JPH0677773A - 受信された周期的および正弦状の信号に適合的に同調するための装置およびデジタル信号処理装置 - Google Patents
受信された周期的および正弦状の信号に適合的に同調するための装置およびデジタル信号処理装置Info
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- JPH0677773A JPH0677773A JP4312348A JP31234892A JPH0677773A JP H0677773 A JPH0677773 A JP H0677773A JP 4312348 A JP4312348 A JP 4312348A JP 31234892 A JP31234892 A JP 31234892A JP H0677773 A JPH0677773 A JP H0677773A
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04Q—SELECTING
- H04Q1/00—Details of selecting apparatus or arrangements
- H04Q1/18—Electrical details
- H04Q1/30—Signalling arrangements; Manipulation of signalling currents
- H04Q1/44—Signalling arrangements; Manipulation of signalling currents using alternate current
- H04Q1/444—Signalling arrangements; Manipulation of signalling currents using alternate current with voice-band signalling frequencies
- H04Q1/45—Signalling arrangements; Manipulation of signalling currents using alternate current with voice-band signalling frequencies using multi-frequency signalling
- H04Q1/457—Signalling arrangements; Manipulation of signalling currents using alternate current with voice-band signalling frequencies using multi-frequency signalling with conversion of multifrequency signals into digital signals
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- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
- Measuring Frequencies, Analyzing Spectra (AREA)
- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 受信された周期的信号に適合的に同調するた
めの装置を提供する。 【構成】 この装置は好ましくは正弦状の推定出力信号
ｅｓｔ．ｘn+1 のアルゴリズムの発生のためにデジタル
信号処理技術を用い、推定出力信号ｅｓｔ．ｘn+ 1 と受
信された信号ｘn-1 との間の差を定め、かつ推定出力信
号ｅｓｔ．ｘn+1と受信された信号ｘn-1 との間の差に
基づいてエラー信号εを発生する。エラー信号εは推定
出力信号ｅｓｔ．ｘn+1 と受信された信号ｘn-1 との間
のエラーを低減するために、推定出力信号ｅｓｔ．ｘ
n+1 のアルゴリズムの決定の少なくとも一係数を適切に
変化させるように与えられる。
めの装置を提供する。 【構成】 この装置は好ましくは正弦状の推定出力信号
ｅｓｔ．ｘn+1 のアルゴリズムの発生のためにデジタル
信号処理技術を用い、推定出力信号ｅｓｔ．ｘn+ 1 と受
信された信号ｘn-1 との間の差を定め、かつ推定出力信
号ｅｓｔ．ｘn+1と受信された信号ｘn-1 との間の差に
基づいてエラー信号εを発生する。エラー信号εは推定
出力信号ｅｓｔ．ｘn+1 と受信された信号ｘn-1 との間
のエラーを低減するために、推定出力信号ｅｓｔ．ｘ
n+1 のアルゴリズムの決定の少なくとも一係数を適切に
変化させるように与えられる。
Description
【０００１】
【発明の背景】この発明は受信された周期的信号に適合
的に同調し、一実施例においては使用者に対して受信さ
れた信号の周波数を識別する装置に関する。
的に同調し、一実施例においては使用者に対して受信さ
れた信号の周波数を識別する装置に関する。
【０００２】受信された周期的信号に適合的に同調する
ことは、火災制御もしくは武器システムのサーチレーダ
の周波数を識別したり、ホーミングビーコンもしくは他
の類似のナビゲーション装置に同調したり、または一般
に未確認周波数の任意の周期的信号を速度と正確さとを
もって同調しもしくはそれを識別する等の様々な状況に
おいて有用である。
ことは、火災制御もしくは武器システムのサーチレーダ
の周波数を識別したり、ホーミングビーコンもしくは他
の類似のナビゲーション装置に同調したり、または一般
に未確認周波数の任意の周期的信号を速度と正確さとを
もって同調しもしくはそれを識別する等の様々な状況に
おいて有用である。
【０００３】先行技術の未確認の（つまり周波数が未知
である）受信された信号を識別しかつそれに同調するた
めの装置は、高Ｑフィルタのアレイを介して受信された
信号を瀘波し、かつアレイ中のどの高Ｑフィルタが受信
された信号を通過させるかを知ることにより受信された
周波数が伝播される周波数範囲を確立することを含ん
だ。受信された信号の周波数の確認において、高度の正
確さ与えるために、かかる先行技術の回路はフィルタア
レイ中に多数の高Ｑフィルタを必ず有さなければならな
い。より多くの数のフィルタは検波可能な周波数間の間
隔を低減し、したがって、それにより受信された周波数
が決定可能である正確さを増大させた。
である）受信された信号を識別しかつそれに同調するた
めの装置は、高Ｑフィルタのアレイを介して受信された
信号を瀘波し、かつアレイ中のどの高Ｑフィルタが受信
された信号を通過させるかを知ることにより受信された
周波数が伝播される周波数範囲を確立することを含ん
だ。受信された信号の周波数の確認において、高度の正
確さ与えるために、かかる先行技術の回路はフィルタア
レイ中に多数の高Ｑフィルタを必ず有さなければならな
い。より多くの数のフィルタは検波可能な周波数間の間
隔を低減し、したがって、それにより受信された周波数
が決定可能である正確さを増大させた。
【０００４】したがって、かかる先行技術の装置は、フ
ィルタアレイによって検波可能な周波数の範囲に、受信
されることが予期される周波数が含まれることを保証す
るために、受信される信号の周波数のある見積りが必ず
前もって分かっていることを必要とする。非常に広い範
囲の周波数スペクトルをサーチするために、各々の装置
が周波数の異なる範囲をアドレスしている、複数個の先
行技術の装置が用いられることがときどき要求される。
