JPH0683439B2 - ディジタル・サンプル周波数の低減装置 - Google Patents
ディジタル・サンプル周波数の低減装置Info
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- JPH0683439B2 JPH0683439B2 JP61165714A JP16571486A JPH0683439B2 JP H0683439 B2 JPH0683439 B2 JP H0683439B2 JP 61165714 A JP61165714 A JP 61165714A JP 16571486 A JP16571486 A JP 16571486A JP H0683439 B2 JPH0683439 B2 JP H0683439B2
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N11/00—Colour television systems
- H04N11/04—Colour television systems using pulse code modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H17/00—Networks using digital techniques
- H03H17/02—Frequency selective networks
- H03H17/06—Non-recursive filters
- H03H17/0621—Non-recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing
- H03H17/0635—Non-recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing characterized by the ratio between the input-sampling and output-delivery frequencies
- H03H17/065—Non-recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing characterized by the ratio between the input-sampling and output-delivery frequencies the ratio being integer
- H03H17/0657—Non-recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing characterized by the ratio between the input-sampling and output-delivery frequencies the ratio being integer where the output-delivery frequency is higher than the input sampling frequency, i.e. interpolation
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Manipulation Of Pulses (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Color Television Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、ディジタルのサンプル・ストリームのサンプ
ル周波数を、元のサンプル周波数より低いサンプル周波
数に低減する、すなわち元のサンプル周波数の2/3に低
減する装置に関する。
ル周波数を、元のサンプル周波数より低いサンプル周波
数に低減する、すなわち元のサンプル周波数の2/3に低
減する装置に関する。
発明の背景 テレビジョンの分野においては、(a)クロミナンス成分
とルミナンス成分とを分離、(b)クロミナンス成分を各
ベースバンド信号に復調するために、カラービデオ信号
をディジタル化、ディジタル化されたビデオ信号のサン
プルを処理し、次いで再生のためにディジタル・サンプ
ルをそれぞれのアナログ信号に変換してテレビジョン受
像機に供給することに関連して相当の努力が払われてき
た。この努力の動機づけは、ディジタル・テレビジョン
が、例えば、静止画表示、多画面表示、衛星の放物面反
射器用増幅器に対する直接中継といったような多数の新
規な特徴を有するという事実に基づくものである。ディ
ジタル化は、通常、有限のサンプリング周波数でアナロ
グのビデオ信号をサンプリングすることにより行なわれ
る。この有限のサンプリング周波数は、再生画質を許容
可能な範囲内に保つために予め定められる最定のサンプ
リング周波数以上でなければならない。
とルミナンス成分とを分離、(b)クロミナンス成分を各
ベースバンド信号に復調するために、カラービデオ信号
をディジタル化、ディジタル化されたビデオ信号のサン
プルを処理し、次いで再生のためにディジタル・サンプ
