JPH0680983B2 - Ｐｌｌ方式復調回路 - Google Patents
Ｐｌｌ方式復調回路Info
- Publication number
- JPH0680983B2 JPH0680983B2 JP59070576A JP7057684A JPH0680983B2 JP H0680983 B2 JPH0680983 B2 JP H0680983B2 JP 59070576 A JP59070576 A JP 59070576A JP 7057684 A JP7057684 A JP 7057684A JP H0680983 B2 JPH0680983 B2 JP H0680983B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- oscillator
- capacitance
- effect transistor
- vco
- control voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/24—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits
- H03D3/241—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits the oscillator being part of a phase locked loop
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は周波数変調信号（以下FM変調信号という。）を
復調するのに使用して好適なPLL方式復調回路に関す
る。
復調するのに使用して好適なPLL方式復調回路に関す
る。
背景技術とその問題点 従来PLL回路を使用した第１図に示す如きPLL方式FM復調
回路が提案されている。この第１図に於いて、（１）は
例えば中間周波増幅回路よりのFM変調信号が供給される
FM変調信号入力端子を示し、このFM変調信号入力端子
（１）に供給されるFM変調信号を位相比較器（２）の一
方の入力端子に供給し、この位相比較器（２）の出力側
に得られる位相誤差信号を低域通過フイルタ（３）を介
して復調出力端子（４）に供給すると共にこの低域通過
フイルタ（３）の出力信号を電圧制御可変周波数発振器
（以下VCOと略称する。）（５）の発振周波数制御端子
に供給し、このVCO（５）の出力信号を位相比較器
（２）の他方の入力端子に供給する。この場合入力FM変
調信号とVCO（５）の出力信号との位相差に応じた位相
誤差信号がこの位相比較器（２）の出力側に得られ、こ
の出力の位相誤差信号が低域通過フイルタ（３）により
帯域外の雑音が除かれて、VCO（５）に負帰還され、こ
のVCO（５）の発振周波数を制御し、このVCO（５）の発
振周波数が入力FM変調信号の周波数に一致即ち同期する
様にされる。この同期状態に於いてはVCO（５）の発振
周波数は入力FM変調信号の周波数に追従して変化するの
で、このVCO（５）の制御電圧即ち低域通過フイルタ
（３）の出力側の復調出力端子（４）に得られる位相誤
差信号がFM変調出力信号となる。この場合斯るPLL方式F
M復調回路に於ける復調歪特性はVCO（５）の制御電圧−
発振周波数特性の直線性に依存している。
回路が提案されている。この第１図に於いて、（１）は
例えば中間周波増幅回路よりのFM変調信号が供給される
FM変調信号入力端子を示し、このFM変調信号入力端子
（１）に供給されるFM変調信号を位相比較器（２）の一
方の入力端子に供給し、この位相比較器（２）の出力側
に得られる位相誤差信号を低域通過フイルタ（３）を介
して復調出力端子（４）に供給すると共にこの低域通過
フイルタ（３）の出力信号を電圧制御可変周波数発振器
（以下VCOと略称する。）（５）の発振周波数制御端子
に供給し、このVCO（５）の出力信号を位相比較器
（２）の他方の入力端子に供給する。この場合入力FM変