ィルタアレイによって検波可能な周波数の範囲に、受信
されることが予期される周波数が含まれることを保証す
るために、受信される信号の周波数のある見積りが必ず
前もって分かっていることを必要とする。非常に広い範
囲の周波数スペクトルをサーチするために、各々の装置
が周波数の異なる範囲をアドレスしている、複数個の先
行技術の装置が用いられることがときどき要求される。
【０００５】このように説明された先行技術の装置は動
作が遅く、受信される信号の予想した周波数が入る範囲
の予知を必要とし、かつ高Ｑフィルタ等の特に周囲の温
度の変化を受けるときにデジタル回路エレメントよりも
余り安定していないことが同業者によって公知である、
アナログ装置の使用を必要とする。
作が遅く、受信される信号の予想した周波数が入る範囲
の予知を必要とし、かつ高Ｑフィルタ等の特に周囲の温
度の変化を受けるときにデジタル回路エレメントよりも
余り安定していないことが同業者によって公知である、
アナログ装置の使用を必要とする。
【０００６】様々な環境での動作において安定してお
り、受信された信号の周波数を正確に決定することが可
能であり、かつ受信された信号の周波数を高速で確認す
ることが可能である、受信された信号の周波数を検波す
るための装置が提供されることが所望される。
り、受信された信号の周波数を正確に決定することが可
能であり、かつ受信された信号の周波数を高速で確認す
ることが可能である、受信された信号の周波数を検波す
るための装置が提供されることが所望される。
【０００７】
【発明の概要】この発明は受信された周期的信号に適合
的に同調するための装置である。この装置は好ましく
は、正弦状の推定出力信号のアルゴリズムの発生のため
にデジタル信号処理技術を用い、推定出力信号と受信さ
れた信号との間の差を決定し、かつ推定出力信号と受信
された信号との間の差に基づいてエラー信号を発生す
る。エラー信号は推定出力信号と受信された信号との間
のエラーを低減するために、推定出力信号のアルゴリズ
ムの決定の少なくとも一係数を適切に変化させるように
与えられる。
的に同調するための装置である。この装置は好ましく
は、正弦状の推定出力信号のアルゴリズムの発生のため
にデジタル信号処理技術を用い、推定出力信号と受信さ
れた信号との間の差を決定し、かつ推定出力信号と受信
された信号との間の差に基づいてエラー信号を発生す
る。エラー信号は推定出力信号と受信された信号との間
のエラーを低減するために、推定出力信号のアルゴリズ
ムの決定の少なくとも一係数を適切に変化させるように
与えられる。
【０００８】この発明の一実施例において、エラー信号
が０に低減されるとき、エラー信号の低減を行なうよう
に変化されたアルゴリズム係数は、受信された信号の周
波数を確認するために論理的に扱われ、かつかかる情報
は使用者に伝えられる。
が０に低減されるとき、エラー信号の低減を行なうよう
に変化されたアルゴリズム係数は、受信された信号の周
波数を確認するために論理的に扱われ、かつかかる情報
は使用者に伝えられる。
【０００９】この発明の他の実施例は受信された信号に
同調することにおいてホワイトガウスノイズを適応す
る。
同調することにおいてホワイトガウスノイズを適応す
る。
【００１０】したがってこの発明の目的は、デジタル信
号処理を用いかつさまざまな動作環境において安定して
いる受信された周期的信号に適合的に同調するための装
置を提供することである。
号処理を用いかつさまざまな動作環境において安定して
いる受信された周期的信号に適合的に同調するための装
置を提供することである。
【００１１】この発明の他の目的は、組立てが安価であ
り、かつ受信された信号の周波数を高い正確さで確認す
る、受信された周期的信号に適合的に同調するための手
段を提供することがである。
り、かつ受信された信号の周波数を高い正確さで確認す
る、受信された周期的信号に適合的に同調するための手
段を提供することがである。
【００１２】この発明のさらに他の目的は、かかる適合
的同調を高速で行なう、受信された信号に適合的に同調
するための装置を提供することである。
的同調を高速で行なう、受信された信号に適合的に同調
するための装置を提供することである。
【００１３】この発明の他の目的および特徴は、この発
明の好ましい実施例を示す添付の図面とともに考慮され
るとき、以下の詳細な説明および前掲の特許請求の範囲
から明らかになるであろう。
明の好ましい実施例を示す添付の図面とともに考慮され
るとき、以下の詳細な説明および前掲の特許請求の範囲
から明らかになるであろう。
【００１４】
【詳細な説明】この発明の譲受人に譲渡されたファイ
（Ｐｙｉ）およびアスファー（Ａｓｇｈａｒ）の米国特
許第4,839,842 号に開示されるように、周期的な波形図
は次の式で表わされ得る。
（Ｐｙｉ）およびアスファー（Ａｓｇｈａｒ）の米国特
許第4,839,842 号に開示されるように、周期的な波形図
は次の式で表わされ得る。
【００１５】 ｃｏｓ（ｍ＋１）Δ＝２ｃｏｓ（ｍ）ΔｃｏｓΔ−ｃｏｓ（ｍ−１）Δ； …［１］ ここで Δ＝２πｆＴ ｆ＝信号周波数 Ｔ＝サンプル間隔 である。
【００１６】サンプリング間隔Ｔが１／ｆS に等しい
（ｆS はサンプリング周波数に等しい）とすれば、Δの
値は次のように書換えられる： Δ＝２πｆ／ｆS 式を単純にするために、式［１］は次のように書換えら
れる： ｘn+1 ＝２ｃｏｓΔｘn −ｘn-1 …［２］ ここでｘn ＝ｃｏｓ（ｎ）Δ いかなる所与の信号周波数ｆに対しても、２ｃｏｓΔの
量は定数Ｋである。したがって式［２］は次のように表
わせる： ｘn+1 ＝Ｋｘn −ｘn-1 …［３］ Ｋ＝２ｃｏｓΔ…［４］ 式［３］で表わされる関係は、図１に示されるように受
信された周期的信号に適合的に同調するための装置に有
利に使用され得る。図１において、適合的同調装置１０
の第１の遅延回路１２が、入力１４で入ってくる信号ｘ
n+1 を受信している状態が示される。第１の遅延回路１
２は入ってくる信号ｘn+1 を１クロック期間分遅延し、
かつ出力１６で１度遅延された信号ｘn を発生する。１
度遅延された信号ｘn は、第２の遅延回路２０の入力１
８と、乗算器回路２４の入力２２とに与えられる。乗算
器回路２４はまた、乗算器入力２６で乗数ソース２８か
ら乗数Ｋを受信する。乗算器回路２４は出力３０で乗算
器出力信号Ｋｘn を与える。第２の遅延回路２０は１度
遅延された信号ｘn を１クロック期間分遅延し、かつ出
力３２で２度遅延された信号ｘn-1 を発生する。第１の
総和回路３４は入力３６で乗算器出力信号Ｋｘn を受信
し、負の入力端子３８で２度遅延された信号ｘn-1 を受
信し、かつ出力４０で出力信号を発生する。出力４０で
発生した出力信号は推定信号ｅｓｔ．ｘn+1 であり、そ
れは乗算器出力Ｋｘn から２度遅延された信号ｘn-1 を
引いた差を含む。
（ｆS はサンプリング周波数に等しい）とすれば、Δの
値は次のように書換えられる： Δ＝２πｆ／ｆS 式を単純にするために、式［１］は次のように書換えら
れる： ｘn+1 ＝２ｃｏｓΔｘn −ｘn-1 …［２］ ここでｘn ＝ｃｏｓ（ｎ）Δ いかなる所与の信号周波数ｆに対しても、２ｃｏｓΔの
量は定数Ｋである。したがって式［２］は次のように表
わせる： ｘn+1 ＝Ｋｘn −ｘn-1 …［３］ Ｋ＝２ｃｏｓΔ…［４］ 式［３］で表わされる関係は、図１に示されるように受
信された周期的信号に適合的に同調するための装置に有