ルをそれぞれのアナログ信号に変換してテレビジョン受
像機に供給することに関連して相当の努力が払われてき
た。この努力の動機づけは、ディジタル・テレビジョン
が、例えば、静止画表示、多画面表示、衛星の放物面反
射器用増幅器に対する直接中継といったような多数の新
規な特徴を有するという事実に基づくものである。ディ
ジタル化は、通常、有限のサンプリング周波数でアナロ
グのビデオ信号をサンプリングすることにより行なわれ
る。この有限のサンプリング周波数は、再生画質を許容
可能な範囲内に保つために予め定められる最定のサンプ
リング周波数以上でなければならない。
この最低のサンプリング周波数は、一般に、ナイキスト
（Nyquist）の基準として知られている要件を満たして
いなければならない。すなわち、サンプリング周波数
は、処理の対象となるアナログ信号の帯域幅の少なくと
も２倍でなければならない。NTSC方式のカラーテレビジ
ョン・システムの場合、望ましい信号帯域幅は約4.2MHz
であり、従って、8.4MHz以上のサンプリング周波数が必
要である。サンプリング周波数がナイキストの基準によ
り与えられる最小値より高いと、ディジタル・サンプル
の折返し雑音を避けることができる。
（Nyquist）の基準として知られている要件を満たして
いなければならない。すなわち、サンプリング周波数
は、処理の対象となるアナログ信号の帯域幅の少なくと
も２倍でなければならない。NTSC方式のカラーテレビジ
ョン・システムの場合、望ましい信号帯域幅は約4.2MHz
であり、従って、8.4MHz以上のサンプリング周波数が必
要である。サンプリング周波数がナイキストの基準によ
り与えられる最小値より高いと、ディジタル・サンプル
の折返し雑音を避けることができる。
動作上の問題を考えると、変調されていない色副搬送
波、以下、ＦSC（3.58MHz）として参照する周波数の、
ある整数倍でアナログのカラー・ビデオ信号をサンプリ
ングすることが有利である。3FSCなるサンプリング周波
数が、ナイキストの条件を越える、色副搬送波周波数の
最も低い整数倍である。しかしながら、3FSCなるサンプ
リング周波数は、クロミナンス成分を各ベースバンド信
号に復調するというような、テレビジョン受信機の信号
処理動作において、ある種の動作上不利な点を与える。
従って、ナイキストの基準で要求されるよりずっと高い
サンプリング周波数であるが、色副搬送波周波数の４倍
（4FSC）なるサンプリング周波数を使用するのが普通で
ある。
波、以下、ＦSC（3.58MHz）として参照する周波数の、
ある整数倍でアナログのカラー・ビデオ信号をサンプリ
ングすることが有利である。3FSCなるサンプリング周波
数が、ナイキストの条件を越える、色副搬送波周波数の
最も低い整数倍である。しかしながら、3FSCなるサンプ
リング周波数は、クロミナンス成分を各ベースバンド信
号に復調するというような、テレビジョン受信機の信号
処理動作において、ある種の動作上不利な点を与える。
従って、ナイキストの基準で要求されるよりずっと高い
サンプリング周波数であるが、色副搬送波周波数の４倍
（4FSC）なるサンプリング周波数を使用するのが普通で
ある。
入力カラー・ビデオ信号がディジタル化され、各ベース
バンド成分、すなわち、１つのルミナンス（Ｙ）と２つ
の色差信号（例えば、ＩとＱ）にデコードされた後、順
次走査、雑音低減、特殊効果等の理由のために、ディジ
タル・サンプルをフィールドもしくはフレーム・メモリ
に貯えることが望ましい。この段階で、貯えられたデー
タのサンプル周波数を、4FSCからナイキストの基準を満
たす低い周波数に低減することによりメモリ容量を減少
させることが可能である。
バンド成分、すなわち、１つのルミナンス（Ｙ）と２つ
の色差信号（例えば、ＩとＱ）にデコードされた後、順
次走査、雑音低減、特殊効果等の理由のために、ディジ
タル・サンプルをフィールドもしくはフレーム・メモリ
に貯えることが望ましい。この段階で、貯えられたデー
タのサンプル周波数を、4FSCからナイキストの基準を満
たす低い周波数に低減することによりメモリ容量を減少
させることが可能である。
発明の概要 本発明によると、ルミナンス信号のサンプル周波数は、
4FSC（すなわち、14.32MHz）から(8/3)ＦSC（すなわち
9.55MHz）に低減される。乗数として(2/3)を選定するこ
とにより、サンプル周波数の低減処理が容易になるばか
りでなく、サンプル周波数（8/3ＦSCすなわち9.55MHz）
がルミナンス帯域における最も高い信号周波数の２倍
（8.2MHz）を越え、ナイキストの基準も満たされる。
4FSC（すなわち、14.32MHz）から(8/3)ＦSC（すなわち
9.55MHz）に低減される。乗数として(2/3)を選定するこ
とにより、サンプル周波数の低減処理が容易になるばか
りでなく、サンプル周波数（8/3ＦSCすなわち9.55MHz）
がルミナンス帯域における最も高い信号周波数の２倍
（8.2MHz）を越え、ナイキストの基準も満たされる。
クロミナンス成分（例えば、ＩとＱ）の各々について、
サンプル周波数を低減させると、クロミナンス信号につ
いての所望の帯域幅は、ルミナンス信号に比べてずっと
