JPH0681494B2 - 直流電圧給電装置 - Google Patents
直流電圧給電装置Info
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- JPH0681494B2 JPH0681494B2 JP58169534A JP16953483A JPH0681494B2 JP H0681494 B2 JPH0681494 B2 JP H0681494B2 JP 58169534 A JP58169534 A JP 58169534A JP 16953483 A JP16953483 A JP 16953483A JP H0681494 B2 JPH0681494 B2 JP H0681494B2
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- Japan
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- voltage
- transistor
- electronic switch
- power supply
- resistor
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/02—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/21—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/217—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M7/2176—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only comprising a passive stage to generate a rectified sinusoidal voltage and a controlled switching element in series between such stage and the output
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 公知技術 本発明は、整流器と、前置抵抗と、充電コンデンサと、
トランジスタとして構成された電子スイッチと、補助ト
ランジスタとを有する直流電圧給電装置であって、前記
電子スイッチは電源電圧の半波の始端部と終端部でのみ
スイッチインされ、該電子スイッチにより前記充電コン
デンサが充電され、前記補助トランジスタのベースに、
電源電圧の整流から得られた電圧が給電され、該補助ト
ランジスタは電源電圧が所定の電圧値を上回る際に前記
電子スイッチを遮断するものである、直流電圧給電装置
に関する。
トランジスタとして構成された電子スイッチと、補助ト
ランジスタとを有する直流電圧給電装置であって、前記
電子スイッチは電源電圧の半波の始端部と終端部でのみ
スイッチインされ、該電子スイッチにより前記充電コン
デンサが充電され、前記補助トランジスタのベースに、
電源電圧の整流から得られた電圧が給電され、該補助ト
ランジスタは電源電圧が所定の電圧値を上回る際に前記
電子スイッチを遮断するものである、直流電圧給電装置
に関する。
配電電源により作動される装置に使用される電気部分に
おいて、高い配電−交流電圧から電気素子のために低い
動作−直流電圧を発生する電流給電部分が常に必要であ
る。このために一般に変圧器回路が使用される。変圧器
は、一方で大きいスペースを必要とし、他方しばしば回
路の高価な素子であるので、小形装置において変圧器回
路を用いることは不利である。ここで前置抵抗を介して
直接配電電源から給電される半波−整流回路を使用する
とコストの点で有利に解決される。しかしより高い直流
を必要とする際、前置抵抗における熱発生のためにこの
方法はしばしば除外される。適切な前置コンデンサを使
用することは高価であり、コンデンサの高い容量のため
に場所が制限されている場合にしばしば実現不可能であ
る。
おいて、高い配電−交流電圧から電気素子のために低い
動作−直流電圧を発生する電流給電部分が常に必要であ
る。このために一般に変圧器回路が使用される。変圧器
は、一方で大きいスペースを必要とし、他方しばしば回
路の高価な素子であるので、小形装置において変圧器回
路を用いることは不利である。ここで前置抵抗を介して
直接配電電源から給電される半波−整流回路を使用する
とコストの点で有利に解決される。しかしより高い直流
を必要とする際、前置抵抗における熱発生のためにこの
方法はしばしば除外される。適切な前置コンデンサを使
用することは高価であり、コンデンサの高い容量のため
に場所が制限されている場合にしばしば実現不可能であ
る。
発明が解決しようとする課題 本発明の課題は、小型で安全に動作し、温度特性の良好
な直流電圧給電装置を提供することである。
な直流電圧給電装置を提供することである。
課題を解決するための手段 上記課題は本発明より、冒頭に述べた直流電圧給電装置
