要である。
【０００８】図１に示したタイプの回路構成における最
大電流の制御に結び付く問題は、システム全体の周波数
安定性および、制御の精度と必然的に関係する。
【０００９】添付した図２および図３は、ＭＯＳパワー
トランジスタに流れる最大電流を制御するための二つの
異なった公知の解決法を示している。
【００１０】図２に示した解決法は、通常の演算増幅器
または相互コンダクタンス演算増幅器である増幅器Ａを
使用する。この増幅器の非反転入力部(＋)は、Ｍ１のド
レインに接続され、反転入力部(−)は基準電圧発生器Ｖ
Rの負の端子に接続され、その正の端子は電源Ｖｓの正
の端子に接続される。増幅器Ａは、電源Ｖｓに接続され
る給電端子Ｊを持つ。
【００１１】充電ポンプＣＰによりゲートＭ１に供給さ
れる電流および、負荷Ｌに流れる電流はそれぞれ、ＩCP
およびＩLで示す。
【００１２】図３は従来技術による別の解決法を示す。
図３において、同じアルファベット記号が既述した部分
および要素に付与している。
【００１３】図３の解決法において、抵抗ＲｓがＭ１の
ソースと負荷Ｌとの間にある。基準電圧発生器ＶRは負
荷と演算増幅器Ａの非反転入力部分(＋)との間にある。
増幅器の反転入力部は、Ｍ１のソースに接続される。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】図２および図３に関連
して述べた二つの解決法では、ＭＯＳトランジスタＭ１
が負荷Ｌに供給する最大電流Ｉｍａｘは、Ｉｍａｘ＝Ｖ
R／Ｒｓである。
【００１５】図２および図３の電流安定化回路は、演算
増幅器を用い、安定して動作させるために、適切に補償
されなくてはならない。双方において、演算増幅器Ａの
出力部に接続されるＭ１のゲートキャパシタンスは、周
波数応答に対して別の極を導入したことになり、自身が
補償されている演算増幅器の使用により、特に、ＭＯＳ
トランジスタに物理的に大サイズが使用され、それ故、
高いゲートキャパシタンスを持つ時は、前記構成がシス
テムを不安定なものとする。
【００１６】実際に、充電ポンプＣＰからの電流ＩCPが
十分に正確に知られていないので、図２および図３の回
路における増幅器Ａが相互コンダクタンス増幅器なら
ば、トランジスタＭ１における最大電流の正確な安定化
を可能にするために極めて高いゲインｇmを持たなくて
はならない。
【００１７】もしＭＯＳトランジスタＭ１のゲートキャ
パシタンスが、相互コンダクタンス演算増幅器を補償す
るために用いられるならば、特に、ＭＯＳトランジスタ
が小サイズでそれ故、小ゲートキャパシタンスならば、
高ゲインｇmが、周波数不安定の問題を含むかもしれな
い。
【００１８】本発明の目的は、アースに接続された負荷
を駆動するために使用されるＭＯＳパワートランジスタ
の最大電流を制御するための回路を提供することにあ
り、該回路は、極めて良好な周波数特性および単純な回
路である低ゲイン相互コンダクタンス増幅器を備えるこ
とで、電流をより正確に制御する。
【００１９】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、その目
的は、上述したタイプの制御回路によって達成され、そ
の主たる特質は、充電ポンプ回路が相互コンダクタンス
増幅器の給電端子に接続されることにある。
【００２０】本発明の別の特質および利点は、添付した
図面に関連した詳細な記述からより明白になるであろ
う。
【００２１】
【実施例】図４の制御回路は、図３関した述べたもの
と、充電ポンプＣＰの出力部が、パワートランジスタＭ
１のゲートに接続されるのではなく、演算増幅器Ａの給
電端子Ｊに接続される点で異なる。特に、この増幅器は
かなり小さいゲインｇmの相互コンダクタンス増幅器で
ある。
【００２２】低値のｇmにも拘わらず、図４の回路によ