低い（例えば、それぞれ1.5および0.5MHz）から、もっ
と大きなものとなる（例えば、4FSCなる元のサンプル周
波数の1/3,1/4もしくはこれより小さい。）このため
に、サンプルを取り去るもしくは抜取る適当な回路がク
ロミナンス成分のサンプル周波数を低減させるために使
われる。クロミナンス信号に使われる特定のサンプル低
減回路は本発明にとって重要な問題ではない。
サンプル周波数を低減させると、クロミナンス信号につ
いての所望の帯域幅は、ルミナンス信号に比べてずっと
低い（例えば、それぞれ1.5および0.5MHz）から、もっ
と大きなものとなる（例えば、4FSCなる元のサンプル周
波数の1/3,1/4もしくはこれより小さい。）このため
に、サンプルを取り去るもしくは抜取る適当な回路がク
ロミナンス成分のサンプル周波数を低減させるために使
われる。クロミナンス信号に使われる特定のサンプル低
減回路は本発明にとって重要な問題ではない。
本発明によるサンプル周波数の低減装置は、入力サンプ
ル・ストリームを受け取り、間挿された出力サンプル・
ストリームを発生する。この場合、出力サンプルの半分
は、入力サンプル・ストリームから変更されないまま送
られ、出力サンプルの残りの半分は元の入力サンプルか
ら補間されたものであって、入力サンプル周波数の2/3
のサンプル周波数を有する。
ル・ストリームを受け取り、間挿された出力サンプル・
ストリームを発生する。この場合、出力サンプルの半分
は、入力サンプル・ストリームから変更されないまま送
られ、出力サンプルの残りの半分は元の入力サンプルか
ら補間されたものであって、入力サンプル周波数の2/3
のサンプル周波数を有する。
本発明の一実施例において、サンプル周波数の低減装置
は共に直列に接続された３つのラッチから成る１セット
を含んでいる。入力サンプル・ストリームは、4FSCなる
クロックパルスに応答する、これらのラッチを介して、
クロック制御される。従って、逐次、連続する４つの入
力サンプルのセットが補間器で利用可能である。補間器
は、(8/6)ＦSCなるクロック・パルスに応答し、補間サ
ンプル・ストリームをその出力に発生する。スイッチ
が、補間器の出力と３つのラッチの２番目のラッチの出
力に(8/6)ＦSCなる周波数で交互に結合され、補間され
たサンプルと変更されない入力サンプルのストリームと
が合成される。このスイッチの出力に接続され、 なるクロック・パルスで駆動される４番目のラッチは、
入力サンプル・ストリームのサンプル周波数の(2/3)の
サンプル周波数を有する出力サンプル・ストリームを発
生する。この場合、出力サンプルの半分は補間されたも
のであり、残りの半分は変更されないままの入力サンプ
ルである。
は共に直列に接続された３つのラッチから成る１セット
を含んでいる。入力サンプル・ストリームは、4FSCなる
クロックパルスに応答する、これらのラッチを介して、
クロック制御される。従って、逐次、連続する４つの入
力サンプルのセットが補間器で利用可能である。補間器
は、(8/6)ＦSCなるクロック・パルスに応答し、補間サ
ンプル・ストリームをその出力に発生する。スイッチ
が、補間器の出力と３つのラッチの２番目のラッチの出
力に(8/6)ＦSCなる周波数で交互に結合され、補間され
たサンプルと変更されない入力サンプルのストリームと
が合成される。このスイッチの出力に接続され、 なるクロック・パルスで駆動される４番目のラッチは、
入力サンプル・ストリームのサンプル周波数の(2/3)の
サンプル周波数を有する出力サンプル・ストリームを発
生する。この場合、出力サンプルの半分は補間されたも
のであり、残りの半分は変更されないままの入力サンプ
ルである。
発明の利点 間挿された出力ストリームを発生する本発明の装置の利
点は、補間サンプルの相対位置すなわちタイミングが各
入力サンプルに対して一定していることである。
点は、補間サンプルの相対位置すなわちタイミングが各
入力サンプルに対して一定していることである。
実施例 第１図は、本発明によるディジタル・サンプルの周波数
低減装置100を示す。第５図は第１図に関連する波形図
を示す。第１図において、入力サンプルおよび出力サン
プルは、並列ビット（例えば、８ビット）から成る多ビ
ットの２進サンプルであって、相互接続線Ａ−Ｇ、ラッ
チ等は、すべて多ビット並列構成である。第５図におい
て、ＦSCおよび4FSCなるクロックは4FSCなるサンプリン
グ・システムにおけるシステム・クロックであって、本
発明の回路は、このシステム・クロックから(8/3)
ＦSC、 および(8/6)ＦＳ′Ｃなるクロックを発生する。第５図
の文字Ａは、4FSCなるサンプリング・システムにおける
入力サンプルのシーケンスを示す。サンプル・シーケン
スＡにおけるドットは、各サンプルが抽出される箇所を
示す。しかしながら、サンプルの値は、4FSCなるクロッ
ク周期の全体に対して第１図のラインＡ上にある。第１
図における相互接続線Ａ−Ｇは、第５図のシーケンスＡ
−Ｇに対応する。本発明のサンプル周波数低減装置100
は、4FSCなる入力サンプル周波数の（2/3）なるサンプ