調信号とVCO（５）の出力信号との位相差に応じた位相
誤差信号がこの位相比較器（２）の出力側に得られ、こ
の出力の位相誤差信号が低域通過フイルタ（３）により
帯域外の雑音が除かれて、VCO（５）に負帰還され、こ
のVCO（５）の発振周波数を制御し、このVCO（５）の発
振周波数が入力FM変調信号の周波数に一致即ち同期する
様にされる。この同期状態に於いてはVCO（５）の発振
周波数は入力FM変調信号の周波数に追従して変化するの
で、このVCO（５）の制御電圧即ち低域通過フイルタ
（３）の出力側の復調出力端子（４）に得られる位相誤
差信号がFM変調出力信号となる。この場合斯るPLL方式F
M復調回路に於ける復調歪特性はVCO（５）の制御電圧−
発振周波数特性の直線性に依存している。
ところで一般にこのVCO（５）の周波数可変素子として
バラクタダイオードを使用した第２図に示す如きVCO
（５）が提案されている。即ち第２図に於いて、（5a）
は発振素子を構成する電界効果トランジスタを示し、こ
の電界効果トランジスタ（5a）のソースを接地すると共
にこの電界効果トランジスタ（5a）のドレインをトラン
ス（5b）の１次巻線の一端に接続し、この電界効果トラ
ンジスタ（5a）のゲートをコンデンサ（5c）を介してト
ランス（5b）の１次巻線の他端に接続すると共にこのゲ
ートを抵抗器（5d）を介して接地する。またこの電界効
果トランジスタ（5a）のドレインとコンデンサ（5e）、
バラクタダイオード（5f）、コイル（5g）及びコンデン
サ（5h）の直列回路を介して接地し、またコンデンサ
（5c）とトランス（5b）の１次巻線の他端との接続点を
コンデンサ（5i）及びバラクタダイオード（5i）の直列
回路を介してバラクタダイオード（5f）及びコイル（5
g）の接続点に接続し、コンデンサ（5e）及びバラクタ
ダイオード（5f）の接続点をコイル（5k）及びバイアス
用の電池（5l）の直列回路を介して接地すると共にコン
デンサ（5i）及びバラクタダイオード（5j）の接続点を
コイル（5m）を介してコイル（5k）及び電池（5l）の接
続点に接続する。また（5n）は低域通過フイルタ（３）
よりの制御電圧が供給される発振周波数制御端子を示
し、この発振周波数性端子（5n）をコイル（5g）及びコ
ンデンサ（5h）の接続点に接続し、トランス（5b）の１
次巻線の中間点を電源端子（5p）に接続し、このトラン
ス（5b）の２次巻線に得られる発振信号を位相比較器
（２）に供給する如くする。
バラクタダイオードを使用した第２図に示す如きVCO
（５）が提案されている。即ち第２図に於いて、（5a）
は発振素子を構成する電界効果トランジスタを示し、こ
の電界効果トランジスタ（5a）のソースを接地すると共
にこの電界効果トランジスタ（5a）のドレインをトラン
ス（5b）の１次巻線の一端に接続し、この電界効果トラ
ンジスタ（5a）のゲートをコンデンサ（5c）を介してト
ランス（5b）の１次巻線の他端に接続すると共にこのゲ
ートを抵抗器（5d）を介して接地する。またこの電界効
果トランジスタ（5a）のドレインとコンデンサ（5e）、
バラクタダイオード（5f）、コイル（5g）及びコンデン
サ（5h）の直列回路を介して接地し、またコンデンサ
（5c）とトランス（5b）の１次巻線の他端との接続点を
コンデンサ（5i）及びバラクタダイオード（5i）の直列
回路を介してバラクタダイオード（5f）及びコイル（5
g）の接続点に接続し、コンデンサ（5e）及びバラクタ
ダイオード（5f）の接続点をコイル（5k）及びバイアス
用の電池（5l）の直列回路を介して接地すると共にコン
デンサ（5i）及びバラクタダイオード（5j）の接続点を
コイル（5m）を介してコイル（5k）及び電池（5l）の接
続点に接続する。また（5n）は低域通過フイルタ（３）
よりの制御電圧が供給される発振周波数制御端子を示
し、この発振周波数性端子（5n）をコイル（5g）及びコ
ンデンサ（5h）の接続点に接続し、トランス（5b）の１
