JPH0682990B2 - 周波数変換回路 - Google Patents
周波数変換回路Info
- Publication number
- JPH0682990B2 JPH0682990B2 JP59227707A JP22770784A JPH0682990B2 JP H0682990 B2 JPH0682990 B2 JP H0682990B2 JP 59227707 A JP59227707 A JP 59227707A JP 22770784 A JP22770784 A JP 22770784A JP H0682990 B2 JPH0682990 B2 JP H0682990B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- frequency
- oscillation
- circuit
- capacitor
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- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は、高周波発振器、バッファ増幅器、混合器より
成る周波数変換回路の構成に関するものである。
成る周波数変換回路の構成に関するものである。
高周波の周波数変換回路の代表的な従来例が特開昭58−
179008号に記載されている。この周波数変換回路ではコ
レクタ接地のトランジスタ発振器と２個のダイオードか
ら成るミクサ回路から成り、発振出力を発振器の共振回
路のインダクタから誘導結合で取り出している。
179008号に記載されている。この周波数変換回路ではコ
レクタ接地のトランジスタ発振器と２個のダイオードか
ら成るミクサ回路から成り、発振出力を発振器の共振回
路のインダクタから誘導結合で取り出している。
一般に、周波数変換回路は、ミクサに注入する発振電力
を、誘導結合により取り出し、十分なミクサ動作をさせ
る大電力を得るために、結合を図にして、さらにバッフ
ァトランジスタを介して使用する。この誘導結合出力に
より共振インピーダンスが変化し、発振飛び、発振停止
等の異常発振がおこり易く、また広帯域受信をするた
め、発振回路を広帯域可変すると、誘導結合回路の共振
特性が顕著になり、ミクサに注入する発振電力に大きな
周波数偏差が生じ、その結果ミクサの周波数変換特性に
大きな周波数偏差が発生した。またミクサ回路での変換
損失が大きく、ミクサ以降に多段の増幅器を配置する必
要があった。さらにミクサを大きな発振電力で駆動する
ため、バッファトランジスタは大電力での使用が必要で
あり、ミクサにおいて発振電力の信号入力端への漏洩が
大きい欠点をもっている。
を、誘導結合により取り出し、十分なミクサ動作をさせ
る大電力を得るために、結合を図にして、さらにバッフ
ァトランジスタを介して使用する。この誘導結合出力に
より共振インピーダンスが変化し、発振飛び、発振停止
等の異常発振がおこり易く、また広帯域受信をするた
め、発振回路を広帯域可変すると、誘導結合回路の共振
特性が顕著になり、ミクサに注入する発振電力に大きな
周波数偏差が生じ、その結果ミクサの周波数変換特性に
大きな周波数偏差が発生した。またミクサ回路での変換
損失が大きく、ミクサ以降に多段の増幅器を配置する必
要があった。さらにミクサを大きな発振電力で駆動する
ため、バッファトランジスタは大電力での使用が必要で
あり、ミクサにおいて発振電力の信号入力端への漏洩が
大きい欠点をもっている。
本発明の目的は、小形で安定で消費電力の小さい周波数
変換回路を提供することにある。
変換回路を提供することにある。
上記した目的を達成するため、本発明では、発振トラン
ジスタの接地端子と、周波数変換器として用いるバッフ
ァトランジスタのエミッタを直流的、高周波的に直結し
て直接発振電力を取り出し、さらにバッファトランジス
タのベースより高周波信号を入力し、コレクタより中間
周波信号を取り出す構成を用いることにより、小形で低
消費電力で安定な発振と周波数変換特性を得る。
ジスタの接地端子と、周波数変換器として用いるバッフ
ァトランジスタのエミッタを直流的、高周波的に直結し
て直接発振電力を取り出し、さらにバッファトランジス
タのベースより高周波信号を入力し、コレクタより中間
周波信号を取り出す構成を用いることにより、小形で低
消費電力で安定な発振と周波数変換特性を得る。
以下、本発明を図に示す実施例に従って詳細に説明す
る。
る。
第１（ｉ）図は、高周波用チップコンデンサの減衰特性
で、50Ωの線路を100PFのチップコンデンサで接地した
第１図（ii）に示す測定系で測定した時の通過性であ
る。1GHz以上の周波数では100PFのチップコンデンサは
0.2Ω以下となり、理想的には25dB以上の減衰となる
が、第１図（iii）の等価回路で示すように、実際はチ
ップコンデンサの電極のインダクタンスで等価的に1.5
Ω程度の抵抗となり、第１図（ｉ）のグラフに見られる
ように、1GHz以上の周波数で8dB〜10dBの減衰となる。
また第１図より明らかな様に、高い周波数程、減衰が小
さくなる。これは、チップコンデンサの容量と電極のイ