ル周波数を有する出力サンプル・シーケンスＧを発生す
る。
低減装置100を示す。第５図は第１図に関連する波形図
を示す。第１図において、入力サンプルおよび出力サン
プルは、並列ビット（例えば、８ビット）から成る多ビ
ットの２進サンプルであって、相互接続線Ａ−Ｇ、ラッ
チ等は、すべて多ビット並列構成である。第５図におい
て、ＦSCおよび4FSCなるクロックは4FSCなるサンプリン
グ・システムにおけるシステム・クロックであって、本
発明の回路は、このシステム・クロックから(8/3)
ＦSC、 および(8/6)ＦＳ′Ｃなるクロックを発生する。第５図
の文字Ａは、4FSCなるサンプリング・システムにおける
入力サンプルのシーケンスを示す。サンプル・シーケン
スＡにおけるドットは、各サンプルが抽出される箇所を
示す。しかしながら、サンプルの値は、4FSCなるクロッ
ク周期の全体に対して第１図のラインＡ上にある。第１
図における相互接続線Ａ−Ｇは、第５図のシーケンスＡ
−Ｇに対応する。本発明のサンプル周波数低減装置100
は、4FSCなる入力サンプル周波数の（2/3）なるサンプ
ル周波数を有する出力サンプル・シーケンスＧを発生す
る。
本発明によるサンプル周波数低減装置100は、互いに直
列に接続された３つのラッチ102,104,106の１セットを
含んでいる。4FSCなる周波数で発生し、入力端子108に
得られる入力サンプル・シーケンスは、関連する4FSCな
るクロック・パルスに応答し、３段のシフトレジスタ遅
延線として動作するラッチ102,104、および106を介して
クロック制御される。関連するラインＢ、ＣおよびＤ上
のラッチ102,104および106の出力は、それぞれ第５図に
おけるシーケンスB,CおよびＤで示される。入力サンプ
ル・シーケンスがラッチ102,104および106によりクロッ
ク制御されるので、連続する４つの入力サンプルの組み
合わせが、４入力の３次の補間器110に接続されるライ
ンA,B,CおよびＤ上にそれぞれ同時に得られる。
列に接続された３つのラッチ102,104,106の１セットを
含んでいる。4FSCなる周波数で発生し、入力端子108に
得られる入力サンプル・シーケンスは、関連する4FSCな
るクロック・パルスに応答し、３段のシフトレジスタ遅
延線として動作するラッチ102,104、および106を介して
クロック制御される。関連するラインＢ、ＣおよびＤ上
のラッチ102,104および106の出力は、それぞれ第５図に
おけるシーケンスB,CおよびＤで示される。入力サンプ
ル・シーケンスがラッチ102,104および106によりクロッ
ク制御されるので、連続する４つの入力サンプルの組み
合わせが、４入力の３次の補間器110に接続されるライ
ンA,B,CおよびＤ上にそれぞれ同時に得られる。
３次の補間器110は、(8/6)ＦSCなる周波数で発生し、16
％のデューティサイクルを有するクロック信号に応答
し、 Ｉ＝−(1/16)ＸＡ＋(9/16)ＸＢ＋(9/16)ＸＣ−(1/16)Ｘ
Ｄ なる式に従って、第５図において文字Ｅで示されるよう
な補間サンプル・ストリームを出力ラインＥ上に発生す
る。補間器110の出力の(8/6)ＦSCなるサンプル周波数
は、出力サンプル・シーケンスの所の周波数(/3)ＦSCの
(1/2)である。ここでは、補間サンプルを計算する補間
器とて３次の補間器が示されているが、この代りに任意
の適当な補間器、例えば、１次の補間器を使うこともで
きる。補間器110の特定の構成は本発明にとって重要な
問題ではない。補間器110の出力は、スイッチ（例え
ば、トランジスタもしくはマルチプレクサ）122の第１
の入力端子120に供給される。２番目のラッチ104の出力
に生じ、第５図において文字Ｃで示されるサンプル・シ
ーケンスは、スイッチ122の第２の入力端子124に供給さ
れる。
％のデューティサイクルを有するクロック信号に応答
し、 Ｉ＝−(1/16)ＸＡ＋(9/16)ＸＢ＋(9/16)ＸＣ−(1/16)Ｘ
Ｄ なる式に従って、第５図において文字Ｅで示されるよう
な補間サンプル・ストリームを出力ラインＥ上に発生す
る。補間器110の出力の(8/6)ＦSCなるサンプル周波数
は、出力サンプル・シーケンスの所の周波数(/3)ＦSCの
(1/2)である。ここでは、補間サンプルを計算する補間
器とて３次の補間器が示されているが、この代りに任意
の適当な補間器、例えば、１次の補間器を使うこともで
きる。補間器110の特定の構成は本発明にとって重要な
問題ではない。補間器110の出力は、スイッチ（例え
ば、トランジスタもしくはマルチプレクサ）122の第１
の入力端子120に供給される。２番目のラッチ104の出力
に生じ、第５図において文字Ｃで示されるサンプル・シ
ーケンスは、スイッチ122の第２の入力端子124に供給さ
れる。
スイッチ122は、(8/6)ＦSCなる周波数で発生し、50％の
デューティサイクルを有し、第１図および第５図におい
て(8/6)ＦＳ′Ｃとして示されるクロック信号に応答
し、その２つの入力端子120と124上の値を出力端子126
に交互に結合させる。スイッチ124の出力端子126に生じ
るサンプルの値は、第５図において文字Ｆで示される。