次巻線の中間点を電源端子（5p）に接続し、このトラン
ス（5b）の２次巻線に得られる発振信号を位相比較器
（２）に供給する如くする。
斯る第２図に示すVCO（５）は発振周波数制御端子（5
n）に供給される制御電圧に応じてバラクタダイオード
（5f）（5j）の容量値を変化させ、この制御電圧に応じ
た周波数の発振信号をトランス（5b）の２次巻線より位
相比較器（２）に供給する。ところで現在供給されてい
るバラクタダイオード（5f）（5j）はその制御電圧−容
量特性が第３図に示す如く上方に彎曲しており、この為
第２図に示すVCO（５）の制御電圧−発振周波数特性は
第４図実線に示す如く下方に彎曲した曲線ｂとなり直線
性が悪く斯る第２図に示す如きVCO（５）をPLL方式FM復
調回路に使用たときには復調歪を生じる不都合があつ
た。
n）に供給される制御電圧に応じてバラクタダイオード
（5f）（5j）の容量値を変化させ、この制御電圧に応じ
た周波数の発振信号をトランス（5b）の２次巻線より位
相比較器（２）に供給する。ところで現在供給されてい
るバラクタダイオード（5f）（5j）はその制御電圧−容
量特性が第３図に示す如く上方に彎曲しており、この為
第２図に示すVCO（５）の制御電圧−発振周波数特性は
第４図実線に示す如く下方に彎曲した曲線ｂとなり直線
性が悪く斯る第２図に示す如きVCO（５）をPLL方式FM復
調回路に使用たときには復調歪を生じる不都合があつ
た。
発明の目的 本発明は斯る点に鑑みVCO（５）の制御電圧−発振周波
数特性の直線性を良好とし、復調歪特性を改善すること
を目的とする。
数特性の直線性を良好とし、復調歪特性を改善すること
を目的とする。
発明の概要 本発明は位相比較器と、低域通過フイルタと、電圧制御
可変周波数発振器とより成るPLL回路を使用した復調回
路に於いて、この電圧制御可変周波数発振器の発振素子
ほ電界効果トランジスタで構成すると共に周波数可変素
子としてバラクタダイオードを使用し、発振周波数を決
定する素子に並列に調整用コンデンサを接続し、この調
整用コンデンサの容量を調整して、復調歪特性を改善す
る様にしたものである。
可変周波数発振器とより成るPLL回路を使用した復調回
路に於いて、この電圧制御可変周波数発振器の発振素子
ほ電界効果トランジスタで構成すると共に周波数可変素
子としてバラクタダイオードを使用し、発振周波数を決
定する素子に並列に調整用コンデンサを接続し、この調
整用コンデンサの容量を調整して、復調歪特性を改善す
る様にしたものである。
実施例 以下第５図〜第10図を参照しながら本発明PLL方式復調
回路の一実施例につき説明しよう。この第５図に於いて
第２図に対応する部分には同一符号を付しその詳細説明
は省略する。
回路の一実施例につき説明しよう。この第５図に於いて
第２図に対応する部分には同一符号を付しその詳細説明
は省略する。
本例に於いては第１図に示す如きPLL方式FM復調回路のV
CO（５）を第５図に示す如く構成する。
CO（５）を第５図に示す如く構成する。
この第５図例に於いては第２図のVCO（５）の発振素子
を構成する電界効果トランジスタ（5a）のドレイン−ゲ
ート間にトリマコンデンサ（６）を接続したものであ
る。その他は第２図と同様に構成する。
を構成する電界効果トランジスタ（5a）のドレイン−ゲ
ート間にトリマコンデンサ（６）を接続したものであ
る。その他は第２図と同様に構成する。
本例につき更に述べるに第５図に示す如きソース接地の
電界効果トランジスタ（5a）の帰還容量は一般に動作周
波数が高くなると増加する傾向にあるが、すでに販売さ
れている電界効果トランジスタのうちにこの電界効果ト
ランジスタの帰還容量−周波数特性が第６図に示す如
く、動作周波数が高くなるにつれ帰還容量が徐々に減少
し、更に周波数を高くすると帰還容量が増大するものが
ある。本例に於いてはこの電界効果トランジスタを発振
素子に使用する。又本例では第６図に矢印ａで示す如き
周波数範囲の動作周波数が高くなるにつれて帰還容量が