ンダクタンスによる自己共振周波数が、1GHz以下の低い
周波数であり、前記チップコンデンサは1GHz以上では小
さなインダクタンスとして動作しているためである。発
振器の接地インピーダンスとしては、上記チップコンデ
ンサのインピーダンスで十分動作できる。そこでこの高
い周波数になる程、減数量が小さくなるチップコンデン
サの高周波信号の減衰特性に着目することになり、この
コンデンサを介して接地している発振器用トランジスタ
の接地端子とトランジスタのエミッタとを直結する構成
を用いて、発振特性に影響を与えずに高い発振周波数ま
で十分な発振出力を取り出すことができる。
で、50Ωの線路を100PFのチップコンデンサで接地した
第１図（ii）に示す測定系で測定した時の通過性であ
る。1GHz以上の周波数では100PFのチップコンデンサは
0.2Ω以下となり、理想的には25dB以上の減衰となる
が、第１図（iii）の等価回路で示すように、実際はチ
ップコンデンサの電極のインダクタンスで等価的に1.5
Ω程度の抵抗となり、第１図（ｉ）のグラフに見られる
ように、1GHz以上の周波数で8dB〜10dBの減衰となる。
また第１図より明らかな様に、高い周波数程、減衰が小
さくなる。これは、チップコンデンサの容量と電極のイ
ンダクタンスによる自己共振周波数が、1GHz以下の低い
周波数であり、前記チップコンデンサは1GHz以上では小
さなインダクタンスとして動作しているためである。発
振器の接地インピーダンスとしては、上記チップコンデ
ンサのインピーダンスで十分動作できる。そこでこの高
い周波数になる程、減数量が小さくなるチップコンデン
サの高周波信号の減衰特性に着目することになり、この
コンデンサを介して接地している発振器用トランジスタ
の接地端子とトランジスタのエミッタとを直結する構成
を用いて、発振特性に影響を与えずに高い発振周波数ま
で十分な発振出力を取り出すことができる。
第２図に、本発明の周波数変換回路を示す。これは、発
振トランジスタ１のベース２をコンデンサ５で接地し、
ベース２のインピーダンスを低インピーダンスとし、エ
ミッタ３とコレクタ４の間に帰還容量６を接続し、コレ
クタ４にはコンデンサ８を介して、可変容量ダイオード
９と９′とインダクタンス10より成る共振振回路を接続
している。
振トランジスタ１のベース２をコンデンサ５で接地し、
ベース２のインピーダンスを低インピーダンスとし、エ
ミッタ３とコレクタ４の間に帰還容量６を接続し、コレ
クタ４にはコンデンサ８を介して、可変容量ダイオード
９と９′とインダクタンス10より成る共振振回路を接続
している。
可変容量ダイオード９と９′に端子27より印加するバイ
アス電圧を変えることにより発振周波数を変化させる。
発振トランジスタ１のベースに接続した接地用コンデン
サ５は、容量分40と電極のインダクタンス分39により、
第１図（ｉ）に示したような、自己共振周波数が発振周
波数帯域より低い特性を持ち、1.35〜1.85GHzの発振周
波数帯域では、微小なインダクタンスとなっているた
め、ベース２から高い周波数側ほど減衰量の小さい発振
電力が取り出せる。そこで、このトランジスタ１のベー
ス２に、ミクサトランジスタ17のエミッタ19を高周波的
に直結すると、発振特性に影響なく、また、トランジス
タ１に寄生するコレクタ容量等の影響を高い発振周波数
側で発振パワーが低下した場合でも、前記コンデンサ５
の高周波信号に対する減衰特性により、大きな出力で、
かつ発振電力の帯域偏差の小さい発振出力を、ミクサト
ランジスタ17のエミッタ19に供給することができる。こ
のミクサトランジスタ17においては、接地コンデンサ５
のインダクタンス分を利用して発振電力をトランジスタ
17のエミッタ19に注入し、端子28を介してベース18に入
力する高周波信号と混合して、コレクタ20より中間周波
信号が得られる。ベース18には中間周波数に対して接地
となるように、インダクタンス22とコンデンサ23より成
る直列共振回路を接続し、コレクタ17には低域通過フィ
ルタ25を挿入して、発振周波数および高周波信号周波数
で開放インピーダンスとする。この回路では、発振トラ
ンジスタ１のベース２に接続した接地用チップコンデン
サ５の容量分40とインダクタンス分39による自己共振周
波数が発振周波数帯域より低く、発振周波数帯域ではイ
ンダクタンスとして動作することを利用して、直接ミク
サトランジスタ17のエミッタ19を接続しているため、帯
域偏差の小さい発振電力を効率よくエミッタ19に注入す
ることができ、良好な変換特性が得られる。第３図に、
本発明周波数変換回路の1GHz帯での変換利得特性を示
す。これは、発振周波数1.35〜1.85GHz,信号周波数0.95
〜1.45GHzで、中間周波数は400MHzの時の特性で発振回
路からの注入電力は、発振トランジスタの発振パワーは
低下しているが、接地コンデンサのインダクタンス分を
用いて注入しているため、全発振帯域で−2dBmであり、
この時の変換利得は図に示すように、6dBで、帯域偏差
の小さい良好な特性が得られている。ここで発振電力の
注入は−2dBmと小さいため、ベース18に設けた高周波信
号入力端28への発振電力漏洩は小さく、しかもこのベー