デューティサイクルを有し、第１図および第５図におい
て(8/6)ＦＳ′Ｃとして示されるクロック信号に応答
し、その２つの入力端子120と124上の値を出力端子126
に交互に結合させる。スイッチ124の出力端子126に生じ
るサンプルの値は、第５図において文字Ｆで示される。
スイッチ122の出力端子126に結合され、クロック信号 でクロック制御されるラッチ130は、第５図において文
字Ｇで示される出力サンプル・シーケンスを発生する。
このサンプルの中の半分は補間サンプルであり、残りの
半分は元の入力サンプルである。また、サンプルは(8/
3)ＦSC（すなわち4FSCの2/3）の周波数で生じる。
字Ｇで示される出力サンプル・シーケンスを発生する。
このサンプルの中の半分は補間サンプルであり、残りの
半分は元の入力サンプルである。また、サンプルは(8/
3)ＦSC（すなわち4FSCの2/3）の周波数で生じる。
第５図において、(8/6)ＦSCなるクロック・パルスの上
昇端で生じる補間サンプルI1は、出力シーケンスにおい
てタイミングがX2とX5（およびX3とX4）のちよう度中間
に入るサンプルに対して適当な値をI1が持つように、X2
とX5およびX3とX4に同じ重み付けで入力サンプルX2,X3,
X4およびX5から計算される。同様に、(8/6)ＦSCなるク
ロック・パルスの上昇端でトリガーされる補間サンプル
I2は、入力サンプルX5〜X8から計算され、出力シーケン
スにおいてX5とX8（およびX6とX7）の間の中間に入るサ
ンプルに対して適当な値を有する。以下、同様である。
以上述べたように、補間値の相対的タイミングが関連す
る入力サンプルについて変わらないままであるから、補
間値I1,I2…を決めるために使われる係数は変わらな
い。
昇端で生じる補間サンプルI1は、出力シーケンスにおい
てタイミングがX2とX5（およびX3とX4）のちよう度中間
に入るサンプルに対して適当な値をI1が持つように、X2
とX5およびX3とX4に同じ重み付けで入力サンプルX2,X3,
X4およびX5から計算される。同様に、(8/6)ＦSCなるク
ロック・パルスの上昇端でトリガーされる補間サンプル
I2は、入力サンプルX5〜X8から計算され、出力シーケン
スにおいてX5とX8（およびX6とX7）の間の中間に入るサ
ンプルに対して適当な値を有する。以下、同様である。
以上述べたように、補間値の相対的タイミングが関連す
る入力サンプルについて変わらないままであるから、補
間値I1,I2…を決めるために使われる係数は変わらな
い。
第２図は、4FSCのクロック信号から のクロック・パルスを発生するために使われる回路150
を示す。この回路150に関連する波形は第６図に示され
る。第２図の回路は、図示の如く互いに直列に接続され
た２入力の排他的オアゲート152と一対のトグル型フリ
ップフロップ154と156を含んでいる。２番目のフリップ
フロップ156の出力は排他的オアゲート152の第２の入力
にフィードバックされる。(8/3)ＦSCのクロック・パル
スは１番目のフリップフロップ154の出力に得られる。
１番目のフリップフロップ154の出力に結合される反転
回路158は、ラッチ130に供給される のクロック・パルスを発生する。
を示す。この回路150に関連する波形は第６図に示され
る。第２図の回路は、図示の如く互いに直列に接続され
た２入力の排他的オアゲート152と一対のトグル型フリ
ップフロップ154と156を含んでいる。２番目のフリップ
フロップ156の出力は排他的オアゲート152の第２の入力
にフィードバックされる。(8/3)ＦSCのクロック・パル
スは１番目のフリップフロップ154の出力に得られる。
１番目のフリップフロップ154の出力に結合される反転
回路158は、ラッチ130に供給される のクロック・パルスを発生する。
(8/6)ＦSCのクロック・パルスを発生する回路170が第３
図に示されている。回路170は、図示の如く接続される
排他的オアゲート172およびアンドゲート174を含んでい
る。第３図の回路に関連する波形は第７図に示される。
44FSCと(8/3)ＦSCのクロック・パルスが排他的オアゲー
ト172の第１と第２の入力にそれぞれ供給される。排他
的オアゲート172の出力はアンドゲート174の入力の第１
の入力に供給される。(8/3)ＦSCのクロック・パルスは
アンドゲート174の第２の入力に供給される。16％のデ
ューティサイクルを有する(8/6)ＦSCのクロック・パル
スは、アンドゲート174の出力に生じ、補間器110に供給
される。
図に示されている。回路170は、図示の如く接続される
排他的オアゲート172およびアンドゲート174を含んでい
る。第３図の回路に関連する波形は第７図に示される。
44FSCと(8/3)ＦSCのクロック・パルスが排他的オアゲー
ト172の第１と第２の入力にそれぞれ供給される。排他
的オアゲート172の出力はアンドゲート174の入力の第１
の入力に供給される。(8/3)ＦSCのクロック・パルスは
アンドゲート174の第２の入力に供給される。16％のデ
ューティサイクルを有する(8/6)ＦSCのクロック・パル