減少する部分を使用する如くする。この場合この帰還容
量は発振回路の発振周波数を決定する素子例えばコンデ
ンサ（5e），（5h），（5i）、コイル（5g），（5k），
（5m）、バラクタダイオード（5f），（5j）に並列に接
続されることになる。この為本来はこの帰還容量は動作
周波数にかかわらず常に一定であることが望ましい。更
に述べるにPLL方式FM復調回路のVCO（５）に用いる場
合、発振周波数をFM変調信号に同期させて常に変化させ
る為、仮りにバラクタダイオードの制御電圧−容量特性
が直線性が良いときにはこの帰還容量の変動の為制御電
圧−発振周波数特性の直線性を悪化することとなる。こ
こでこの第２図に於けるバラクタダイオード（5f），
（5j）の制御電圧−容量特性が直線であると仮定したと
きはVCO（５）の発振素子としてこの電界効果トランジ
スタを使用したときは第７図に示す如く動作周波数に応
じてバラクタダイオード（5f），（5j）の両端電圧を変
えてこの帰還容量の変化分ΔＣを補正しなければならな
い。この帰還容量の変化分ΔＣを補正しないときのVCO
（５）の制御電圧−発振周波数特性は第８図に実線で示
す如く第４図に示す曲線ｂとは逆方向の上方に彎曲した
曲線ｄとなる。
電界効果トランジスタ（5a）の帰還容量は一般に動作周
波数が高くなると増加する傾向にあるが、すでに販売さ
れている電界効果トランジスタのうちにこの電界効果ト
ランジスタの帰還容量−周波数特性が第６図に示す如
く、動作周波数が高くなるにつれ帰還容量が徐々に減少
し、更に周波数を高くすると帰還容量が増大するものが
ある。本例に於いてはこの電界効果トランジスタを発振
素子に使用する。又本例では第６図に矢印ａで示す如き
周波数範囲の動作周波数が高くなるにつれて帰還容量が
減少する部分を使用する如くする。この場合この帰還容
量は発振回路の発振周波数を決定する素子例えばコンデ
ンサ（5e），（5h），（5i）、コイル（5g），（5k），
（5m）、バラクタダイオード（5f），（5j）に並列に接
続されることになる。この為本来はこの帰還容量は動作
周波数にかかわらず常に一定であることが望ましい。更
に述べるにPLL方式FM復調回路のVCO（５）に用いる場
合、発振周波数をFM変調信号に同期させて常に変化させ
る為、仮りにバラクタダイオードの制御電圧−容量特性
が直線性が良いときにはこの帰還容量の変動の為制御電
圧−発振周波数特性の直線性を悪化することとなる。こ
こでこの第２図に於けるバラクタダイオード（5f），
（5j）の制御電圧−容量特性が直線であると仮定したと
きはVCO（５）の発振素子としてこの電界効果トランジ
スタを使用したときは第７図に示す如く動作周波数に応
じてバラクタダイオード（5f），（5j）の両端電圧を変
えてこの帰還容量の変化分ΔＣを補正しなければならな
い。この帰還容量の変化分ΔＣを補正しないときのVCO
（５）の制御電圧−発振周波数特性は第８図に実線で示
す如く第４図に示す曲線ｂとは逆方向の上方に彎曲した
曲線ｄとなる。
ここでこの電界効果トランジスタ（5a）を使用すると共
にバラクタダイオード（5f），（5j）を使用してVCO
（５）を構成したときには第９図に示す如くこのVCO
（５）の制御電圧−発振周波数特性は第８図に示す如き
上方に彎曲した曲線ｄと第４図に示す如き下方に彎曲し
た曲線ｂとを重ね合わせることとなり、彎曲部分が互に
相殺され第９図に破線ｇで示す如く直線性の良好な制御
電圧−発振周波数特性となり得る。
にバラクタダイオード（5f），（5j）を使用してVCO
（５）を構成したときには第９図に示す如くこのVCO
（５）の制御電圧−発振周波数特性は第８図に示す如き
上方に彎曲した曲線ｄと第４図に示す如き下方に彎曲し
た曲線ｂとを重ね合わせることとなり、彎曲部分が互に
相殺され第９図に破線ｇで示す如く直線性の良好な制御
電圧−発振周波数特性となり得る。
然しながらバラクタダイオード（5f），（5j）の制御電
圧−容量特性は素子によつてバラツキがあるため同一条