ス18は、発振周波数およびその高周波に対して高インピ
ーダンスとなっているためトランジスタ17での利得はな
く、低レベルにおさえられる。また、ミクサトランジス
タ14は、ベース18とエミッタ19のPn接合の非線形特性を
有効に利用して、変換利得を向上するために、エミッタ
電流は小電流こして使用する。このため消費電力の低下
に効果がある。
アス電圧を変えることにより発振周波数を変化させる。
発振トランジスタ１のベースに接続した接地用コンデン
サ５は、容量分40と電極のインダクタンス分39により、
第１図（ｉ）に示したような、自己共振周波数が発振周
波数帯域より低い特性を持ち、1.35〜1.85GHzの発振周
波数帯域では、微小なインダクタンスとなっているた
め、ベース２から高い周波数側ほど減衰量の小さい発振
電力が取り出せる。そこで、このトランジスタ１のベー
ス２に、ミクサトランジスタ17のエミッタ19を高周波的
に直結すると、発振特性に影響なく、また、トランジス
タ１に寄生するコレクタ容量等の影響を高い発振周波数
側で発振パワーが低下した場合でも、前記コンデンサ５
の高周波信号に対する減衰特性により、大きな出力で、
かつ発振電力の帯域偏差の小さい発振出力を、ミクサト
ランジスタ17のエミッタ19に供給することができる。こ
のミクサトランジスタ17においては、接地コンデンサ５
のインダクタンス分を利用して発振電力をトランジスタ
17のエミッタ19に注入し、端子28を介してベース18に入
力する高周波信号と混合して、コレクタ20より中間周波
信号が得られる。ベース18には中間周波数に対して接地
となるように、インダクタンス22とコンデンサ23より成
る直列共振回路を接続し、コレクタ17には低域通過フィ
ルタ25を挿入して、発振周波数および高周波信号周波数
で開放インピーダンスとする。この回路では、発振トラ
ンジスタ１のベース２に接続した接地用チップコンデン
サ５の容量分40とインダクタンス分39による自己共振周
波数が発振周波数帯域より低く、発振周波数帯域ではイ
ンダクタンスとして動作することを利用して、直接ミク
サトランジスタ17のエミッタ19を接続しているため、帯
域偏差の小さい発振電力を効率よくエミッタ19に注入す
ることができ、良好な変換特性が得られる。第３図に、
本発明周波数変換回路の1GHz帯での変換利得特性を示
す。これは、発振周波数1.35〜1.85GHz,信号周波数0.95
〜1.45GHzで、中間周波数は400MHzの時の特性で発振回
路からの注入電力は、発振トランジスタの発振パワーは
低下しているが、接地コンデンサのインダクタンス分を
用いて注入しているため、全発振帯域で−2dBmであり、
この時の変換利得は図に示すように、6dBで、帯域偏差
の小さい良好な特性が得られている。ここで発振電力の
注入は−2dBmと小さいため、ベース18に設けた高周波信
号入力端28への発振電力漏洩は小さく、しかもこのベー
ス18は、発振周波数およびその高周波に対して高インピ
ーダンスとなっているためトランジスタ17での利得はな
く、低レベルにおさえられる。また、ミクサトランジス
タ14は、ベース18とエミッタ19のPn接合の非線形特性を
有効に利用して、変換利得を向上するために、エミッタ
電流は小電流こして使用する。このため消費電力の低下
に効果がある。
上記したように、本発明回路は、発振トランジスタ１の
接地部であるベース２より直接発振電力を取り出し、ミ
クサトランヅスタ17のエミッタ19に入力しているため、
安定な発振動作、良好な変換特性、回路の著しい小形
化、消費電力の低下、発振電力の入力端子側へのもれこ
みの低下に効果がある。
接地部であるベース２より直接発振電力を取り出し、ミ
クサトランヅスタ17のエミッタ19に入力しているため、
安定な発振動作、良好な変換特性、回路の著しい小形
化、消費電力の低下、発振電力の入力端子側へのもれこ
みの低下に効果がある。
以上ベース接地形発振回路について本発明周波数変換回
路を述べてきたが、ベース接地形発振回路に限らず、コ
レクタ接地形発振回路、エミッタ接地形発振回路におい
ても同様の効果が得られることは明らかである。第４図
にコレクタ接地形、第５図にエミッタ接地形発振回路を
用いた時の周波数変換回路を示す。いずれも接地端子か
ら直接ミクサトランジスタのエミッタに発振電力を注入
する構成を取ることにより、ベース接地形発振回路で述
べたと同様の効果が得られる。
路を述べてきたが、ベース接地形発振回路に限らず、コ
レクタ接地形発振回路、エミッタ接地形発振回路におい
ても同様の効果が得られることは明らかである。第４図
にコレクタ接地形、第５図にエミッタ接地形発振回路を
用いた時の周波数変換回路を示す。いずれも接地端子か
ら直接ミクサトランジスタのエミッタに発振電力を注入
する構成を取ることにより、ベース接地形発振回路で述
べたと同様の効果が得られる。
本発明によれば、コンデンサで低インピーダンスにした
発振トランジスタの接地端子に、ミクサトランジスタの
エミッタを直結し、上記ミクサトランジスタのベースよ
り高周波信号を入力して、コレクタより中間周波信号を
出力する周波数変換回路を用いることにより、高い変換