り達成できる電流の安定化は極めて正確である。事実、
図４の回路では、図２および図３の電流の場合のよう
に、電流はＭ１のゲートでの合計電流に従って安定化さ
れず、増幅器Ａ自身の出力がＭ１のゲートキャパシタン
スを充電および放電する。
【００２３】この構成では、ＭＯＳパワートランジスタ
Ｍ１のゲートキャパシタンスも又、負荷に供給される電
流を制御するための回路を安定させるために使用され
る。相互コンダクタンス増幅器Ａが低ゲインｇmである
ということは、トランジスタＭ１のサイズが小さいにも
拘わらず、回路全体が安定化することを意味する。
【００２４】第１の実施例である図５を参照すると、相
互コンダクタンス増幅器Ａは、カレント・ミラー回路と
して形成され、各々がそれぞれ一対のコンプリメンタリ
・トランジスタを含む二つの分岐回路を備える。
【００２５】特に、一方の分岐のカレントミラー回路
は、二つのトランジスタＱ１およびＱ３を含み、特に図
示した実施例では、これらのトランジスタは、それぞれ
ｐｎｐタイプとｎｐｎタイプである。
【００２６】トランジスタＱ１およびＱ２のエミッタは
充電ポンプＣＰの出力部に接続され、それらのベース
は、相互接続され、そして、それらのコレクタは、Ｑ３
およびＱ４のコレクタにそれぞれ接続される。Ｑ３およ
びＱ４のベースは、相互接続され、そしてそれらのエミ
ッタは、Ｍ１のソースと、基準電圧発生器ＶRとにそれ
ぞれ接続される。
【００２７】トランジスタＱ２およびＱ３の各々のベー
スは、そのエミッタに接続され、各トランジスタは本質
的にダイオードとして機能する。
【００２８】トランジスタＱ１ないしＱ４は、Ｑ１およ
びＱ２が同一のエミッタ領域を持ち、又、Ｑ３およびＱ
４が同一のエミッタ領域を持つように形成される。
【００２９】Ｑ４(Ｑ２)のコレクタは、相互コンダクタ
ンス増幅器Ａ全体の出力を与え、その出力はＭ１のゲー
トに印加される。
【００３０】増幅器ＡによりＭ１のゲートに供給された
電流は、ＩGで示される。
【００３１】動作時、ＭＯＳパワートランジスタＭ１
は、ＩGがゼロの時に負荷Ｌに最大電流Ｉmaxを供給し、
その最大電流は、抵抗Ｒｓと基準電圧ＶRとに依存す
る。 Ｉmax＝ＶR／Ｒｓ
【００３２】動作時、図５の相互コンダクタンス増幅器
Ａのゲインは、トランジスタＱ３およびＱ４のゲインｇ
mであり、電流ＩCPが極めて低いので前記ゲインは低
い。
【００３３】図６は、本発明による回路の実施例を示し
ており、この回路は図５に関して述べたものと似ている
が、異なる箇所は、容易にわかるように、基準電圧発生
器ＶRが省略されている。
【００３４】図６の実施例では、基準電圧は、相互コン
ダクタンス増幅器Ａ外部の発生器により与えられておら
ず、トランジスタＱ２およびＱ３の少なくとも一方のエ
ミッタ領域がそれぞれのトランジスタＱ１またはＱ４の
ものと異なるために、増幅器内で生成される。一般に、
Ｑ２およびＱ３のエミッタ領域を、Ｑ１およびＱ４のｍ
倍およびｎ倍と仮定したならば、基準電圧ＶRが生成さ
れる。 ＶR＝ＶT・Ｌｎ(ｍ ｎ) ここで、ＶTは等価温度電圧、Ｌｎは自然対数を示す。
【００３５】ＭＯＳトランジスタＭ１が負荷Ｌに供給で
きる最大電流は、次式で示される。 Ｉｍａｘ＝ＶR／Ｒｓ＝｛Ｌｎ(ｍ ｎ)｝ＶT／Ｒｓ
【００３６】上式は、図６の回路において、負荷に供給
され得る電流の限界値が、本質的にダイオードとして機
能するトランジスタＱ２およびＱ３の一つまたは双方の
異なるエミッタ領域で決定されることを示す。
【００３７】図５および図６に関連した上述の解決法
は、相互コンダクタンス増幅器を形成するのにバイポー
ラトランジスタの使用を与える。しかしながら、当業者
には明白なように、増幅器はＣＭＯＳトランジスタで形
成することもできる。
【００３８】更には、ｎチャンネルのＭＯＳパワートラ