件で直線性の良いVCOを得ることは困難である。
圧−容量特性は素子によつてバラツキがあるため同一条
件で直線性の良いVCOを得ることは困難である。
そこで本例に於いては第５図に示す如く電界効果トラン
ジスタ（5a）のドレイン−ゲート間に並列に調整用コン
デンサであるトリマコンデンサ（６）を接続し、このト
リマコンデンサ（６）の容量値を調整する。この場合こ
のトリマコンデンサ（６）を調整したときは、このトリ
マコンデンサ（６）を含むバラクタダイオード（5f），
（5j）の制御電圧−容量特性は第10図に矢印Ccで示す如
く変化する。ここで動作点を一定としているから動作点
f0の曲線S0,S1,S2をみるにこの動作点f0での曲線S0,S1,
S2の傾き及び曲率が変化しているので、このトリマコン
デンサ（６）の容量を調整しバラクタダイオード（5
f），（5j）の使用条件を変えて曲率を調整することに
よりバラクタダイオード（5f），（5j）の特性のバラツ
キを吸収でき、VCO（５）の制御電圧−発振周波数特性
の直線性の良好なものを得ることができ、これによりPL
L方式FM復調回路の復調歪特性を改善することができ
る。
ジスタ（5a）のドレイン−ゲート間に並列に調整用コン
デンサであるトリマコンデンサ（６）を接続し、このト
リマコンデンサ（６）の容量値を調整する。この場合こ
のトリマコンデンサ（６）を調整したときは、このトリ
マコンデンサ（６）を含むバラクタダイオード（5f），
（5j）の制御電圧−容量特性は第10図に矢印Ccで示す如
く変化する。ここで動作点を一定としているから動作点
f0の曲線S0,S1,S2をみるにこの動作点f0での曲線S0,S1,
S2の傾き及び曲率が変化しているので、このトリマコン
デンサ（６）の容量を調整しバラクタダイオード（5
f），（5j）の使用条件を変えて曲率を調整することに
よりバラクタダイオード（5f），（5j）の特性のバラツ
キを吸収でき、VCO（５）の制御電圧−発振周波数特性
の直線性の良好なものを得ることができ、これによりPL
L方式FM復調回路の復調歪特性を改善することができ
る。
尚上述実施例に於いては電界効果トランジスタ（5a）の
ドレイン−ゲート間に調整用のコンデンサ（６）を接続
したが、この代りに発振周波数を決定するコイルの両端
に並列に調整用のコンデンサ（６）を接続しても上述と
同様の作用効果が得られることは容易に理解できよう。
上述実施例に於いてはPLL方式FM復調回路に本発明を適
用した例につき説明したが、本発明をPLL方式AM復調回
路にも適用できることは勿論である。また本発明は上述
実施例に限らず本発明の要旨を逸脱することなくその他
種々の構成が取り得ることは勿論である。
ドレイン−ゲート間に調整用のコンデンサ（６）を接続
したが、この代りに発振周波数を決定するコイルの両端
に並列に調整用のコンデンサ（６）を接続しても上述と
同様の作用効果が得られることは容易に理解できよう。
上述実施例に於いてはPLL方式FM復調回路に本発明を適
用した例につき説明したが、本発明をPLL方式AM復調回
路にも適用できることは勿論である。また本発明は上述
実施例に限らず本発明の要旨を逸脱することなくその他
種々の構成が取り得ることは勿論である。
発明の効果 本発明に依ればVCO（５）の制御電圧−発振周波数特性
の直線性を良好とし、PLL方式復調回路の復調歪特性を
改善することができる。
の直線性を良好とし、PLL方式復調回路の復調歪特性を
改善することができる。
第１図はPLL方式FM復調回路の例を示す構成図、第２図
はVCOの例を示す接続図、第３図、第４図、第６図、第
７図、第８図、第９図及び第10図は夫々本発明の説明に
供する線図、第５図は本発明PLL方式復調回路の一実施
例に使用されるVCOの例を示す接続図である。 （１）はFM変調信号入力端子、（２）は位相比較器、
（３）は低域通過フイルタ、（４）はFM復調信号出力端
子、（５）はVCO、（5a）は電界効果トランジスタ、（5