を、トランジスタとして構成された電子スイッチのコレ
クタは前置抵抗と接続されており、そのエミッタは充電
コンデンサと接続されており、ダイオードが設けられて
おり、該ダイオードのカソードは前記電子スイッチの制
御入力側と接続され、そのアノードは前記補助トランジ
スタのコレクタと接続されているように構成して解決さ
れる。
を、トランジスタとして構成された電子スイッチのコレ
クタは前置抵抗と接続されており、そのエミッタは充電
コンデンサと接続されており、ダイオードが設けられて
おり、該ダイオードのカソードは前記電子スイッチの制
御入力側と接続され、そのアノードは前記補助トランジ
スタのコレクタと接続されているように構成して解決さ
れる。
発明の利点 公知のように、一般的なNPNトランジスタのエミッタ−
ベース方向の阻止電圧は7.5Vである。従い、本発明では
トランジスタのエミッタ−ベース区間の降伏を保護する
ためにダイオードが前置接続される。これにより本発明
の回路は、コンデンサの充電電圧が高い場合でも動作す
ることができる。本発明によるダイオードが設けられな
ければ、コンデンサは制御トランジスタの導通時にその
コレクタ−エミッタ区間を介して放電することはできる
が、しかし欠点として、コンデンサは最大で7.5Vまでし
か充電することができないこととなる。本発明により挿
入接続されたダイオードにより、コンデンサはほとんど
任意に高い電圧まで充電することができる。なぜなら、
通常のダイオードは比較的高い阻止電圧を有しているか
らである。従って本発明の直流電圧給電装置は、市場流
通する任意のトランジスタを用いて、このトランジスタ
の阻止電圧を特に考慮することなくほとんど任意に高い
充電電圧に対して構成することができるのである。
ベース方向の阻止電圧は7.5Vである。従い、本発明では
トランジスタのエミッタ−ベース区間の降伏を保護する
ためにダイオードが前置接続される。これにより本発明
の回路は、コンデンサの充電電圧が高い場合でも動作す
ることができる。本発明によるダイオードが設けられな
ければ、コンデンサは制御トランジスタの導通時にその
コレクタ−エミッタ区間を介して放電することはできる
が、しかし欠点として、コンデンサは最大で7.5Vまでし
か充電することができないこととなる。本発明により挿
入接続されたダイオードにより、コンデンサはほとんど
任意に高い電圧まで充電することができる。なぜなら、
通常のダイオードは比較的高い阻止電圧を有しているか
らである。従って本発明の直流電圧給電装置は、市場流
通する任意のトランジスタを用いて、このトランジスタ
の阻止電圧を特に考慮することなくほとんど任意に高い
充電電圧に対して構成することができるのである。
さらに本発明の回路は温度安定性が非常に高い。トラン
ジスタのベース−エミッタ区間の温度係数が前置接続さ
れたダイオードにより広範に補償されるからである。な
ぜなら、ダイオードが阻止方向においてトランジスタと
ほぼ同じ温度係数を有しているからである。
ジスタのベース−エミッタ区間の温度係数が前置接続さ
れたダイオードにより広範に補償されるからである。な
ぜなら、ダイオードが阻止方向においてトランジスタと
ほぼ同じ温度係数を有しているからである。
良好な制御効果を保つためには、電子スイッチをダーリ
ントン−トランジスタとして形成すると有利である。
ントン−トランジスタとして形成すると有利である。
実施例の説明 本発明の実施例につき以下に図を用いて詳しく説明す
る。
る。
第１図において端子1,2に配電交流電圧が供給されてい
る。端子２から順方向に接続されてたダイオード３を経
て前置抵抗４に接続されている。ダイオード３と抵抗４
との間に抵抗12が接続されており、この抵抗は抵抗13に
直列接続されている。抵抗13の他方の接続端子は端子１
に接続されている。抵抗12と13の間にトランジスタ11の
ベースが接続されている。トランジスタ11のエミッタは
端子１に接続され、トランジスタ11のコレクタは抵抗10
を介してダイオード３と抵抗４との間の線に接続されて
いる。トランジスタ11のコレクタからダイオード９を経
てトランジスタ８のベースに接続されている。トランジ
スタ８のコレクタは前置抵抗４の他方の接続端子に接続
されており、トランジスタ８のエミッタは接続端子６に
接続されており、この接続端子において正の直流電圧を
取出すことができる。負の接続端子は端子１である。端
子１と端子６との間にコンデンサ５が接続されている。
端子６および１に、正の給電電圧により駆動される電気
負荷を接続できる。
る。端子２から順方向に接続されてたダイオード３を経
て前置抵抗４に接続されている。ダイオード３と抵抗４
との間に抵抗12が接続されており、この抵抗は抵抗13に
直列接続されている。抵抗13の他方の接続端子は端子１
に接続されている。抵抗12と13の間にトランジスタ11の
ベースが接続されている。トランジスタ11のエミッタは
端子１に接続され、トランジスタ11のコレクタは抵抗10
を介してダイオード３と抵抗４との間の線に接続されて
いる。トランジスタ11のコレクタからダイオード９を経