利に使用され得る。図１において、適合的同調装置１０
の第１の遅延回路１２が、入力１４で入ってくる信号ｘ
n+1 を受信している状態が示される。第１の遅延回路１
２は入ってくる信号ｘn+1 を１クロック期間分遅延し、
かつ出力１６で１度遅延された信号ｘn を発生する。１
度遅延された信号ｘn は、第２の遅延回路２０の入力１
８と、乗算器回路２４の入力２２とに与えられる。乗算
器回路２４はまた、乗算器入力２６で乗数ソース２８か
ら乗数Ｋを受信する。乗算器回路２４は出力３０で乗算
器出力信号Ｋｘn を与える。第２の遅延回路２０は１度
遅延された信号ｘn を１クロック期間分遅延し、かつ出
力３２で２度遅延された信号ｘn-1 を発生する。第１の
総和回路３４は入力３６で乗算器出力信号Ｋｘn を受信
し、負の入力端子３８で２度遅延された信号ｘn-1 を受
信し、かつ出力４０で出力信号を発生する。出力４０で
発生した出力信号は推定信号ｅｓｔ．ｘn+1 であり、そ
れは乗算器出力Ｋｘn から２度遅延された信号ｘn-1 を
引いた差を含む。
【００１７】第２の総和回路４２は負の入力端子４６で
推定信号ｅｓｔ．ｘn+1 を受信し、入力４４で受信され
た信号ｘn+1 を受信し、かつ出力４８で出力信号を発生
する。出力４８で発生した出力信号は、受信された信号
ｘn+1 から推定信号ｅｓｔ．ｘn+1 を引いた差を含むエ
ラー信号εである。
推定信号ｅｓｔ．ｘn+1 を受信し、入力４４で受信され
た信号ｘn+1 を受信し、かつ出力４８で出力信号を発生
する。出力４８で発生した出力信号は、受信された信号
ｘn+1 から推定信号ｅｓｔ．ｘn+1 を引いた差を含むエ
ラー信号εである。
【００１８】エラー信号εは乗数ソース２８の入力５０
に与えられる。乗数ソース２８はエラー信号εに応答し
て、エラー信号εを低減するために、乗算器入力２６へ
与えられる乗数Ｋを適切に変更する。
に与えられる。乗数ソース２８はエラー信号εに応答し
て、エラー信号εを低減するために、乗算器入力２６へ
与えられる乗数Ｋを適切に変更する。
【００１９】エラー信号εが０に等しいとき、推定信号
ｅｓｔ．ｘn+1 は受信された信号ｘ n+1 に等しく、かつ
適合的同調装置１０は受信された信号ｘn+1 に旨く同調
する。
ｅｓｔ．ｘn+1 は受信された信号ｘ n+1 に等しく、かつ
適合的同調装置１０は受信された信号ｘn+1 に旨く同調
する。
【００２０】エラー信号εが０に等しいとき、上記の式
［４］を呼び戻すことにより、受信された信号ｘn+1 の
周波数を確認することが可能であり、その結果エラー信
号εが０に等しい周波数に対して、 Ｋ＝２ｃｏｓΘ…［５］ であり、ここでΘは目標周波数ｆt （つまり受信された
信号ｘn+1 の周波数）を識別する。したがって、 θ＝２πｆt ／ｆS …［６］ であり、かつサンプリング周波数ｆS が公知であるの
で、ｆt は次の式によって容易に定められる：
［４］を呼び戻すことにより、受信された信号ｘn+1 の
周波数を確認することが可能であり、その結果エラー信
号εが０に等しい周波数に対して、 Ｋ＝２ｃｏｓΘ…［５］ であり、ここでΘは目標周波数ｆt （つまり受信された
信号ｘn+1 の周波数）を識別する。したがって、 θ＝２πｆt ／ｆS …［６］ であり、かつサンプリング周波数ｆS が公知であるの
で、ｆt は次の式によって容易に定められる：
【００２１】
【数１】
【００２２】適合的同調装置１０はまた、入力５６で乗
数ソース２８から入力信号を受信する論理モジュレータ
５４を含み得る。入力５６で乗数ソース２８から受信さ
れる入力は、エラー信号εが０に等しいとき、乗数ソー
ス２８によって発生される値Ｋを含む。図１に示される
この発明の実施例において、論理モジュール５４は Ｋ／２ の量の逆余弦を所望される正確さで識別するために、適
切な詳細さでストアされた逆余弦表を含むであろうこと
が企図される。さらに、論理モジュール５４は上記の式
［７］にしたがって、目標周波数ｆt の計算を可能にす
るためにサンプリング周波数の値ｆS と値πとをストア
する。
数ソース２８から入力信号を受信する論理モジュレータ
５４を含み得る。入力５６で乗数ソース２８から受信さ
れる入力は、エラー信号εが０に等しいとき、乗数ソー
ス２８によって発生される値Ｋを含む。図１に示される
この発明の実施例において、論理モジュール５４は Ｋ／２ の量の逆余弦を所望される正確さで識別するために、適
切な詳細さでストアされた逆余弦表を含むであろうこと
が企図される。さらに、論理モジュール５４は上記の式
［７］にしたがって、目標周波数ｆt の計算を可能にす
るためにサンプリング周波数の値ｆS と値πとをストア
する。
【００２３】図２はノイズを適応するように構成され
る、この発明の別の実施例の概略図である。図１に示さ
れたこの発明の好ましい実施例とともに議論された式
［３］は、ホワイトガウスノイズを説明するために次の
形式で書換えられる：
る、この発明の別の実施例の概略図である。図１に示さ
れたこの発明の好ましい実施例とともに議論された式
［３］は、ホワイトガウスノイズを説明するために次の
形式で書換えられる：
【００２４】
【数２】
【００２５】ここでｆ（ｎ）は受信された正弦状信号の
周波数を変化させる時間に等しく、かつｆS はサンプリ
ング周波数に等しい。
周波数を変化させる時間に等しく、かつｆS はサンプリ
ング周波数に等しい。
【００２６】図２を参照して、装置１００の第１の遅延
回路１０２および第２の遅延回路１０４が示される。入
力信号ｘ（ｎ）は装置１００によって入力１０６で受信
され、第１の遅延回路１０２へ与えられる。第１の遅延
回路１０２は入力信号ｘ（ｎ）を１クロック期間分遅延
し、かつ出力１０８で１度遅延された信号ｘ（ｎ−１）
を発生し、ｘ（ｎ−１）は実質的には１クロック期間分
遅延された入力信号ｘ（ｎ）である。第２の遅延回路１
０４は入力１１０で１度遅延された信号ｘ（ｎ−１）を
受信し、かつ１度遅延された信号ｘ（ｎ−１）をさらに
１クロック期間分遅延し、出力１１２で２度遅延された
信号ｘ（ｎ−２）を発生する。１度遅延された信号ｘ
（ｎ−１）はまた入力１１６で乗算器１１４に与えられ
る。
回路１０２および第２の遅延回路１０４が示される。入
力信号ｘ（ｎ）は装置１００によって入力１０６で受信
され、第１の遅延回路１０２へ与えられる。第１の遅延
回路１０２は入力信号ｘ（ｎ）を１クロック期間分遅延
し、かつ出力１０８で１度遅延された信号ｘ（ｎ−１）
を発生し、ｘ（ｎ−１）は実質的には１クロック期間分
遅延された入力信号ｘ（ｎ）である。第２の遅延回路１
０４は入力１１０で１度遅延された信号ｘ（ｎ−１）を
受信し、かつ１度遅延された信号ｘ（ｎ−１）をさらに
１クロック期間分遅延し、出力１１２で２度遅延された
信号ｘ（ｎ−２）を発生する。１度遅延された信号ｘ
（ｎ−１）はまた入力１１６で乗算器１１４に与えられ
る。
【００２７】第１の重み付けされた係数ソース１１８は
第１の重み付けされた係数Ｗ１（ｎ）を乗算器１１４の
入力１２０に与える。乗算器１１４は出力１２２で、実
質的に１度遅延された信号ｘ（ｎ−１）と第１の重み付
けされた係数Ｗ１（ｎ）との積である、重み付けされた
１度遅延された信号を発生する。この重み付けされた１
度遅延された信号は総和ノード１２６の入力１２４に与
えられる。
第１の重み付けされた係数Ｗ１（ｎ）を乗算器１１４の
入力１２０に与える。乗算器１１４は出力１２２で、実
質的に１度遅延された信号ｘ（ｎ−１）と第１の重み付