f）及び（5j）は夫々バラクタダイオード、（６）は調
整用のコンデンサである。
はVCOの例を示す接続図、第３図、第４図、第６図、第
７図、第８図、第９図及び第10図は夫々本発明の説明に
供する線図、第５図は本発明PLL方式復調回路の一実施
例に使用されるVCOの例を示す接続図である。 （１）はFM変調信号入力端子、（２）は位相比較器、
（３）は低域通過フイルタ、（４）はFM復調信号出力端
子、（５）はVCO、（5a）は電界効果トランジスタ、（5
f）及び（5j）は夫々バラクタダイオード、（６）は調
整用のコンデンサである。
Claims (1)
- 【請求項１】電圧制御可変周波数発振器と、該発振器の
出力と入力FM変調信号の位相比較を行なう位相比較と、
該位相比較器の出力が供給されFM復調信号を出力する低
域通過フィルタと、該フィルタの出力を上記発振器に帰
還する帰還路を有するPLL回路を用いた復調回路におい
て、 上記電圧制御可変周波数発振器が、接地されたソース
と、該発振器の出力側回路に接続されたドレインと、該
発振器出力側回路からの帰還信号が印加されるゲートを
有する電界効果トランジスタと、 上記ドレイン・ゲート間の帰還信号路に設けられ、上記
低域通過フィルタからの制御電圧に応じて容量が変化
し、前記電界効果トランジスタの帰還容量−発振周波数
特性の非直線性を打ち消すバラクタダイオードと、 上記電界効果トランジスタのドレイン・ゲート間に接続
され、上記バラクタダイオードの動作点での制御電圧−
容量特性を変えて、該バラクタダイオードの特性のバラ
ツキを吸収する容量調整コンデンサとを備えていること
を特徴とするPLL方式復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59070576A JPH0680983B2 (ja) | 1984-04-09 | 1984-04-09 | Ｐｌｌ方式復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59070576A JPH0680983B2 (ja) | 1984-04-09 | 1984-04-09 | Ｐｌｌ方式復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60214107A JPS60214107A (ja) | 1985-10-26 |
| JPH0680983B2 true JPH0680983B2 (ja) | 1994-10-12 |
Family
ID=13435513
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59070576A Expired - Lifetime JPH0680983B2 (ja) | 1984-04-09 | 1984-04-09 | Ｐｌｌ方式復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0680983B2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3778728A (en) * | 1972-04-11 | 1973-12-11 | Edmac Ass Inc | Phaselocked-fm detector apparatus |
| JPS57166704A (en) * | 1981-04-06 | 1982-10-14 | Nec Corp | Voltage-controlled oscillator |
-
1984
- 1984-04-09 JP JP59070576A patent/JPH0680983B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60214107A (ja) | 1985-10-26 |
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