JPH0685750A - コヒーレント光マルチチャネル受信機およびそのチャネル選択方法 - Google Patents
コヒーレント光マルチチャネル受信機およびそのチャネル選択方法Info
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- JPH0685750A JPH0685750A JP3330579A JP33057991A JPH0685750A JP H0685750 A JPH0685750 A JP H0685750A JP 3330579 A JP3330579 A JP 3330579A JP 33057991 A JP33057991 A JP 33057991A JP H0685750 A JPH0685750 A JP H0685750A
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 誤りロックの発生を防止して検出データの誤
差を小とする。 【構成】 アウトオブロック状態の検出手段は、帯域通
過フィルタ３６または３８に接続され受信機がアウトオ
ブロック状態にある時に帯域通過フィルタの特性を変更
して減算器３０が正出力を発生し、この正出力を使用し
て単一正ゼロ交差を有するように周波数検出特性をオフ
セットする。あるいは前記検出手段はＡＦＣループのオ
フセット電圧入力Ｖofs に接続される。受信機がロック
状態に戻るとオフセットは自動的に除去される。
差を小とする。 【構成】 アウトオブロック状態の検出手段は、帯域通
過フィルタ３６または３８に接続され受信機がアウトオ
ブロック状態にある時に帯域通過フィルタの特性を変更
して減算器３０が正出力を発生し、この正出力を使用し
て単一正ゼロ交差を有するように周波数検出特性をオフ
セットする。あるいは前記検出手段はＡＦＣループのオ
フセット電圧入力Ｖofs に接続される。受信機がロック
状態に戻るとオフセットは自動的に除去される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、コヒーレント光マルチ
チャネル（ＣＭＣ）受信機に関するものであり、特にＣ
ＭＣ受信機におけるチャネル選択に関するものである。
チャネル（ＣＭＣ）受信機に関するものであり、特にＣ
ＭＣ受信機におけるチャネル選択に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】ＣＭＣシステムはそれ自体公知であっ
て、このようなシステムは、P.W.Hooi- jmans 、M.T.To
mesen およびP.P.G.Molsによって、”A choherent mult
ibitrate multichannel system for simultaneous tran
smission of 140 Mb/s TV and- 560 Mb/s HDTV signal
s ”、第１６回欧州光通信会議（ＥＣＯＣ）議事録、ア
ムステルダム、1990、リポートＷｅＧ２．２に記載され
ている。多数のトランスミッター光周波数分割マルチプ
レックス（ＦＤＭ）チャネルのいずれか１つのチャネル
を選択するために同調制御レーザを使用する。その原理
は現在放送されているＴＶ信号と本質的に同一である。
ＣＭＣ受信機において、局部発振器として使用されるレ
ーザの波長／周波数精度は、これらのシステムの最も重
要なファクタである。理想的環境において、この精度は
数１００ＭＨｚのオーダである。従って、中間周波数
（ＩＦ）のチャネル選択設定精度、すなわち受信された
信号と局部発振器の光周波数の周波数差は同一オーダと
なる。
て、このようなシステムは、P.W.Hooi- jmans 、M.T.To
mesen およびP.P.G.Molsによって、”A choherent mult
ibitrate multichannel system for simultaneous tran
smission of 140 Mb/s TV and- 560 Mb/s HDTV signal
s ”、第１６回欧州光通信会議（ＥＣＯＣ）議事録、ア