けされた係数Ｗ１（ｎ）との積である、重み付けされた
１度遅延された信号を発生する。この重み付けされた１
度遅延された信号は総和ノード１２６の入力１２４に与
えられる。
【００２８】２度遅延された信号ｘ（ｎ−２）は乗算器
１３０の入力１２８に与えられる。乗算器１３０はま
た、入力１３２で第２の重み付けされた係数ソース１３
４から第２の重み付けされた係数Ｗ２（ｎ）を受信す
る。総和ノード１２６は出力１３６で入力信号ｘ（ｎ）
の推定、ｘ＾（ｎ）（注：この明細書においてｘの上に
＾を記す代わりにｘの後に＾を記すことにする）を発生
し、推定入力信号ｘ＾（ｎ）は総和ノード１４０の入力
１３８に与えられる。総和ノード１４０によって入力１
４２でまた受信されるものは入力信号ｘ（ｎ）である。
総和ノード１４０は出力１４４でエラー信号εを発生す
る。第１の重み付けされた係数ソース１１８および第２
の重み付けされた係数ソース１３４はエラー信号εに応
答して、エラー信号εを低減するために第１の重み付け
された係数Ｗ１（ｎ）と第２の重み付けされた係数Ｗ２
（ｎ）とを適切に変化させる。つまり、Ｗ１（ｎ）およ
びＷ２（ｎ）は、入力信号ｘ（ｎ）と推定入力信号ｘ＾
（ｎ）との間の差を低減するために適切に変化される。
図２を検査して分かるように、
１３０の入力１２８に与えられる。乗算器１３０はま
た、入力１３２で第２の重み付けされた係数ソース１３
４から第２の重み付けされた係数Ｗ２（ｎ）を受信す
る。総和ノード１２６は出力１３６で入力信号ｘ（ｎ）
の推定、ｘ＾（ｎ）（注：この明細書においてｘの上に
＾を記す代わりにｘの後に＾を記すことにする）を発生
し、推定入力信号ｘ＾（ｎ）は総和ノード１４０の入力
１３８に与えられる。総和ノード１４０によって入力１
４２でまた受信されるものは入力信号ｘ（ｎ）である。
総和ノード１４０は出力１４４でエラー信号εを発生す
る。第１の重み付けされた係数ソース１１８および第２
の重み付けされた係数ソース１３４はエラー信号εに応
答して、エラー信号εを低減するために第１の重み付け
された係数Ｗ１（ｎ）と第２の重み付けされた係数Ｗ２
（ｎ）とを適切に変化させる。つまり、Ｗ１（ｎ）およ
びＷ２（ｎ）は、入力信号ｘ（ｎ）と推定入力信号ｘ＾
（ｎ）との間の差を低減するために適切に変化される。
図２を検査して分かるように、
【００２９】
【数３】
【００３０】である。重み付けされた係数Ｗ１（ｎ）お
よびＷ２（ｎ）の両方は適合性があり、かつ好ましくは
最小自乗平均アルゴリズムによって定められ、その結
果、 Ｗ１（ｎ）＝Ｗ１（ｎ−１）＋με（ｎ）ｘ（ｎ−１）…［１０］ Ｗ２（ｎ）＝Ｗ２（ｎ−１）＋με（ｎ）ｘ（ｎ−２）…［１１］ となる。したがって、図２および式［９］より
よびＷ２（ｎ）の両方は適合性があり、かつ好ましくは
最小自乗平均アルゴリズムによって定められ、その結
果、 Ｗ１（ｎ）＝Ｗ１（ｎ−１）＋με（ｎ）ｘ（ｎ−１）…［１０］ Ｗ２（ｎ）＝Ｗ２（ｎ−１）＋με（ｎ）ｘ（ｎ−２）…［１１］ となる。したがって、図２および式［９］より
【００３１】
【数４】
【００３２】である。もし入力信号ｘ（ｎ）が純粋正弦
波であれば、そのとき式［８］から、Ｗ１（ｎ）は次の
式：
波であれば、そのとき式［８］から、Ｗ１（ｎ）は次の
式：
【００３３】
【数５】
【００３４】によって規定される値Ｗ２に収束し、かつ
Ｗ２は値−１を有するであろう。しかしながら、現実的
にはノイズ係数を伴う正弦波を受信することが予期され
る。かかる実世界の状況は一般には次の式で表わされ
る： ｘ（ｎ）＝ｘS （ｎ）＋Ｎ（ｎ）…［１３］ ｘS （ｎ）＝信号項 Ｎ（ｎ）＝ノイズ項 ホワイトガウスノイズが存在しているとき、発明者らは
第１の重み付けされた係数Ｗ１（ｎ）は正確な周波数の
推定を与えないことを発見している。したがって、第２
の重み付け係数Ｗ２（ｎ）はノイズエネルギを推定する
ために用いられる。正確な周波数読出しを得るために第
１の重み付けされた係数Ｗ１（ｎ）に対して訂正がそれ
からなされる。
Ｗ２は値−１を有するであろう。しかしながら、現実的
にはノイズ係数を伴う正弦波を受信することが予期され
る。かかる実世界の状況は一般には次の式で表わされ
る： ｘ（ｎ）＝ｘS （ｎ）＋Ｎ（ｎ）…［１３］ ｘS （ｎ）＝信号項 Ｎ（ｎ）＝ノイズ項 ホワイトガウスノイズが存在しているとき、発明者らは
第１の重み付けされた係数Ｗ１（ｎ）は正確な周波数の
推定を与えないことを発見している。したがって、第２
の重み付け係数Ｗ２（ｎ）はノイズエネルギを推定する
ために用いられる。正確な周波数読出しを得るために第
１の重み付けされた係数Ｗ１（ｎ）に対して訂正がそれ
からなされる。
【００３５】式［１０］をさらに考慮すると、 Ｗ１（ｎ）＝Ｗ１（ｎ−１）＋με（ｎ）ｘ（ｎ−１）…［１４ａ］ μ＝利得率 となる。しかしながら、 Ｗ１（ｎ−１）＝Ｗ１（ｎ−２）＋με（ｎ−１）ｘ（Ｎ−２）…［１４ｂ］ である。したがって Ｗ１（ｎ）＝Ｗ１（ｎ−２）＋μ［ε（ｎ）ｘ（ｎ−１）＋ε（ｎ−１）ｘ（ Ｎ−２）…［１４ｃ］ となる。反復的代入により式［１４ｃ］の展開が次のよ
うに生じる： Ｗ１（ｍ）＝Ｗ１（ｍ）＋μ［ε（ｎ）ｘ（ｎ−１）＋ε（ｎ−１）ｘ（ｎ− ２）＋…＋ε（ｍ＋１）ｘ（ｍ）］…［１４ｄ］ したがって
うに生じる： Ｗ１（ｍ）＝Ｗ１（ｍ）＋μ［ε（ｎ）ｘ（ｎ−１）＋ε（ｎ−１）ｘ（ｎ− ２）＋…＋ε（ｍ＋１）ｘ（ｍ）］…［１４ｄ］ したがって
【００３６】
【数６】
【００３７】である。装置１００に用いられるシステム
が定常状態にあるとき、ε（ｎ）はノイズの存在中にあ
り、小信号は０の周りを任意に移動している。かかる定
常状態において、重み付け関数Ｗ１（ｎ）およびＷ２
（ｎ）は次のように規定され得る： Ｗ１（ｎ）＝Ｗ１* ＋δＷ１（ｎ） Ｗ２（ｎ）＝Ｗ２* ＋δＷ２（ｎ）…［１６］ 式［１６］と式［１５］とを比較し、かつ式［１５］お
よび式［１６］の各々の第２の項の間の対応を理解する
ことによって、次の式が理解され得る： もしμ→０ならば、 ｜δＷ１（ｎ）｜＜＜１ かつ｜δＷ２（ｎ）｜＜＜１…［１７］ したがって式［１２］を式［１５］に代入すると
が定常状態にあるとき、ε（ｎ）はノイズの存在中にあ
り、小信号は０の周りを任意に移動している。かかる定
常状態において、重み付け関数Ｗ１（ｎ）およびＷ２
（ｎ）は次のように規定され得る： Ｗ１（ｎ）＝Ｗ１* ＋δＷ１（ｎ） Ｗ２（ｎ）＝Ｗ２* ＋δＷ２（ｎ）…［１６］ 式［１６］と式［１５］とを比較し、かつ式［１５］お
よび式［１６］の各々の第２の項の間の対応を理解する
ことによって、次の式が理解され得る： もしμ→０ならば、 ｜δＷ１（ｎ）｜＜＜１ かつ｜δＷ２（ｎ）｜＜＜１…［１７］ したがって式［１２］を式［１５］に代入すると
【００３８】
【数７】
【００３９】が生じる。式［１３］および式［１６］を
式［１８］に代入すると
式［１８］に代入すると
【００４０】
【数８】
【００４１】を生じる。式［８］から、次のことが分か
る（式［８］に関連して仮定された場合である、定常状
態でのＷ２* ＝−１を思い出すこと）： ｘS （ｋ）−Ｗ１* ｘS （ｋ−１）−Ｗ２* ｘS （ｋ−２）＝０…［２０］ したがって式［１９］は次のように低減する：
る（式［８］に関連して仮定された場合である、定常状
態でのＷ２* ＝−１を思い出すこと）： ｘS （ｋ）−Ｗ１* ｘS （ｋ−１）−Ｗ２* ｘS （ｋ−２）＝０…［２０］ したがって式［１９］は次のように低減する：
【００４２】
【数９】