ンジスタに関する上記は、必要な変更を施すことで、ｐ
チャンネルＭＯＳトランジスタにも適用できる。
【００３９】本発明による制御回路の主な利点は、必然
的に以下の通りである。
【００４０】所望の周波数安定性は、補償用キャパシタ
を付加する必要なく達成され得り、その理由は、安定性
はどんな場合でも相互コンダクタンス増幅器Ａの低い値
のゲインｇmにより保証されるので、ＭＯＳパワートラ
ンジスタのゲートキャパシタンスは、たとえそれが小さ
くても(小サイズのＭＯＳパワートランジスタ)、その目
的のために使用できるためである。
【００４１】低ゲインの相互コンダクタンス増幅器を用
いることで、充電ポンプよりの電流(その値は実際に正
確には決定できない)および相互コンダクタンス増幅器
よりの電流の合計で表される電流でもってゲートが充電
される、公知技術の回路と違って、該相互コンダクタン
ス増幅器の出力がトランジスタＭ１のゲート電圧を直接
に安定化させるので、負荷に供給される電流の極めて正
確な制御の達成をも可能にする。本発明による電流制御
回路は、又、極めて単純でかつ、相互コンダクタンス増
幅器を形成するのに少ない部品点数で済む。このこと
は、モノシリック集積回路で容易に使用され得ることを
意味する。
【００４２】相互コンダクタンス増幅器の使用は、電流
非制限状態下では、ＭＯＳパワートランジスタのＲDSON
に逆に影響を与えない。動作時、相互コンダクタンス増
幅器は、充電ポンプＣＰよりのいかなる電流をも厳しく
吸収し、Ｍ１のゲート電圧が、負荷に供給される最大電
流を制御するための回路がない場合に到達する値に達す
ることを可能にし、ＲDSONはそれ故、もし増幅器Ａを用
いずにＭ１のゲートが充電ポンプにより直接に供給され
た時になるであろう値と同じになる。
【００４３】当然、制限しない実例により単に開示し図
示した内容に対して、実施例の形態および構成の詳細が
幅広く変えても、本発明の範囲から逸脱せず、本発明の
原理は、以前として残る。
【００４４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、相互コ
ンダクタンス増幅器の出力でもって負荷制御用のトラン
ジスタのゲートを直接駆動するようにしたので、負荷電
流を極めて正確に制御できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 アースに接続された負荷を駆動するためのパ
ワートランジスタを含む、公知回路を示した図
【図２】 アースに接続された負荷を駆動するためのＭ
ＯＳパワートランジスタに流れる最大電流を制御するた
めに公知技術に対する解決法を示した図
【図３】 アースに接続された負荷を駆動するためのＭ
ＯＳパワートランジスタに流れる最大電流を制御するた
めに公知技術に対する解決法を示した図
【図４】 本発明による制御回路のブロック図
【図５】 図４の回路の１実施例を示した詳細図
【図６】 図４の回路の１実施例を示した詳細図
【符号の説明】
ＣＰ 充電ポンプ回路 Ｍ１ ＭＯＳパワートランジスタ Ａ 演算増幅器 Ｒｓ 抵抗 ＶR 基準電圧発生器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 591054901 マレリ・オートロニカ・ソシエタ・ペル・ アチオニ ＭＡＲＥＬＬＩ ＡＵＴＲＯＮＩＣＡ Ｓ ＯＣＩＥＴＡ ＰＥＲ ＡＺＩＯＮＩ イタリア20145ミラノ、ビア・グリツィオ ッティ４番 (72)発明者 アルベルト・ポーマ イタリア27100パビア、ビア・アンジェリ ーニ64／ビ番 (72)発明者 バンニ・ポレット イタリア15033カサレ・モンフェルラート （アレッサンドリア）、ビア・モンテベル ロ５番 (72)発明者 マルコ・モレリ イタリア57100リボルノ、ビア・テミスト クレ・グエラッツィ71番