ムステルダム、1990、リポートＷｅＧ２．２に記載され
ている。多数のトランスミッター光周波数分割マルチプ
レックス（ＦＤＭ）チャネルのいずれか１つのチャネル
を選択するために同調制御レーザを使用する。その原理
は現在放送されているＴＶ信号と本質的に同一である。
ＣＭＣ受信機において、局部発振器として使用されるレ
ーザの波長／周波数精度は、これらのシステムの最も重
要なファクタである。理想的環境において、この精度は
数１００ＭＨｚのオーダである。従って、中間周波数
（ＩＦ）のチャネル選択設定精度、すなわち受信された
信号と局部発振器の光周波数の周波数差は同一オーダと
なる。
【０００３】ＣＭＣ受信機におけるチャネル選択に関わ
る第２の重要なファクタは誤りロックである。これを図
１．Ａ，Ｂ、図２および図３について説明する。これら
の図はそれぞれ、公知のＦＳＫデュアルフィルタＣＭＣ
受信機、デュアルフィルタの通過帯域、自動利得制御
（ＡＧＣ）オフの場合の非変調搬送波信号の自動周波数
制御（ＡＦＣ）周波数検出特性、およびＡＧＣオンの場
合の変調ＦＳＫ信号のＡＦＣ周波数検出特性を示す。図
１．Ａに図示のＣＭＣ受信機は、１４０Ｍｂ／ｓのビッ
トレートと１２００ＭＨｚのトーン間の周波数偏差を有
する受信されたＦＳＫ信号を周波数逓降変換するための
光学ミキサ１０を含む。このミキサ１０に対して、分布
形フィードバックレーザ局部発振器１２が接続される。
レーザ局部発振器１２は、その入力１４に加えられる制
御電流によって同調される。この制御電流はＡＦＣ信号
を含み、このＡＦＣ信号は、端子１６に加えられたチャ
ネル選択設定同調電流と受信機のデータ出力２０から誘
導された電流とを加算器１８で加算して形成される。
る第２の重要なファクタは誤りロックである。これを図
１．Ａ，Ｂ、図２および図３について説明する。これら
の図はそれぞれ、公知のＦＳＫデュアルフィルタＣＭＣ
受信機、デュアルフィルタの通過帯域、自動利得制御
（ＡＧＣ）オフの場合の非変調搬送波信号の自動周波数
制御（ＡＦＣ）周波数検出特性、およびＡＧＣオンの場
合の変調ＦＳＫ信号のＡＦＣ周波数検出特性を示す。図
１．Ａに図示のＣＭＣ受信機は、１４０Ｍｂ／ｓのビッ
トレートと１２００ＭＨｚのトーン間の周波数偏差を有
する受信されたＦＳＫ信号を周波数逓降変換するための
光学ミキサ１０を含む。このミキサ１０に対して、分布
形フィードバックレーザ局部発振器１２が接続される。
レーザ局部発振器１２は、その入力１４に加えられる制
御電流によって同調される。この制御電流はＡＦＣ信号
を含み、このＡＦＣ信号は、端子１６に加えられたチャ
ネル選択設定同調電流と受信機のデータ出力２０から誘
導された電流とを加算器１８で加算して形成される。
【０００４】ミキサ１０から誘導されたＩＦ信号が制御
入力２４を有する利得制御増幅器２２に加えられる。利
得安定されたＩＦ信号が２つの周波数検出パス２６、２
８に加えられ、これらの検出パスの出力が減算段階３０
に接続され、この減算段階の出力がデータ出力２０を成
す。ベースバンドピーク検出器３２を出力２０に接続す
ることによりＡＧＣ信号が誘導される。ピーク検出器３
２の出力が制御入力２４に接続される。データ出力信号
２０の中に存在する低周波数および直流成分が積分器３
４に加えられ、この積分器は直流オフセット電圧Ｖofs
の第２入力を有する。このオフセット電圧の目的につい
ては後述する。
入力２４を有する利得制御増幅器２２に加えられる。利
得安定されたＩＦ信号が２つの周波数検出パス２６、２
８に加えられ、これらの検出パスの出力が減算段階３０
に接続され、この減算段階の出力がデータ出力２０を成
す。ベースバンドピーク検出器３２を出力２０に接続す
ることによりＡＧＣ信号が誘導される。ピーク検出器３
２の出力が制御入力２４に接続される。データ出力信号
２０の中に存在する低周波数および直流成分が積分器３
４に加えられ、この積分器は直流オフセット電圧Ｖofs
の第２入力を有する。このオフセット電圧の目的につい
ては後述する。
【０００５】周波数検出パス２６、２８はそれぞれ帯域