【００４３】ホワイトガウスノイズを有する場合（つま
りＮ（ｋ）が相互関連していない信号である）でのよう
に、ノイズＮ（ｋ）が信号ｘS （ｋ）から独立している
と仮定すると、そのとき Ｅ｛Ｎ（ｋ）｝＝０ （Ｎ（ｋ）＝０の平均値） Ｅ｛Ｎ（ｋ）Ｎ（ｋ＋ｎ）｝＝０，ｎ＝０のとき…［２
２］ となる。したがって
りＮ（ｋ）が相互関連していない信号である）でのよう
に、ノイズＮ（ｋ）が信号ｘS （ｋ）から独立している
と仮定すると、そのとき Ｅ｛Ｎ（ｋ）｝＝０ （Ｎ（ｋ）＝０の平均値） Ｅ｛Ｎ（ｋ）Ｎ（ｋ＋ｎ）｝＝０，ｎ＝０のとき…［２
２］ となる。したがって
【００４４】
【数１０】
【００４５】である。つまり一般には
【００４６】
【数１１】
【００４７】である。式［２１］を展開すると
【００４８】
【数１２】
【００４９】を生じる。式［２３］および式［２４］に
よって、式［２５］で下線を引いたすべての項は０に等
しいことが分かり、そのため
よって、式［２５］で下線を引いたすべての項は０に等
しいことが分かり、そのため
【００５０】
【数１３】
【００５１】である。｜μ｜＜＜１であるとき、｜δＷ
１（ｋ）｜＜＜１および｜δＷ２（ｋ）｜＜＜１である
ことを思い出すと、
１（ｋ）｜＜＜１および｜δＷ２（ｋ）｜＜＜１である
ことを思い出すと、
【００５２】
【数１４】
【００５３】である。したがって、
【００５４】
【数１５】
【００５５】である。ｎ→∞のとき、
【００５６】
【数１６】
【００５７】であることを考えると、式［２８］は次の
ように表わされる：
ように表わされる：
【００５８】
【数１７】
【００５９】同様の微分を式［１１］に適用すると
【００６０】
【数１８】
【００６１】を生じる。式［３１］を式［２９］に代入
すると
すると
【００６２】
【数１９】
【００６３】を生じる。余弦関数が与えられたとする
と、一般に以下の近似値を作ることができる：
と、一般に以下の近似値を作ることができる：
【００６４】
【数２０】
【００６５】式［３５］を式［３４］に代入すると、
【００６６】
【数２１】
【００６７】を生じる。前述のように、量ｆS ／ｆ
0 は、ナイキスト（Ｎｙｑｕｉｓｔ）サンプリング理論
の要求を満たすために２よりも大きくなければならな
い。したがって、もし
0 は、ナイキスト（Ｎｙｑｕｉｓｔ）サンプリング理論
の要求を満たすために２よりも大きくなければならな
い。したがって、もし
【００６８】
【数２２】
【００６９】であれば、そのとき式［３６］は以下のよ
うに表わされる：
うに表わされる：
【００７０】
【数２３】
【００７１】このように、式［８］ないし式［３７］に
よって与えられる理論的背景を所与のものとすれば、図
２で示される装置１００の動作は、周波数識別回路１５
０を含む装置１００においてさらに説明され得る。周波
数識別回路１５０は、入力１５４で第２の重み付けされ
た係数ソース１３４から第２の重み付けされた係数Ｗ２
を受信する、総和ノード１５２を含む。総和ノード１５
２はまた第２の入力１５６で定常状態値Ｗ２* （＝−
１）を受信する。入力１５６は反転入力であるので、総
和ノード１５２はその出力１５８で、量［１＋Ｗ２
（ｎ）］を表わす信号を発生し、その信号は乗算器１６
０の入力１６２で受信される。
よって与えられる理論的背景を所与のものとすれば、図
２で示される装置１００の動作は、周波数識別回路１５
０を含む装置１００においてさらに説明され得る。周波
数識別回路１５０は、入力１５４で第２の重み付けされ
た係数ソース１３４から第２の重み付けされた係数Ｗ２
を受信する、総和ノード１５２を含む。総和ノード１５
２はまた第２の入力１５６で定常状態値Ｗ２* （＝−
１）を受信する。入力１５６は反転入力であるので、総
和ノード１５２はその出力１５８で、量［１＋Ｗ２
（ｎ）］を表わす信号を発生し、その信号は乗算器１６
０の入力１６２で受信される。
【００７２】量Ｗ１（ｎ）はしきい値回路１６６の入力
１６４に与えられる。しきい値回路１６６は好ましく
は、上記の式［３７］によって表わされる近似値を実質
的に実現するために設計され、その結果しきい値回路１
６６によってその出力１６８で与えられる信号「Ａ」
は、図２に関連する表において示されるように、入力１
６４で受信される信号Ｗ１（ｎ）の値にしたがって可変
である。しきい値回路１６６によって与えられる出力信
号は乗算器１６０の入力１７０に与えられ、その結果乗
算器１６０はその出力１７２で信号「Ｂ」を与える。信
号「Ｂ」は図２に関連する表において示されるように、
しきい値回路１６６の入力１６４で受信されるＷ１
（ｎ）の値に依存して変化する。信号「Ｂ」は総和ノー
ド１７６の入力１７４に与えられ、信号Ｗ１（ｎ）は第
１の重み付けされた係数ソース１１８から総和ノード１
７６の第２の入力１７８へ与えられ、かつ総和ノード１
７６はその出力１８０で値Ｗ１* を与える。このように
信号Ｗ１* は上記の式［３７］に従って周波数識別回路
１５０によって計算される。
１６４に与えられる。しきい値回路１６６は好ましく
は、上記の式［３７］によって表わされる近似値を実質
的に実現するために設計され、その結果しきい値回路１
６６によってその出力１６８で与えられる信号「Ａ」
は、図２に関連する表において示されるように、入力１
６４で受信される信号Ｗ１（ｎ）の値にしたがって可変
である。しきい値回路１６６によって与えられる出力信
号は乗算器１６０の入力１７０に与えられ、その結果乗
算器１６０はその出力１７２で信号「Ｂ」を与える。信
号「Ｂ」は図２に関連する表において示されるように、
しきい値回路１６６の入力１６４で受信されるＷ１
（ｎ）の値に依存して変化する。信号「Ｂ」は総和ノー
ド１７６の入力１７４に与えられ、信号Ｗ１（ｎ）は第
１の重み付けされた係数ソース１１８から総和ノード１
７６の第２の入力１７８へ与えられ、かつ総和ノード１
７６はその出力１８０で値Ｗ１* を与える。このように
信号Ｗ１* は上記の式［３７］に従って周波数識別回路
１５０によって計算される。
【００７３】総和ノード１７６の出力１８０で与えられ
た値は、論理回路（図２では図示せず）中のルックアッ
プテーブルまたは同様の配列を介して、遅延回路１０２
の入力１０６で受信される正弦状の信号ｘS （ｎ）の周
波数を独特に識別する。かかる態様において、第２の重
み付けされた係数Ｗ２（ｎ）は受信された信号ｘ（ｎ）
中のノイズエネルギを推定するために用いられ、かつ第
２の重み付けされた係数Ｗ２（ｎ）は、受信された信号
ｘn 内に含まれる正弦状の波形図ｘS （ｎ）を独特に識
別するインデックスを正確に反映するために、第１の重
み付けされた係数Ｗ１（ｎ）に訂正を与えるように用い
られ、それは式［１３］の形式、つまり ｘn ＝ｘS （ｎ）＋Ｎ（ｎ）…［１３］ で受信される。
た値は、論理回路（図２では図示せず）中のルックアッ
プテーブルまたは同様の配列を介して、遅延回路１０２
の入力１０６で受信される正弦状の信号ｘS （ｎ）の周
波数を独特に識別する。かかる態様において、第２の重
み付けされた係数Ｗ２（ｎ）は受信された信号ｘ（ｎ）
中のノイズエネルギを推定するために用いられ、かつ第
２の重み付けされた係数Ｗ２（ｎ）は、受信された信号
ｘn 内に含まれる正弦状の波形図ｘS （ｎ）を独特に識
別するインデックスを正確に反映するために、第１の重
み付けされた係数Ｗ１（ｎ）に訂正を与えるように用い
られ、それは式［１３］の形式、つまり ｘn ＝ｘS （ｎ）＋Ｎ（ｎ）…［１３］ で受信される。