Claims (4)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 アース(ＧＮＤ)に接続された負荷(Ｌ)を
    駆動するために使用されるＭＯＳパワートランジスタ
    (Ｍ１)の最大電流(Ｉmax)を制御するための回路であっ
    て、 ＭＯＳトランジスタ(Ｍ１)のドレインが接続される直流
    電源(Ｖｓ)と、 ＭＯＳトランジスタ(Ｍ１)のドレイン・ソース経路に直
    列の抵抗(Ｒｓ)と、 電源(Ｖｓ)よりも高い電圧に充電されるために、ＭＯＳ
    トランジスタ(Ｍ１)のゲートキャパシタンスをイネーブ
    ルするための充電ポンプ回路(ＣＰ)と、 ＭＯＳトランジスタ(Ｍ１)に流れる最大電流(Ｉmax)を
    基準電圧(ＶR)に比例した値に制限するために、出力部
    がＭＯＳトランジスタのゲートに接続され、入力部
    (＋，−)が前記抵抗(Ｒｓ)に接続された相互コンダクタ
    ンス演算増幅器(Ａ)とを備え、 充電ポンプ回路(ＣＰ)が相互コンダクタンス演算増幅器
    (Ａ)の給電端子(Ｊ)に接続されることを特徴とする制御
    回路。
  2. 【請求項２】 相互コンダクタンス演算増幅器(ＶR)外
    にあり、抵抗(Ｒｓ)の端子と増幅器(Ａ)の(＋)入力部と
    の間に接続された基準電圧発生器(ＶR)を備える請求項
    １記載の制御回路。
  3. 【請求項３】 相互コンダクタンス演算増幅器(Ａ)は、
    カレントミラー回路(図５)を含み、該回路は、 充電ポンプ回路(ＣＰ)と抵抗(Ｒｓ)との間に二つのコン
    プリメンタリトランジスタ(Ｑ１，Ｑ３)を含む第１の分
    岐回路と、 充電ポンプ回路(ＣＰ)と基準電圧発生器(ＶR)との間に
    二つのコンプリメンタリトランジスタ(Ｑ２，Ｑ４)を含
    む第２の分岐回路と、 を備える請求項２記載の制御回路。
  4. 【請求項４】 相互コンダクタンス演算増幅器(Ａ)は、
    ンレントミラー回路(図６)を含み、該回路は、充電ポン
    プ回路(ＣＰ)の出力部と、抵抗(Ｒｓ)の対応する端子と
    の間に配置された、第１および第２の分岐回路(Ｑ１，
    Ｑ３；Ｑ２，Ｑ４)を含み、その各々は二つのコンプリ
    メンタリトランジスタ(Ｑ１，Ｑ３；Ｑ２，Ｑ４)を含
    み、その一方(Ｑ３；Ｑ２)は、本質的にダイオードとし
    て機能するよう、そのベースがそのコレクタ(ドレイン)
    に接続され、又、トランジスタ(Ｑ３；Ｑ２)の少なくと
    も一方は、カレントミラー回路をなす他のトランジスタ
    (Ｑ１；Ｑ４)のエミッター(ソース)領域よりも大きい領
    域を持ち、ダイオードとして機能できる請求項３に記載
    の制御回路。
JP5143430A 1992-06-16 1993-06-15 Ｍｏｓパワートランジスタの最大電流を制御するための回路 Pending JPH0677741A (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
GB92830308-0 1992-06-16
EP92830308A EP0574646B1 (en) 1992-06-16 1992-06-16 A circuit for controlling the maximum current in a power-MOS transistor used for driving a load connected to ground