通過フィルタ３６、３８と、２乗特性検出器４０、４２
とを含む。フィルタ３６、３８はそれぞれ図１．Ｂに図
示の相異なる周波数に定心した通過帯域ｆ０，ｆ１を有
する。通過帯域の幅は同一である。いずれの時点におい
ても、変調された信号は２つのトーンの一方のみを有す
るので、一方の検出パスのみが生かされ、１つの出力を
減算段階３０に供給する。しかし変調されない場合、両
方の検出パスの出力は実質的にノイズ量に等しく、これ
は減算器３０によって打ち消される。
通過フィルタ３６、３８と、２乗特性検出器４０、４２
とを含む。フィルタ３６、３８はそれぞれ図１．Ｂに図
示の相異なる周波数に定心した通過帯域ｆ０，ｆ１を有
する。通過帯域の幅は同一である。いずれの時点におい
ても、変調された信号は２つのトーンの一方のみを有す
るので、一方の検出パスのみが生かされ、１つの出力を
減算段階３０に供給する。しかし変調されない場合、両
方の検出パスの出力は実質的にノイズ量に等しく、これ
は減算器３０によって打ち消される。
【０００６】受信機がチャネルを選択しなければならな
い時、ＡＦＣループが遮断され、局部発振器同調電流が
所要の値にプリセットされ、この値がメモリ（図示され
ず）の中に記憶される。チャネルセレクタ（図示され
ず）がプリセット値を中心として局部発振器の小さな周
波数掃引を開始する。ＡＧＣ電圧がＩＦ信号の存在を検
出し、その後、周波数制御がＡＦＣによって引き受けら
れる。
い時、ＡＦＣループが遮断され、局部発振器同調電流が
所要の値にプリセットされ、この値がメモリ（図示され
ず）の中に記憶される。チャネルセレクタ（図示され
ず）がプリセット値を中心として局部発振器の小さな周
波数掃引を開始する。ＡＧＣ電圧がＩＦ信号の存在を検
出し、その後、周波数制御がＡＦＣによって引き受けら
れる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】図２に図示の周波数検
出特性は、局部発振器１２が受信された信号の左側にも
右側にも存在できるので、ｆ＝０の軸線を中心とする鏡
像をなす。フィルタ３６、３８が同等の転送特性とノイ
ズ特性を有することが望ましい。図２に図示の周波数検
出特性は、復調、すなわちＩＦ−ベースバンド変換とＡ
ＦＣとの両方に使用される。図３において、安定ＡＦＣ
ロックは、正スロープによる変調のもとに検出器特性の
ゼロ交差においてのみ生じる。しかしＡＦＣループにお
ける小さな負オフセットによって、ｆFL（図２）におい
て第２安定ゼロが得られるが、単一のロックｆIFのみが
得られる。実際上、これらの２つの周波数は数ＧＨｚ離
間する。しかし操作条件において、受信機が所要の周波
数でロックされたか否かを確認することは困難である。
出特性は、局部発振器１２が受信された信号の左側にも
右側にも存在できるので、ｆ＝０の軸線を中心とする鏡
像をなす。フィルタ３６、３８が同等の転送特性とノイ
ズ特性を有することが望ましい。図２に図示の周波数検
出特性は、復調、すなわちＩＦ−ベースバンド変換とＡ
ＦＣとの両方に使用される。図３において、安定ＡＦＣ
ロックは、正スロープによる変調のもとに検出器特性の
ゼロ交差においてのみ生じる。しかしＡＦＣループにお
ける小さな負オフセットによって、ｆFL（図２）におい
て第２安定ゼロが得られるが、単一のロックｆIFのみが
得られる。実際上、これらの２つの周波数は数ＧＨｚ離
間する。しかし操作条件において、受信機が所要の周波
数でロックされたか否かを確認することは困難である。
【０００８】図１．Ａに図示の回路においては、ＩＦの
存在しない場合、ＡＧＣが増幅器２２に最大ＩＦ増幅を
発生させると仮定される。この状態において、両方のＩ
Ｆフィルタ３６、３８の帯域幅は周波数検出器によっ
て、２乗ＩＦ（またはＮ×Ｎ）ノイズとして検出され
る。両方のフィルタ３６、３８が同等の特性を有すれ
ば、両方の検出出力は同等となり、従って減算後にゼロ
出力を与える。その結果、ＡＦＣは入力を有せず、これ
により局部発振器の状態が変化して、受信機が誤りロッ
クに同調される可能性がある。
存在しない場合、ＡＧＣが増幅器２２に最大ＩＦ増幅を