【００７４】所与の詳細な図面および具体例がこの発明
の好ましい実施例を説明するが、一方それらは例示のみ
の目的のためであり、この発明のこの装置は開示された
正確な詳細および条件に限定されず、かつ前掲の特許請
求の範囲で規定されるこの発明の精神を逸脱することな
く様々な変化がそこでなされてもよいということが理解
されるべきである。
の好ましい実施例を説明するが、一方それらは例示のみ
の目的のためであり、この発明のこの装置は開示された
正確な詳細および条件に限定されず、かつ前掲の特許請
求の範囲で規定されるこの発明の精神を逸脱することな
く様々な変化がそこでなされてもよいということが理解
されるべきである。
【図１】この発明の好ましい実施例の概略図である。
【図２】ノイズを適応するように構成されたこの発明の
別の実施例の概略図である。
別の実施例の概略図である。
１０ 適合的同調装置 １２ 第１の遅延回路 ２０ 第２の遅延回路 ２４ 乗算器回路 ３４ 第１の総和回路 ４２ 第２の総和回路 １３０ 第２の乗算器回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ヤン・ゾウ アメリカ合衆国、78745 テキサス州、オ ースティン、シロッコ・ドライブ、921
Claims (18)
- 【請求項１】 受信された周期的信号に適合的に同調す
るための装置であって、 正弦状の推定出力信号を発生するための発振器手段を含
み、前記推定出力信号は前記受信された信号からアルゴ
リズム的に導出され、前記アルゴリズム的導出は複数個
の係数を含み、さらに２つの信号間の差を定めるための
差決定手段を含み、前記差決定手段は前記受信された信
号と前記推定出力信号とを比較し、かつ前記推定出力信
号と前記受信された信号との間の前記差を表わす少なく
とも１つのエラー信号を発生し、 前記少なくとも１つのエラー信号は適切に前記発振器手
段に差動的に与えられて、前記差を低減するために前記
推定出力信号を変更するように、前記複数個の係数のう
ちの少なくとも１つの係数に影響する、装置。 - 【請求項２】 前記アルゴリズム的導出は、定数を乗じ
られた１クロック期間分遅延された前記受信された信号
から、前記クロック期間を２度遅延された信号を引いた
ものとして、前記推定出力信号を確立することを含む、
請求項１に記載の受信された周期的信号に適合的に同調
するための装置。 - 【請求項３】 前記少なくとも１つの係数は前記定数で
ある、請求項２に記載の受信された周期的信号に適合的
に同調するための装置。 - 【請求項４】 受信された正弦状の信号に適合的に同調
するためのデジタル信号処理装置であって、 正弦状の推定出力信号を発生するための発振器手段を含
み、前記推定出力信号は前記受信された信号からアルゴ
リズム的に導出され、前記アルゴリズム的導出は複数個
の係数を含み、さらに、 ２つの信号間の差を定めるための差決定手段を含み、前
記差決定手段は前記受信された信号と前記推定出力信号
とを比較し、かつ前記推定出力信号と前記受信された信
号との間の前記差を表わす少なくとも１つのエラー信号
を発生し、 前記少なくとも１つのエラー信号は適切に前記発振器手
段に差動的に与えられて、前記差を低減するために前記
推定出力信号を変更するように、前記複数個の係数のう
ちの少なくとも１つの係数に影響する、デジタル信号処
理装置。 - 【請求項５】 前記アルゴリズム的導出は、定数を乗じ
られた１クロック期間分遅延された前記受信された信号
から前記クロック期間を２度遅延された信号を引いたも
のとして、前記推定出力信号を確立することを含む、請
求項４に記載の受信された正弦状の信号に適合的に同調
するためのデジタル信号処理装置。 - 【請求項６】 前記少なくとも１つの係数は前記定数で
ある、請求項５に記載の受信された正弦状の信号に適合
的に同調するためのデジタル信号処理装置。 - 【請求項７】 受信された周期的信号に適合的に同調す
るためのデジタル信号処理装置であって、 第１の遅延回路を含み、前記第１の遅延回路は前記受信
された信号を受信し、かつ１度遅延された信号を発生
し、前記１度遅延された信号は実質的には１クロック期
間分遅延された前記受信された信号であり、さらに第２
の遅延回路を含み、前記第２の遅延回路は前記第１の遅
延回路から前記１度遅延された信号を受信し、かつ２度
遅延された信号を発生し、前記２度遅延された信号は実
質的には２つの前記クロック期間分遅延された前記受信
された信号であり、さらに乗算器回路を含み、前記乗算
器回路は前記第１の遅延回路から前記１度遅延された信
号を受信し、かつ乗数ソースから乗数を受信し、前記乗
算器回路は乗算器出力信号を発生し、前記乗算器出力信
号は実質的には前記乗数によって乗じられた前記１度遅
延された信号であり、さらに第１の総和回路を含み、前
記第１の総和回路は前記乗算器出力信号を受信し、かつ
前記２度遅延された信号を受信し、前記第１の総和回路
は推定出力信号を発生し、前記推定出力信号は実質的に
は前記乗算器出力信号から前記２度遅延された信号を引
いた差であり、さらに第２の総和回路を含み、前記第２
の総和回路は前記受信された信号を受信し、かつ前記推
定出力信号を受信し、前記第２の総和回路はエラー信号
を発生し、前記エラー信号は前記受信された信号と前記
推定出力信号との間の差を表わし、 前記エラー信号は前記乗数ソースに作動的に与えられ、
前記乗数ソースは前記エラー信号に応答して、前記受信
された信号と前記推定出力信号との間の前記差を低減す
るために前記乗算器出力信号を変えるように、前記乗算
器を適切に変更する、デジタル信号処理装置。 - 【請求項８】 この装置は、前記受信された信号の周波
数を識別するための周波数識別手段をさらに含み、前記
周波数識別手段は前記乗数ソースから前記乗数を受信
し、前記周波数識別手段は、前記エラー信号が実質的に
ゼロであるときに前記乗算器によって前記受信された信
号の前記周波数を独特に識別する、請求項７に記載の受
信された周期的信号に適合的に同調するためのデジタル
信号処理装置。 - 【請求項９】 受信された周期的信号に適合的に同調す
るための装置であって、前記受信された信号は入力信号
の一成分であり、前記入力信号は少なくともいくつかの
ホワイトガウスノイズを含み、 正弦状の推定出力信号を発生するための発振器手段を含
み、前記推定出力信号は前記入力信号からアルゴリズム
的に導出され、前記アルゴリズム的導出は前記推定出力
信号を発生するために少なくとも１つの適合重み付け係
数を含み、さらに２つの信号間の差を定めるための差決
定手段を含み、前記差決定手段は前記入力信号と前記推
定出力信号とを比較し、かつ前記推定出力信号と前記入
力信号との間の前記差を表わす少なくとも１つのエラー
信号を発生し、 前記少なくとも１つのエラー信号は、適切に前記発振器
手段に作動的に与えられ、前記差を低減するために前記
推定出力信号を変更するように、前記少なくとも１つの
適合的重み付け係数のうちの少なくとも１つに影響す
る、装置。 - 【請求項１０】 前記アルゴリズム的導出は、前記少な
くとも１つの重み付けされた係数のうちの第１の重み付
けされた係数によって乗じられた１クロック期間分遅延
された前記入力信号から、前記クロック期間を２度遅延
された前記入力信号を引いたものとして前記推定出力信
号を確立することを含む、請求項９に記載の受信された
周期的信号に適合的に同調するための装置。 - 【請求項１１】 前記アルゴリズム的導出は、前記少な