利得、回路の小形化、部品点数の消減、消費電力の低下
に効果があり、かつ帯域偏差の小さい安定な中間周波信
号を得ることができる。
発振トランジスタの接地端子に、ミクサトランジスタの
エミッタを直結し、上記ミクサトランジスタのベースよ
り高周波信号を入力して、コレクタより中間周波信号を
出力する周波数変換回路を用いることにより、高い変換
利得、回路の小形化、部品点数の消減、消費電力の低下
に効果があり、かつ帯域偏差の小さい安定な中間周波信
号を得ることができる。
第１図はチップコンデンサの通過特性を示す特性図、第
２図は本発明の周波数変換回路の回路図、第３図は本発
明の周波数変換回路の特性図、第４図は本発明の周波数
変換回路の回路図、第５図は本発明の周波数変換回路の
回路図である。 1.17……トランジスタ 9.9′……可変容量ダイオード 10.22.25……インダクタンス 5.31.33……チップコンデンサ
２図は本発明の周波数変換回路の回路図、第３図は本発
明の周波数変換回路の特性図、第４図は本発明の周波数
変換回路の回路図、第５図は本発明の周波数変換回路の
回路図である。 1.17……トランジスタ 9.9′……可変容量ダイオード 10.22.25……インダクタンス 5.31.33……チップコンデンサ
Claims (1)
- 【請求項１】第１乃至第３の三つの端子を有しそのうち
の任意の一つの端子を第１のコンデンサを介して接地す
ることにより該端子に低インピーダンスをもたせて成る
第１のトランジスタと、前記第１のトランジスタの三つ
の端子のうちで接地されなかった残りの二つの端子間に
帰還容量として接続された第２のコンデンサと、前記第
１のトランジスタの接地されなかった残りの二つの端子
のうちの何れか一方に第３のコンデンサを介して接続さ
れた、可変容量ダイオードならびにインダクタンスから
成る共振回路と、を有して成る高周波発振回路におい
て、前記第１のコンデンサを構成する容量分とインダク
タンス分による自己発振周波数を前記高周波発振回路に
おける発振周波数帯域より低く設定し、前記第１のトラ
ンジスタの三つの端子のうちで接地された方の前記端子
に第２のトランジスタのエミッタを高周波的に直結する
とにより該エミッタを前記高周波発振回路からの発振電
力の入力側とし、かつ前記第２のトランジスタのベース
側に高周波信号を入力すると共に、該ベースを中間周波
信号に対してほゞ零となるインピーダンスを介して接地
し、前記第２のトランジスタのコレクタ側から低域通過
フイルタを介して中間周波信号出力を取り出すようにし
たことを特徴とする高周波から中間周波を得るための周
波数変換回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59227707A JPH0682990B2 (ja) | 1984-10-31 | 1984-10-31 | 周波数変換回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59227707A JPH0682990B2 (ja) | 1984-10-31 | 1984-10-31 | 周波数変換回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61107801A JPS61107801A (ja) | 1986-05-26 |
| JPH0682990B2 true JPH0682990B2 (ja) | 1994-10-19 |
Family
ID=16865087
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59227707A Expired - Lifetime JPH0682990B2 (ja) | 1984-10-31 | 1984-10-31 | 周波数変換回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0682990B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01101011A (ja) * | 1987-10-14 | 1989-04-19 | Hitachi Ltd | 周波数変換回路 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5115372A (ja) * | 1974-07-29 | 1976-02-06 | Hitachi Ltd | Denryukeidenki |
| JPS5253612U (ja) * | 1975-08-28 | 1977-04-18 | ||
| JPS6216010Y2 (ja) * | 1978-04-17 | 1987-04-23 |
-
1984
- 1984-10-31 JP JP59227707A patent/JPH0682990B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61107801A (ja) | 1986-05-26 |
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