発生させると仮定される。この状態において、両方のＩ
Ｆフィルタ３６、３８の帯域幅は周波数検出器によっ
て、２乗ＩＦ（またはＮ×Ｎ）ノイズとして検出され
る。両方のフィルタ３６、３８が同等の特性を有すれ
ば、両方の検出出力は同等となり、従って減算後にゼロ
出力を与える。その結果、ＡＦＣは入力を有せず、これ
により局部発振器の状態が変化して、受信機が誤りロッ
クに同調される可能性がある。
【０００９】誤りロックを避ける１つの方法は、図３に
図示の型の検出器特性が得られるようにＶofs を増大す
るにある。単一の正スロープゼロ交差が存在するのであ
るから、誤りロックが防止される。しかしＶofs の増大
効果はゼロ交差点をｆIFからｆ′IFにシフトさせる。ゼ
ロ交差点の周波数のこのようなシフトは、検出されるデ
ータの誤差を生じるが故に望ましくない。
図示の型の検出器特性が得られるようにＶofs を増大す
るにある。単一の正スロープゼロ交差が存在するのであ
るから、誤りロックが防止される。しかしＶofs の増大
効果はゼロ交差点をｆIFからｆ′IFにシフトさせる。ゼ
ロ交差点の周波数のこのようなシフトは、検出されるデ
ータの誤差を生じるが故に望ましくない。
【００１０】本発明の目的は、検出データの誤差の可能
性を増大しないように誤りロックのリスクを防止するに
ある。
性を増大しないように誤りロックのリスクを防止するに
ある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、コヒー
レント光マルチチャネル受信機におけるチャネル選択方
法において、受信機がアウトオブロック状態にあれば、
受信機の周波数検出特性が単一ゼロ交差を有するように
所望の方向に自動的にオフセットされ、受信機がロック
状態にあれば、オフセットが自動的に除去されるように
した方法が提供される。
レント光マルチチャネル受信機におけるチャネル選択方
法において、受信機がアウトオブロック状態にあれば、
受信機の周波数検出特性が単一ゼロ交差を有するように
所望の方向に自動的にオフセットされ、受信機がロック
状態にあれば、オフセットが自動的に除去されるように
した方法が提供される。
【００１２】また、本発明によれば、周波数検出回路を
有するコヒーレント光マルチチャネル（ＣＭＣ）受信機
において、受信機のアウトオブロック状態の検出に対応
して、受信機の周波数検出特性が単一ゼロ交差を有する
ようにこの周波数検出特性を所望の方向に自動的にオフ
セットし、前記アウトオブロック状態が存在しなければ
自動的にオフセットを除去する手段を備えるコヒーレン
ト光マルチチャネル受信機が提供される。
有するコヒーレント光マルチチャネル（ＣＭＣ）受信機
において、受信機のアウトオブロック状態の検出に対応
して、受信機の周波数検出特性が単一ゼロ交差を有する
ようにこの周波数検出特性を所望の方向に自動的にオフ
セットし、前記アウトオブロック状態が存在しなければ
自動的にオフセットを除去する手段を備えるコヒーレン
ト光マルチチャネル受信機が提供される。
【００１３】
【作用】本発明の方法によれば、ＣＭＣ受信機がＬＯレ
ーザの最小限必要プリセット精度を有することができ
る。また周波数検出特性をオフセットすることにより、
誤りロックが不可能となる。ロック状態からアウトオブ
ロック状態への切り替えまたはその逆の切り替えが平滑
に生じるので、過渡的な事象の発生が防止される。
ーザの最小限必要プリセット精度を有することができ
る。また周波数検出特性をオフセットすることにより、
誤りロックが不可能となる。ロック状態からアウトオブ
ロック状態への切り替えまたはその逆の切り替えが平滑
に生じるので、過渡的な事象の発生が防止される。
【００１４】本発明によれば、これらの要件は、アウト
オブロック状態における周波数検出特性をインロック状
態における周波数検出特性と相違させることによって満
たすことができる。これは二、三の方法によって実施さ
れる。例えば、周波数検出回路中のいずれかの帯域通過
フィルタの帯域幅を増減することにより、またはいずれ
かの帯域通過フィルタの増幅度を増減することにより、