スは、アンドゲート174の出力に生じ、補間器110に供給
される。
第４図は、(8/6)ＦSCの周波数で発生し、50％のデュー
ティサイクルを有するパルスから成るクロック信号を発
生するための回路190を示す。この回路に関連する波形
は第８図に示される。第４図の回路は、図示の如く接続
されるアンドゲート192、オアゲート194およびトぐル型
フリップフロップ196を含んでいる。(8/3)ＦSCのクロッ
ク・パルスは、アンドゲート192の第１の入力に供給さ
れる。フリップフロップ196の出力は反転回路198によっ
て反転され、アンドゲート192の第２の入力に供給され
る。アンドゲート192の出力はオアゲート194の第１の入
力に供給される。(8/6)ＦSCのクロック・パルスはオア
ゲート194の第２の入力に供給される。オアゲート194の
出力はフリップフロップ196に供給される。50％のデュ
ーティサイクルを有する(8/3)ＦＳ′Ｃのクロック・パ
ルスは、フリップフロップ196の出力に発生し、スイッ
チ122に供給される。
ティサイクルを有するパルスから成るクロック信号を発
生するための回路190を示す。この回路に関連する波形
は第８図に示される。第４図の回路は、図示の如く接続
されるアンドゲート192、オアゲート194およびトぐル型
フリップフロップ196を含んでいる。(8/3)ＦSCのクロッ
ク・パルスは、アンドゲート192の第１の入力に供給さ
れる。フリップフロップ196の出力は反転回路198によっ
て反転され、アンドゲート192の第２の入力に供給され
る。アンドゲート192の出力はオアゲート194の第１の入
力に供給される。(8/6)ＦSCのクロック・パルスはオア
ゲート194の第２の入力に供給される。オアゲート194の
出力はフリップフロップ196に供給される。50％のデュ
ーティサイクルを有する(8/3)ＦＳ′Ｃのクロック・パ
ルスは、フリップフロップ196の出力に発生し、スイッ
チ122に供給される。
本発明を実現するための回路として、特定の回路を図示
したが、特許請求の範囲に記載した本発明の範囲を越え
ない範囲で、ここに開示した回路について多くの変更が
可能であることは明らかである。例えば、第１図の回路
において、３つのラッチより少ないラッチを、４つの入
力より少ない入力を有する補間器と共に使用することも
可能である。
したが、特許請求の範囲に記載した本発明の範囲を越え
ない範囲で、ここに開示した回路について多くの変更が
可能であることは明らかである。例えば、第１図の回路
において、３つのラッチより少ないラッチを、４つの入
力より少ない入力を有する補間器と共に使用することも
可能である。
第１図は、本発明の原理に従って、入力サンプル・スト
リームのサンプル周波数を、元のサンプル周波数から低
いサンプル周波数、すなわち元のサンプル周波数の2/3
に低減させるために使われるディジタル信号処理回路の
機能的ブロック図を示す。 第２図は、4FSCのクロック・パルス・ストリームを のクロック・パルス・ストリームに変換するための回路
であって、第１図のサンプル周波数の低減装置と共に使
用するのに適したものである。 第３図および第４図は、(8/6)ＦSCの周波数で発生する
クロック信号を発生するための回路であって、第１図の
サンプル周波数の低減装置と共に使用するのに適したも
のである。 第５図〜第８図は、それぞれ第１図〜第４図の回路に関
連するパルス波形を示す。 100……ディジタル・サンプルの周波数低減装置、102,1
04,106……ラッチ、110……補間器、122……スイッチ。
リームのサンプル周波数を、元のサンプル周波数から低
いサンプル周波数、すなわち元のサンプル周波数の2/3
に低減させるために使われるディジタル信号処理回路の
機能的ブロック図を示す。 第２図は、4FSCのクロック・パルス・ストリームを のクロック・パルス・ストリームに変換するための回路
であって、第１図のサンプル周波数の低減装置と共に使
用するのに適したものである。 第３図および第４図は、(8/6)ＦSCの周波数で発生する
クロック信号を発生するための回路であって、第１図の
サンプル周波数の低減装置と共に使用するのに適したも
のである。 第５図〜第８図は、それぞれ第１図〜第４図の回路に関
連するパルス波形を示す。 100……ディジタル・サンプルの周波数低減装置、102,1
04,106……ラッチ、110……補間器、122……スイッチ。
Claims (1)
- 【請求項１】ビデオ信号を表わしており且つ一定のサン
プル周波数で生じる入力サンプル・シーケンスを、前記
ビデオ信号を表わしており且つ入力サンプル周波数の2/
3の周波数で生じる出力サンプル・シーケンスに変換す
るディジタル・サンプル周波数の低減装置であり、前記
出力サンプル・シーケンスにおいてサンプルの1/2は補
間サンプルであり、残りの1/2は元の入力サンプルであ
る、前記ディジタル・サンプル周波数の低減装置であっ
て、 前記入力サンプル・シーケンスに同期し、それと同じ周
波数を有する第１のクロック信号の印加に応答して前記
入力サンプル・シーケンスをクロック制御するラッチ手
段であって、縦続接続された複数のラッチから成り、且