てトランジスタ８のベースに接続されている。トランジ
スタ８のコレクタは前置抵抗４の他方の接続端子に接続
されており、トランジスタ８のエミッタは接続端子６に
接続されており、この接続端子において正の直流電圧を
取出すことができる。負の接続端子は端子１である。端
子１と端子６との間にコンデンサ５が接続されている。
端子６および１に、正の給電電圧により駆動される電気
負荷を接続できる。
回路装置の動作は第2A図、第2B図および第2C図のダイア
グラムに基づいて詳しく説明される。回路装置はダイオ
ード３、抵抗４およびコンデンサ５を有する従来の単方
向回路に基づいている。スイッチトランジスタは前置抵
抗４に直列に接続されている。コンデンサ５の充電電流
は通常のように交流電圧の半波の最大値において流れる
のではなく、半波の始めと終りに短時間だけ流れるよう
に制御される。トランジスタ８は、配電電圧の瞬時値が
コンデンサ５における充電電圧に等しいかまたはそれよ
りわずかに大きい場合にのみ導通制御される。配電電圧
の瞬時値がコンデンサ５における電圧よりも著しく大き
い期間、トランジスタ８は阻止されたままである。従つ
て抵抗４において大きな電圧差が生じる期間には電流は
流れない。抵抗４は、特に電流パルスの投入立上り縁の
際に電流制限器の機能を有する。この抵抗は、単方向回
路において普通の前置抵抗より小さく、典型的に10-3〜
10-4のオーダの値に選ぶことができる。それによつて熱
損失も減少する。
グラムに基づいて詳しく説明される。回路装置はダイオ
ード３、抵抗４およびコンデンサ５を有する従来の単方
向回路に基づいている。スイッチトランジスタは前置抵
抗４に直列に接続されている。コンデンサ５の充電電流
は通常のように交流電圧の半波の最大値において流れる
のではなく、半波の始めと終りに短時間だけ流れるよう
に制御される。トランジスタ８は、配電電圧の瞬時値が
コンデンサ５における充電電圧に等しいかまたはそれよ
りわずかに大きい場合にのみ導通制御される。配電電圧
の瞬時値がコンデンサ５における電圧よりも著しく大き
い期間、トランジスタ８は阻止されたままである。従つ
て抵抗４において大きな電圧差が生じる期間には電流は
流れない。抵抗４は、特に電流パルスの投入立上り縁の
際に電流制限器の機能を有する。この抵抗は、単方向回
路において普通の前置抵抗より小さく、典型的に10-3〜
10-4のオーダの値に選ぶことができる。それによつて熱
損失も減少する。
第2A図において回路装置の端子１および２に生じる配電
電圧が16で示されている。
電圧が16で示されている。
抵抗12,13を有する分圧器においてトランジスタ11に対
する制御電圧が発生し、この制御電圧は第2A図に21で示
されている。制御電圧21は正の半波においては配電電圧
16に類似の経過を有する。制御電圧21が補助トランジス
タ11のベース−エミッタ閾値を越えると、通常抵抗10と
ダイオード９を介してトランジスタ８に流れるベース電
流はアース線に導かれ、それによつてトランジスタ８は
阻止される。閾値電圧は第2A図において20で示されてい
る。第2B図に示されているように、制御電圧21が補助ト
ランジスタのベース−エミッタ電圧20より小さい期間に
おいてのみコンデンサ５は充電される。配電の周期毎に
２つの充電衝撃電流17,18を受取るので、ほぼ全波ピー
ク整流器の特性が生じる。全波毎の２回の充電に基づい
てコンデンサ５は小さく選択することができる。コンデ
ンサ５における電圧経過は第2C図に示されている。
する制御電圧が発生し、この制御電圧は第2A図に21で示
されている。制御電圧21は正の半波においては配電電圧
16に類似の経過を有する。制御電圧21が補助トランジス
タ11のベース−エミッタ閾値を越えると、通常抵抗10と
ダイオード９を介してトランジスタ８に流れるベース電
流はアース線に導かれ、それによつてトランジスタ８は
阻止される。閾値電圧は第2A図において20で示されてい
る。第2B図に示されているように、制御電圧21が補助ト
ランジスタのベース−エミッタ電圧20より小さい期間に
おいてのみコンデンサ５は充電される。配電の周期毎に
２つの充電衝撃電流17,18を受取るので、ほぼ全波ピー
ク整流器の特性が生じる。全波毎の２回の充電に基づい
てコンデンサ５は小さく選択することができる。コンデ
ンサ５における電圧経過は第2C図に示されている。
負の半波の間ダイオード３は遮断している。ダイオード
９は、トランジスタ11が導通接続されている期間、トラ
ンジスタ８のエミッタ−ベース−区間およびトランジス
タ11を介してのコンデンサ電荷の逆流を阻止する。
９は、トランジスタ11が導通接続されている期間、トラ
ンジスタ８のエミッタ−ベース−区間およびトランジス
タ11を介してのコンデンサ電荷の逆流を阻止する。
第１図による回路は給電電圧および負荷の変化に対して
自己制御特性を有する。給電電圧16が上昇すると、電流
パルス17,18の振幅上昇は電流パルス期間の短縮により
補償される。制御電圧21はベース−エミッタ閾値に早く
達し、それによつてパルスは幅が狭くなる。各電流パル
スがコンデンサに供給する電荷はそれによつて一定に留