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JPH0677741A true JPH0677741A (ja) 1994-03-18

Family

ID=8212122

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP5143430A Pending JPH0677741A (ja) 1992-06-16 1993-06-15 Ｍｏｓパワートランジスタの最大電流を制御するための回路

Country Status (5)

Country Link
US (1) US5404053A (ja)
EP (1) EP0574646B1 (ja)
JP (1) JPH0677741A (ja)
DE (1) DE69223775T2 (ja)
ES (1) ES2112895T3 (ja)

Families Citing this family (34)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE69428782T2 (de) * 1994-05-25 2002-05-08 Co.Ri.M.Me. Consorzio Per La Ricerca Sulla Microelettronica Nel Mezzogiorno, Catania Anstiegszeitsteuerung und Optimierung des Leistungsverbrauchs in einer Leistungsstufe
US5504448A (en) * 1994-08-01 1996-04-02 Motorola, Inc. Current limit sense circuit and method for controlling a transistor
US5519341A (en) * 1994-12-02 1996-05-21 Texas Instruments Incorporated Cross coupled quad comparator for current sensing independent of temperature
US5672992A (en) * 1995-04-11 1997-09-30 International Rectifier Corporation Charge pump circuit for high side switch
EP0772283B1 (en) * 1995-10-31 2000-01-12 STMicroelectronics S.r.l. Linearly regulated voltage multiplier
DE19548612B4 (de) * 1995-12-23 2005-10-06 Robert Bosch Gmbh Mehrkreisiges Fahrzeugbordnetz mit einem elektronischen Analogschalter
GB2315176A (en) * 1996-07-10 1998-01-21 Motorola Inc Current sense arrangement for an FET using a transistor as a sensing element
US5828245A (en) * 1996-10-24 1998-10-27 Stmicroelectronics, Inc. Driver circuit including amplifier operated in a switching mode
JP3195256B2 (ja) * 1996-10-24 2001-08-06 株式会社東芝 半導体集積回路
ES2194091T3 (es) * 1996-12-05 2003-11-16 St Microelectronics Srl Circuito de control de un transistor de potencia para un regulador de voltaje.
US5886512A (en) * 1996-12-20 1999-03-23 General Electric Company Low power and wide input voltage range DC to DC switching converter
US6084439A (en) * 1997-07-02 2000-07-04 Cypress Semiconductor Corp. Peak detector circuit with extended input voltage range
US6054874A (en) * 1997-07-02 2000-04-25 Cypress Semiconductor Corp. Output driver circuit with switched current source
US6469564B1 (en) 1998-04-14 2002-10-22 Minebea Co., Ltd. Circuit simulating a diode
US6452441B1 (en) * 1999-10-01 2002-09-17 Advanced Micro Devices, Inc. Low threshold voltage device with charge pump for reducing standby current in an integrated circuit having reduced supply voltage
US6603358B2 (en) 2000-08-23 2003-08-05 Intersil Americas Inc. Integrated circuit with current-limited power output and associated method
EP1388208B1 (en) * 2001-03-28 2007-01-10 Koninklijke Philips Electronics N.V. Synchronous rectifiers
DE10154642C1 (de) 2001-11-07 2003-07-17 Siemens Ag Auswerteschaltung für einen induktiven Sensor
DE10252827B3 (de) * 2002-11-13 2004-08-05 Siemens Ag Schaltungsanordnung zur schnellen Ansteuerung insbesondere induktiver Lasten
US6919651B2 (en) 2002-11-26 2005-07-19 Siemens Aktiengesellschaft Circuit arrangement for high-speed switching of inductive loads
CN102201196B (zh) * 2003-06-06 2014-03-26 株式会社半导体能源研究所 半导体装置
US7119606B2 (en) * 2003-07-10 2006-10-10 Qualcomm, Incorporated Low-power, low-area power headswitch
EP1757174B1 (en) * 2004-05-17 2011-03-16 International Rectifier Corporation High current charge pump for intelligent power switch driver
WO2006102927A1 (en) * 2005-04-01 2006-10-05 Freescale Semiconductor, Inc. Charge pump and control scheme
SG135975A1 (en) * 2006-03-07 2007-10-29 St Microelectronics Asia Circuit and method for fast switching of a current mirror with large mosfet size
US8222927B2 (en) * 2009-04-09 2012-07-17 Mediatek Inc. Reference buffer circuit
EP2280468B1 (en) * 2009-07-28 2015-09-09 STMicroelectronics Srl Driving circuit for an electric load and system comprising the circuit
TWI404341B (zh) * 2009-12-31 2013-08-01 Realtek Semiconductor Corp 記憶控制電壓並鎖定頻率訊號之電路、鎖相迴路裝置與其控制方法
EP2426820B1 (en) 2010-09-07 2013-09-04 Dialog Semiconductor GmbH Circuit controlling HS-NMOS power switches with slew-rate limitation
US10175271B2 (en) * 2012-12-31 2019-01-08 Silicon Laboratories Inc. Apparatus for differencing comparator and associated methods
US9958891B1 (en) * 2015-05-26 2018-05-01 Arrowhead Center, Inc. High-voltage micro-ampere current regulator
US10965254B2 (en) * 2018-06-04 2021-03-30 Stmicroelectronics S.R.L. Low noise amplifier circuit for a thermal varying resistance
CN109618466B (zh) * 2019-01-21 2024-02-20 广东基地灯饰有限公司 一种基于功率管安全防护的led驱动电路
CN114935959B (zh) * 2022-06-09 2025-08-15 红壹佰照明有限公司 一种过温降频保护电路