つ前記入力サンプル・シーケンスにおける複数の連続す
るサンプルが同時に現れる複数の端子を備えている前記
ラッチ手段と、 前記ラッチ手段の複数の端子に結合され、前記複数の連
続するサンプルに応答し、前記入力サンプル周波数の1/
3の周波数で生じる第２のクロック信号により駆動さ
れ、前記出力サンプル周波数の1/2の周波数で生じる補
間サンプル・シーケンスを発生する補間手段と、 前記入力サンプル周波数の1/3の周波数で生じる第３の
クロック信号により駆動され、前記補間手段の出力と前
記ラッチ手段の端子のうち予め定められる１つの端子に
現れるサンプルとを交互に出力端子に結合させ、該出力
端子に、前記入力サンプル周波数の2/3の周波数で生じ
る前記出力サンプル・シーケンスを発生するスイッチン
グ手段とを含んでおり、前記出力サンプル・シーケンス
においてサンプルの1/2は補間サンプルであり、残りの1
/2は元の入力サンプルである、前記ディジタル・サンプ
ル周波数の低減装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/755,759 US4630294A (en) | 1985-07-17 | 1985-07-17 | Digital sample rate reduction system |
| US755759 | 1985-07-17 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6248888A JPS6248888A (ja) | 1987-03-03 |
| JPH0683439B2 true JPH0683439B2 (ja) | 1994-10-19 |
Family
ID=25040543
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61165714A Expired - Lifetime JPH0683439B2 (ja) | 1985-07-17 | 1986-07-16 | ディジタル・サンプル周波数の低減装置 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4630294A (ja) |
| JP (1) | JPH0683439B2 (ja) |
| KR (1) | KR870001747A (ja) |
| DE (1) | DE3624030C2 (ja) |
| FR (1) | FR2585203B1 (ja) |
| GB (1) | GB2178266B (ja) |
| HK (1) | HK81994A (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4771279A (en) * | 1987-07-10 | 1988-09-13 | Silicon Graphics, Inc. | Dual clock shift register |
| JPH0624399B2 (ja) * | 1988-03-22 | 1994-03-30 | 富士通株式会社 | 受信信号処理方式 |
| US5771039A (en) * | 1994-06-06 | 1998-06-23 | Ditzik; Richard J. | Direct view display device integration techniques |
| US5528181A (en) * | 1994-11-02 | 1996-06-18 | Advanced Micro Devices, Inc. | Hazard-free divider circuit |
| GB9817765D0 (en) * | 1998-08-17 | 1998-10-14 | James Dilip D | Fixed length coding for digital image compression |
| JP2008523489A (ja) | 2004-12-07 | 2008-07-03 | エヌエックスピー ビー ヴィ | 画像サイズを変更する方法および装置 |
Family Cites Families (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3446947A (en) * | 1965-11-30 | 1969-05-27 | Bell Telephone Labor Inc | Pulse train repetition rate divider that divides by a fractional number |
| US3697682A (en) * | 1971-06-11 | 1972-10-10 | Bell Telephone Labor Inc | Video signal processing |
| US3982063A (en) * | 1975-02-03 | 1976-09-21 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Methods and apparatus for reducing the bandwidth of a video signal |