まる。
自己制御特性を有する。給電電圧16が上昇すると、電流
パルス17,18の振幅上昇は電流パルス期間の短縮により
補償される。制御電圧21はベース−エミッタ閾値に早く
達し、それによつてパルスは幅が狭くなる。各電流パル
スがコンデンサに供給する電荷はそれによつて一定に留
まる。
負荷電流が増加すると、第2C図におけるコンデンサ電圧
は著しく減少する。それによつて、コンデンサの再充電
を決定する、給電電圧16の瞬時値に対する電圧差が上昇
する。この場合電流パルス17,18の振幅および幅が増大
する。抵抗４は比較的低い抵抗であるので、コンデンサ
は相応して充分に付加的に再充電され、即ち電圧差は良
好に調整される。逆に負荷電流が減少する場合反対の経
過を辿る。
は著しく減少する。それによつて、コンデンサの再充電
を決定する、給電電圧16の瞬時値に対する電圧差が上昇
する。この場合電流パルス17,18の振幅および幅が増大
する。抵抗４は比較的低い抵抗であるので、コンデンサ
は相応して充分に付加的に再充電され、即ち電圧差は良
好に調整される。逆に負荷電流が減少する場合反対の経
過を辿る。
トランジスタ８に高電圧−ダーリントン−トランジスタ
を用いると、小さい電力の素子を有する制御回路を構成
することができ有利である。トランジスタ８の切換動作
によりトランジスタ８にわずかな熱損失しか生じないの
で、回路装置の熱消費は抵抗４の低い値のためわずかで
ある。
を用いると、小さい電力の素子を有する制御回路を構成
することができ有利である。トランジスタ８の切換動作
によりトランジスタ８にわずかな熱損失しか生じないの
で、回路装置の熱消費は抵抗４の低い値のためわずかで
ある。
第１図の回路装置の負の作動電圧で働くようにすること
もできる。しかしこのためにはnpnトランジスタ８と11
の代りに相応するpnpトランジスタを使用しなければな
らない。そのほかダイオード３および９ならびにコンデ
ンサ５を逆の極性に接続すべきである。
もできる。しかしこのためにはnpnトランジスタ８と11
の代りに相応するpnpトランジスタを使用しなければな
らない。そのほかダイオード３および９ならびにコンデ
ンサ５を逆の極性に接続すべきである。
この回路装置は、例えば約100mAの電流を必要とする装
置に使用すると有利である。熱の発生および回路装置の
容積がわずかなので、素子の特別な冷却は大抵の場合行
なわなくてよい。例えば、デジタル時計、および家庭用
品または電気工具のような、電気制御され、配電電源に
接続された装置において使用すると有利である。
置に使用すると有利である。熱の発生および回路装置の
容積がわずかなので、素子の特別な冷却は大抵の場合行
なわなくてよい。例えば、デジタル時計、および家庭用
品または電気工具のような、電気制御され、配電電源に
接続された装置において使用すると有利である。
第１図は本発明による装置の、正の動作電圧を取出すた
めの第１実施例の回路略図、第2A図、第2B図および第2C
図は第１図による回路装置の動作を説明するための線図
である。 ８、11……トランジスタ
めの第１実施例の回路略図、第2A図、第2B図および第2C
図は第１図による回路装置の動作を説明するための線図
である。 ８、11……トランジスタ
Claims (3)
- 【請求項１】整流器（３）と、前置抵抗（４）と、充電
コンデンサ（５）と、トランジスタとして構成された電
子スイッチ（８）と、補助トランジスタ（11）とを有す
る直流電圧給電装置であって、 前記電子スイッチ（８）は電源電圧の半波の始端部と終
端部でのみスイッチインされ、該電子スイッチにより前
記充電コンデンサ（５）が充電され、 前記補助トランジスタ（11）のベースに、電源電圧の整
流から得られた電圧が給電され、該補助トランジスタ
（11）は電源電圧が所定の電圧値を上回る際に前記電子
スイッチ（８）を遮断するものである、直流電圧給電装
置において、 トランジスタとして構成された電子スイッチ（８）のコ
レクタは前置抵抗（４）と接続されており、そのエミッ
タは充電コンデンサ（５）と接続されており、 ダイオード（９）が設けられており、該ダイオードのカ
ソードは前記電子スイッチ（８）の制御入力側と接続さ
れ、そのアノードは前記補助トランジスタ（11）のコレ
クタと接続されていることを特徴とする直流電圧給電装
置。 - 【請求項２】前記補助トランジスタ（11）に対するスイ
ッチ閾値は分圧器（12、13）により設定され、該分圧器
には整流された電源電圧が給電され、該分圧器の中間タ
ップは前記補助トランジスタ（11）の制御入力側と接続
されている特許請求の範囲第１項記載の直流電圧給電装
置。 - 【請求項３】電子スイッチ（８）がダーリントン−トラ
ンジスタとして形成されている特許請求の範囲第１項記
載の直流電圧給電装置。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE3235196 | 1982-09-23 | ||
| DE32351968 | 1982-09-23 | ||