実施される。これらのいずれかの方法により、アウトオ
ブロック状態において、１つのフィルタの発生するノイ
ズが正制御入力を生じる程度に他のフィルタの発生する
ノイズと相違する。ロック状態において、フィルタはそ
の正規の実質的に同等の帯域幅と利得に戻る。あるい
は、アウトオブロック状態において単一ゼロ交差を有す
る周波数検出特性を生じる値にオフセット電圧Ｖofs を
切り替えることができる。
オブロック状態における周波数検出特性をインロック状
態における周波数検出特性と相違させることによって満
たすことができる。これは二、三の方法によって実施さ
れる。例えば、周波数検出回路中のいずれかの帯域通過
フィルタの帯域幅を増減することにより、またはいずれ
かの帯域通過フィルタの増幅度を増減することにより、
実施される。これらのいずれかの方法により、アウトオ
ブロック状態において、１つのフィルタの発生するノイ
ズが正制御入力を生じる程度に他のフィルタの発生する
ノイズと相違する。ロック状態において、フィルタはそ
の正規の実質的に同等の帯域幅と利得に戻る。あるい
は、アウトオブロック状態において単一ゼロ交差を有す
る周波数検出特性を生じる値にオフセット電圧Ｖofs を
切り替えることができる。
【００１５】また本発明は、ＦＳＫ信号を２つのＩＦ信
号のそれぞれに周波数逓降変換するレーザから成る局部
発振器を含む周波数逓降変換器と、前記の周波数逓降変
換器の出力に接続された第１および第２信号検出パス
と、それぞれの検出パスの出力に接続された入力を有す
る減算手段とを含み、前記の各信号検出パスは帯域通過
フィルタと２乗特性検出器とを含み、前記減算手段の出
力がデータ復調手段と、前記局部発振器の周波数を制御
する自動周波数制御（ＡＦＣ）手段とに接続されるよう
にしたコヒーレント光マルチチャネル受信機において、
前記ＡＦＣ手段は、ＩＦ信号の不存在を検出する手段
と、ＩＦ信号の不存在の検出に対応して一方の信号検出
パス中の帯域通過フィルタの特性を変動する手段とを含
み、このようにして受信機がアウトオブロック状態にあ
る時に前記減算手段によって非ゼロ出力が発生され、こ
の非ゼロ出力を使用してＡＦＣ特性が１つのゼロ交差を
有するようにこのＡＦＣ特性を積極的にオフセットし、
また前記検出手段はＩＦ信号の存在にも応答して前記一
方の帯域通過フィルタの特性による変動を除去するよう
に成されたコヒーレント光マルチチャネル受信機に関す
るものである。
号のそれぞれに周波数逓降変換するレーザから成る局部
発振器を含む周波数逓降変換器と、前記の周波数逓降変
換器の出力に接続された第１および第２信号検出パス
と、それぞれの検出パスの出力に接続された入力を有す
る減算手段とを含み、前記の各信号検出パスは帯域通過
フィルタと２乗特性検出器とを含み、前記減算手段の出
力がデータ復調手段と、前記局部発振器の周波数を制御
する自動周波数制御（ＡＦＣ）手段とに接続されるよう
にしたコヒーレント光マルチチャネル受信機において、
前記ＡＦＣ手段は、ＩＦ信号の不存在を検出する手段
と、ＩＦ信号の不存在の検出に対応して一方の信号検出
パス中の帯域通過フィルタの特性を変動する手段とを含
み、このようにして受信機がアウトオブロック状態にあ
る時に前記減算手段によって非ゼロ出力が発生され、こ
の非ゼロ出力を使用してＡＦＣ特性が１つのゼロ交差を
有するようにこのＡＦＣ特性を積極的にオフセットし、
また前記検出手段はＩＦ信号の存在にも応答して前記一
方の帯域通過フィルタの特性による変動を除去するよう
に成されたコヒーレント光マルチチャネル受信機に関す
るものである。
【００１６】
【実施例】以下、本発明を図１乃至図９に図示の実施例
について詳細に説明する。
について詳細に説明する。
【００１７】本発明によるＣＭＣ受信機は図１．Ａに図
示の構造と実質的に同等であるが、受信機がアウトオブ
ロック状態にある時に周波数検出特性を自動的にオフセ
ットするために種々の変更が加えられている。アウトオ
ブロックの検出に際して帯域通過フィルタ３６、３８の
いずれかの特性がオフセット電圧を生じるように変更さ
れた実施例について説明する。説明の簡単化のため、受