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4514648A (en) * 1982-08-27 1985-04-30 Motorola, Inc. Current sense circuit for a bubble memory voltage booster
DE3536447C2 (de) * 1985-10-12 1993-10-21 Licentia Gmbh Kurzschluß- und überlastfeste Transistorausgangsstufe
US4654545A (en) * 1986-02-28 1987-03-31 Rca Corporation Overvoltage comparator
GB2228384A (en) * 1989-02-17 1990-08-22 Philips Electronic Associated Current conveyor circuit
US5021682A (en) * 1989-05-11 1991-06-04 National Semiconductor Corporation Instantaneous power limiting circuit
US5017816A (en) * 1989-11-08 1991-05-21 National Semiconductor Corp. Adaptive gate discharge circuit for power FETS
US5023474A (en) * 1989-11-08 1991-06-11 National Semiconductor Corp. Adaptive gate charge circuit for power FETs
US5245526A (en) * 1992-02-07 1993-09-14 Power Integrations, Inc. Below ground current sensing with current input to control threshold

Also Published As

Publication number Publication date
ES2112895T3 (es) 1998-04-16
EP0574646B1 (en) 1997-12-29
US5404053A (en) 1995-04-04
DE69223775D1 (de) 1998-02-05
EP0574646A1 (en) 1993-12-22
DE69223775T2 (de) 1998-04-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JPH0677741A (ja) Ｍｏｓパワートランジスタの最大電流を制御するための回路
JP4212767B2 (ja) 高速電流スイッチ回路および高周波電流源
EP0499921B1 (en) Current control device, particularly for power circuits in MOS technology
US4879524A (en) Constant current drive circuit with reduced transient recovery time
US4574233A (en) High impedance current source
JPH03185916A (ja) パワーｆｅｔ用適応ゲート充電回路
US7245165B2 (en) Turn-on bus transmitter with controlled slew rate
US5397978A (en) Current limit circuit for IGBT spark drive applications
US4688001A (en) High Efficiency, low distortion amplifier
US6323723B1 (en) Current mirror circuit
US4194166A (en) Differential amplifier with a current mirror circuit
EP0209334A1 (en) Current mirror circuit
US6292057B1 (en) Output stage of an operational amplifier and method having a latchup-free sourcing current booster for driving low impedance loads
EP0196131A1 (en) Amplifier arrangement
US6433636B2 (en) Operational amplifier designed to have increased output range
JPH04307804A (ja) 単位利得最終段
US6177827B1 (en) Current mirror circuit and charge pump circuit
US5939907A (en) Low power, high speed driving circuit for driving switching elements
US5973565A (en) DC bias feedback circuit for MESFET bias stability
JP2666601B2 (ja) ピークホールド回路
JPH0413692Y2 (ja)
JP2596163Y2 (ja) チョッパ回路
JP2605181B2 (ja) パワーｍｏｓｆｅｔドライバー回路
JPH0537289Y2 (ja)
EP0891651A2 (en) Amplifier with improved output voltage swing