くとも１つの重み付けされた係数のうちの第１の重み付
けされた係数によって乗じられた１クロック期間分遅延
された前記入力信号から、前記少なくとも１つの重み付
けされた係数のうちの第２の重み付けされた係数によっ
て乗じられた前記クロック期間を２度遅延された前記入
力信号を引いたものとして、前記推定出力信号を確立す
ることを含む、請求項９に記載の受信された周期的信号
に適合的に同調するための装置。 - 【請求項１２】 受信された正弦状の信号に適合的に同
調するための装置であって、前記受信された信号は入力
信号の一成分であり、前記入力信号は少なくともいくら
かのホワイトガウスノイズを含み、 正弦状の推定出力信号を発生するための発振器手段を含
み、前記推定出力信号は前記入力信号からアルゴリズム
的に引出され、前記アルゴリズム的導出は前記推定出力
信号を発生するために少なくとも１つの適合的重み付け
係数を含み、さらに２つの信号間の差を定めるための差
決定手段を含み、前記差決定手段は前記入力信号と前記
推定出力信号とを比較し、かつ前記推定出力信号と前記
入力信号との間の前記差を示す少なくとも１つのエラー
信号を発生し、 前記少なくとも１つのエラー信号は適切に前記発振器手
段に作動的に与えられ、前記差を低減するために前記推
定出力信号を変更するように、前記少なくとも１つの適
合的重み付け係数のうちの少なくとも１つに影響する、
装置。 - 【請求項１３】 前記アルゴリズム的導出は、前記少な
くとも１つの重み付けされた係数のうちの第１の重み付
けされた係数によって乗じられた１クロック期間分遅延
された前記入力信号から、前記クロック期間を２度遅延
された前記入力信号を引いたものとして、前記推定出力
信号を確立することを含む、請求項１２に記載の受信さ
れた正弦状の信号に適合的に同調するための装置。 - 【請求項１４】 前記アルゴリズム的導出は、前記少な
くとも１つの重み付けされた係数のうちの第１の重み付
けされた係数によって乗じられた１クロック期間分遅延
された前記入力信号から、前記少なくとも１つの重み付
けされた係数のうちの第２の重み付けされた係数によっ
て乗じられた前記クロック期間を２度遅延された前記入
力信号を引いたものとして、前記推定出力信号を確立す
ることを含む、請求項１２に記載の受信された正弦状の
信号に適合的に同調するための装置。 - 【請求項１５】 受信された周期的信号に適合的に同調
するためのデジタル信号処理装置であって、前記受信さ
れた信号は入力信号の成分であり、前記入力信号は少な
くともいくらかのホワイトガウスノイズを含み、 第１の遅延回路を含み、前記第１の遅延回路は前記入力
信号を受信し、かつ１度遅延された信号を発生し、前記
１度遅延された信号は実質的には前記１クロック期間分
遅延された入力信号であり、さらに第２の遅延回路を含
み、前記第２の遅延回路は前記第１の遅延回路から前記
１度遅延された信号を受信し、かつ２度遅延された信号
を発生し、前記２度遅延された信号は実質的には前記ク
ロック期間を２度遅延された前記入力信号であり、さら
に第１の乗算器回路を含み、前記第１の乗算器回路は前
記第１の遅延回路から前記１度遅延された信号を受信
し、かつ第１の重み付け係数ソースから第１の重み付け
係数を受信し、前記第１の乗算器回路は重み付けされた
１度遅延された出力信号を発生し、前記重み付けされた
１度遅延された出力信号は実質的には前記第１の重み付
け係数によって乗じられた前記１度遅延された信号であ
り、さらに、 第２の乗算器回路を含み、前記第２の乗算器回路は前記
第２の遅延回路から前記２度遅延された信号を受信し、
かつ第２の重み付け係数ソースから第２の重み付け係数
を受信し、前記第２の乗算器回路は重み付けされた２度
遅延された出力信号を発生し、前記重み付けされた２度
遅延された出力信号は実質的には前記第２の重み付け係
数によって乗じられた前記２度遅延された信号であり、
さらに第１の総和回路を含み、前記第１の総和回路は前
記重み付けされた１度遅延された出力信号を受信し、か
つ前記重み付けされた２度遅延された信号を受信し、前
記第１の総和回路は推定出力信号を発生し、前記推定出
力信号は実質的には前記重み付けされた１度遅延された
出力信号から前記重み付けされた２度遅延された信号を
引いた差であり、さらに第２の総和回路を含み、前記第
２の総和回路は前記入力信号を受信し、かつ前記推定出
力信号を受信し、前記第２の総和回路はエラー信号を発
生し、前記エラー信号は前記入力信号と前記推定出力信
号との間の差を表わし、 前記エラー信号は前記第１の重み付け係数ソースと前記
第２の重み付け係数ソースとに作動的に与えられ、前記
第１の重み付け係数ソースおよび前記第２の重み付け係
数ソースは前記エラー信号に応答して、前記入力信号と
前記推定出力信号との間の前記差を低減するために、前
記重み付けされた１度遅延された出力信号と前記重み付
けされた２度遅延された出力信号とを変えるように、前
記第１の重み付け係数と前記第２の重み付け係数とを適
切に変更する、デジタル信号処理装置。 - 【請求項１６】 この装置は前記受信された信号の周波
数を識別するための周波数識別手段をさらに含み、前記
周波数識別手段は前記第１の重み付け係数ソースから前
記第１の重み付け係数を第１の入力として受信し、かつ
前記第２の重み付け係数ソースから前記第２の重み付け
係数を第２の入力として受信し、前記周波数識別手段は
前記第１の入力および前記第２の入力からアルゴリズム
的に周波数インデックスを計算し、前記周波数インデッ
クスは前記受信された信号の前記周波数を独特に識別す
る、請求項１５に記載の受信された周期的信号に適合的
に同調するためのデジタル信号処理装置。 - 【請求項１７】 受信された正弦状の信号に適合的に同
調するためのデジタル信号処理装置であって、前記受信
された信号は入力信号の一成分であり、前記入力信号は
少なくともいくらかのホワイトガウスノイズを含み、 第１の遅延回路を含み、前記第１の遅延回路は前記入力
信号を受信し、かつ１度遅延された信号を発生し、前記
１度遅延された信号は実質的には１クロック期間分遅延
された前記入力信号であり、さらに第２の遅延回路を含
み、前記第２の遅延回路は前記第１の遅延回路から前記
１度遅延された信号を受信し、かつ２度遅延された信号
を発生し、前記２度遅延された信号は実質的には前記ク
ロック期間を２度遅延された前記入力信号であり、さら
に第１の乗算器回路を含み、前記第１の乗算器回路は前
記第１の遅延回路から前記１度遅延された信号を受信
し、かつ第１の重み付け係数ソースから第１の重み付け
係数を受信し、前記第１の乗算器回路は重み付けされた
１度遅延された出力信号を発生し、前記重み付けされた
１度遅延された出力信号は実質的には前記第１の重み付
け係数によって乗じられた前記１度遅延された信号であ
り、さらに第２の乗算器回路を含み、前記第２の乗算器
回路は前記第２の遅延回路から前記２度遅延された信号
を受信し、かつ第２の重み付け係数ソースから第２の重
み付け係数を受信し、前記第２の乗算器回路は重み付け
された２度遅延された出力信号を発生し、前記重み付け
された２度遅延された出力信号は実質的には前記第２の
重み付け係数によって乗じられた前記２度遅延された信
号であり、さらに第１の総和回路を含み、前記第１の総
和回路は前記重み付けされた１度遅延された出力信号を
受信し、かつ前記重み付けされた２度遅延された信号を
受信し、前記第１の総和回路は推定出力信号を発生し、
前記推定出力信号は実質的には前記重み付けされた１度