| DE3235196.8 | 1982-09-23 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5976178A JPS5976178A (ja) | 1984-05-01 |
| JPH0681494B2 true JPH0681494B2 (ja) | 1994-10-12 |
Family
ID=6173939
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58169534A Expired - Lifetime JPH0681494B2 (ja) | 1982-09-23 | 1983-09-16 | 直流電圧給電装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0106041B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0681494B2 (ja) |
| DE (1) | DE3361228D1 (ja) |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3545323A1 (de) * | 1985-12-20 | 1987-06-25 | Braun Ag | Transformatorloses netzgeraet |
| GB2203003A (en) * | 1987-04-04 | 1988-10-05 | Spectrol Reliance Ltd | Power supply circuit |
| DE3727117A1 (de) * | 1987-08-14 | 1989-02-23 | Diehl Gmbh & Co | Verfahren zur erzeugung einer niedrigen stabilisierten gleichspannung |
| DE3801399A1 (de) * | 1988-01-20 | 1989-08-03 | Weiss Alfons Awe Gmbh Co Kg | Netzteil zur erzeugung einer geregelten gleichspannung |
| JP2776038B2 (ja) * | 1991-02-26 | 1998-07-16 | 松下電器産業株式会社 | 電源回路 |
| EP0500113B1 (en) * | 1991-02-22 | 1997-12-17 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Power-supply unit |
| DE4206215A1 (de) * | 1992-02-28 | 1993-09-16 | Ebt Licht Technik Gmbh | Anordnung zur phasenanschnittsteuerung |
| JP3126565B2 (ja) * | 1993-11-01 | 2001-01-22 | 株式会社東芝 | Ａｃ／ｄｃ変換器 |
| DE19600962A1 (de) * | 1996-01-12 | 1997-07-17 | Siemens Ag | Schaltnetzteil mit verlustleistungsarmem Standby-Betrieb |
| US5818708A (en) * | 1996-12-12 | 1998-10-06 | Philips Electronics North America Corporation | High-voltage AC to low-voltage DC converter |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5351373Y2 (ja) * | 1974-04-19 | 1978-12-08 | ||
| US4347561A (en) * | 1980-12-17 | 1982-08-31 | Mclellan Norvel J | Alternating current to direct current power supply |
-
1983
- 1983-07-29 DE DE8383107494T patent/DE3361228D1/de not_active Expired
- 1983-07-29 EP EP83107494A patent/EP0106041B1/de not_active Expired
- 1983-09-16 JP JP58169534A patent/JPH0681494B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0106041B1 (de) | 1985-11-13 |
| EP0106041A1 (de) | 1984-04-25 |
| DE3361228D1 (en) | 1985-12-19 |
| JPS5976178A (ja) | 1984-05-01 |
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