| JPS52122733A (en) * | 1976-04-07 | 1977-10-15 | Toshiba Corp | Pulse line converter |
| US4106053A (en) * | 1977-08-01 | 1978-08-08 | Rca Corporation | Digital sampling rate conversion of color TV signal |
| DE2849797C2 (de) * | 1978-11-16 | 1982-03-11 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Digitale Frequenzteileranordnung |
| US4306249A (en) * | 1978-12-20 | 1981-12-15 | British Broadcasting Corporation | Digital signal processing method and apparatus |
| US4423381A (en) * | 1981-01-16 | 1983-12-27 | Cincinnati Electronics Corporation | Pulse control circuit |
| US4377821A (en) * | 1981-09-24 | 1983-03-22 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Arrangement for providing a flickerless ordered dither image for a video display |
| US4468708A (en) * | 1981-10-30 | 1984-08-28 | Ampex Corporation | Combined data rate reduction system |
| AU1739283A (en) * | 1982-08-04 | 1984-02-09 | Rca Corp. | Decimating and demodulating fir filters for digital video processors |
| US4503454A (en) * | 1982-11-26 | 1985-03-05 | Rca Corporation | Color television receiver with a digital processing system that develops digital driver signals for a picture tube |
-
1985
- 1985-07-17 US US06/755,759 patent/US4630294A/en not_active Expired - Fee Related
-
1986
- 1986-07-15 GB GB8617176A patent/GB2178266B/en not_active Expired
- 1986-07-16 JP JP61165714A patent/JPH0683439B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1986-07-16 KR KR1019860005759A patent/KR870001747A/ko not_active Ceased
- 1986-07-16 FR FR868610358A patent/FR2585203B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 1986-07-16 DE DE3624030A patent/DE3624030C2/de not_active Expired - Fee Related
-
1994
- 1994-08-11 HK HK81994A patent/HK81994A/xx unknown
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB8617176D0 (en) | 1986-08-20 |
| DE3624030A1 (de) | 1987-01-22 |
| KR870001747A (ko) | 1987-03-17 |
| FR2585203B1 (fr) | 1990-03-16 |
| HK81994A (en) | 1994-08-19 |
| FR2585203A1 (fr) | 1987-01-23 |
| JPS6248888A (ja) | 1987-03-03 |
| GB2178266B (en) | 1989-08-02 |
| US4630294A (en) | 1986-12-16 |
| DE3624030C2 (de) | 1994-10-13 |
| GB2178266A (en) | 1987-02-04 |
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