遅延された出力信号から前記重み付けされた２度遅延さ
れた信号を引いた差であり、さらに第２の総和回路を含
み、前記第２の総和回路は前記入力信号を受信し、かつ
前記推定出力信号を受信し、前記第２の総和回路はエラ
ー信号を発生し、前記エラー信号は前記入力信号と前記
推定出力信号との間の差を表わし、 前記エラー信号は、前記第１の重み付け係数ソースと前
記第２の重み付け係数ソースとに作動的に与えられ、前
記第１の重み付け係数ソースと前記第２の重み付け係数
とは前記エラー信号に応答して、前記入力信号と前記推
定出力信号との間の差を低減するために、前記重み付け
された１度遅延された出力信号と前記重み付けされた２
度遅延された出力信号とを変えるように、前記第１の重
み付け係数と前記第２の重み付け係数とを適切に変更す
る、デジタル信号処理装置。 - 【請求項１８】 この装置は前記受信された信号の周波
数を識別するための周波数識別手段をさらに含み、前記
周波数識別手段は前記第１の重み付け係数ソースから前
記第１の重み付け係数を第１の入力として受信し、かつ
前記第２の重み付け係数ソースから前記第２の重み付け
係数を第２の入力として受信し、前記周波数識別手段は
前記第１の入力および前記第２の入力からの周波数イン
デックスをアルゴリズム的に計算し、前記周波数インデ
ックスは前記受信された信号の前記周波数を独特に識別
する、請求項１７に記載の受信された正弦状の信号に適
合的に同調するためのデジタル信号処理装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/796,318 US5339251A (en) | 1991-11-22 | 1991-11-22 | Apparatus for adaptively tuning to a received periodic signal |
| US796318 | 1991-11-22 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0677773A true JPH0677773A (ja) | 1994-03-18 |
Family
ID=25167903
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4312348A Withdrawn JPH0677773A (ja) | 1991-11-22 | 1992-11-20 | 受信された周期的および正弦状の信号に適合的に同調するための装置およびデジタル信号処理装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5339251A (ja) |
| EP (1) | EP0543490B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0677773A (ja) |
| AT (1) | ATE155951T1 (ja) |
| DE (1) | DE69221081T2 (ja) |
| ES (1) | ES2103896T3 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20020133391A1 (en) * | 2001-03-12 | 2002-09-19 | Johnson Timothy Lee | Marketing systems and methods |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4438504A (en) * | 1981-06-15 | 1984-03-20 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Adaptive techniques for automatic frequency determination and measurement |
| US4403298A (en) * | 1981-06-15 | 1983-09-06 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Adaptive techniques for automatic frequency determination and measurement |
| US4433422A (en) * | 1982-03-29 | 1984-02-21 | Sperry Corporation | Frequency measuring system for alternating frequency signals |
| US4791390A (en) * | 1982-07-01 | 1988-12-13 | Sperry Corporation | MSE variable step adaptive filter |
| US4839842A (en) * | 1987-07-24 | 1989-06-13 | Advanced Micro Devices | Digital tone detection and generation |
| US5189381A (en) * | 1991-10-31 | 1993-02-23 | Advanced Micro Devices, Inc. | Apparatus for generating a sinusoidal output signal |
-
1991
- 1991-11-22 US US07/796,318 patent/US5339251A/en not_active Expired - Lifetime
-
1992
- 1992-10-07 EP EP92309125A patent/EP0543490B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-10-07 AT AT92309125T patent/ATE155951T1/de not_active IP Right Cessation
- 1992-10-07 DE DE69221081T patent/DE69221081T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1992-10-07 ES ES92309125T patent/ES2103896T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1992-11-20 JP JP4312348A patent/JPH0677773A/ja not_active Withdrawn
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0543490B1 (en) | 1997-07-23 |
| DE69221081D1 (de) | 1997-09-04 |
| ES2103896T3 (es) | 1997-10-01 |
| ATE155951T1 (de) | 1997-08-15 |
| EP0543490A1 (en) | 1993-05-26 |
| DE69221081T2 (de) | 1998-02-12 |
| US5339251A (en) | 1994-08-16 |
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