信機構造全体の説明を繰り返さない。
示の構造と実質的に同等であるが、受信機がアウトオブ
ロック状態にある時に周波数検出特性を自動的にオフセ
ットするために種々の変更が加えられている。アウトオ
ブロックの検出に際して帯域通過フィルタ３６、３８の
いずれかの特性がオフセット電圧を生じるように変更さ
れた実施例について説明する。説明の簡単化のため、受
信機構造全体の説明を繰り返さない。
【００１８】図４．Ａ，Ｂはフィルタ３６の帯域幅が狭
く成された実施例を示す。フィルタ３６は本質的にＲＣ
フィルタであって、ＩＦ信号の入力と、１ｐＦの値を有
する直列コンデンサ４６に接続された出力とを有する増
幅器４４を含む。前記のコンデンサ４６と他の増幅器５
０の入力との間に可変容量デバイス４８が接続される。
コンデンサ４６と可変容量デバイス４８との接合点に対
して抵抗５２の一端が接続され、直流制御電圧Ｖswが抵
抗５２の他端に加えられて、可変容量デバイス４８によ
るキャパシタンスの値を例えば０ＶのＶSWに対応する２
０ｐＦから、２０ＶのＶswに対応する１ｐＦまで変動さ
せる。アースと、可変容量４８および増幅器５０の接合
点との間に、他の抵抗５４が接続される。
く成された実施例を示す。フィルタ３６は本質的にＲＣ
フィルタであって、ＩＦ信号の入力と、１ｐＦの値を有
する直列コンデンサ４６に接続された出力とを有する増
幅器４４を含む。前記のコンデンサ４６と他の増幅器５
０の入力との間に可変容量デバイス４８が接続される。
コンデンサ４６と可変容量デバイス４８との接合点に対
して抵抗５２の一端が接続され、直流制御電圧Ｖswが抵
抗５２の他端に加えられて、可変容量デバイス４８によ
るキャパシタンスの値を例えば０ＶのＶSWに対応する２
０ｐＦから、２０ＶのＶswに対応する１ｐＦまで変動さ
せる。アースと、可変容量４８および増幅器５０の接合
点との間に、他の抵抗５４が接続される。
【００１９】制御電圧Ｖswは、シュミットトリガ回路
（図示されず）を使用してＡＧＣ電圧から誘導される。
シュミットトリガの閾値は、正規状態において達成され
ない値に設定されなければならない。従ってＡＧＣ電圧
が閾値を超えると、制御電圧Ｖswが急速に増大する。
（図示されず）を使用してＡＧＣ電圧から誘導される。
シュミットトリガの閾値は、正規状態において達成され
ない値に設定されなければならない。従ってＡＧＣ電圧
が閾値を超えると、制御電圧Ｖswが急速に増大する。
【００２０】Ｖswを０Ｖと２０Ｖとの間において変動さ
せることによって、約１ｐＦと０．５ｐＦの間の変動が
得られ、図４．Ｂに図示のように、ｆ０周波数帯域の低
周波数部分がＶswを２０Ｖに切り替えることによって失
われる。
せることによって、約１ｐＦと０．５ｐＦの間の変動が
得られ、図４．Ｂに図示のように、ｆ０周波数帯域の低
周波数部分がＶswを２０Ｖに切り替えることによって失
われる。
【００２１】図５．Ａは図３と類似のＡＦＣ特性を示
す。図５．ＢはＡＧＣ電圧閾値ＶTHを破線で示す。図
５．ＣはＡＦＣ制御の方向を示す。すなわち、周波数が
−ｆIF以下であれば、ＡＦＣが受信機を隣接チャネル上
にロックさせる。しかし周波数が−ｆIFより大であるが
隣接の高周波数チャネルの−ｆIF以下であれば、受信機
はｆIF上にロックするであろう。従って誤りロックが防
止される。
す。図５．ＢはＡＧＣ電圧閾値ＶTHを破線で示す。図
５．ＣはＡＦＣ制御の方向を示す。すなわち、周波数が
−ｆIF以下であれば、ＡＦＣが受信機を隣接チャネル上
にロックさせる。しかし周波数が−ｆIFより大であるが
隣接の高周波数チャネルの−ｆIF以下であれば、受信機
はｆIF上にロックするであろう。従って誤りロックが防
止される。
【００２２】図６．Ａ，Ｂは図４．Ａ，Ｂの構造の変形
である。図６．Ｂにおいて、フィルタ３８の帯域幅ｆ１
がアウトオブロック状態に拡張される。図６．Ａに図示
のように、帯域通過フィルタ３８は入力増幅器４４を含
み、この増幅器４４の出力は直列コンデンサ４６によっ
て出力増幅器５０に接続される。コンデンサ４６と出力
増幅器５０の間の信号パスに対して、分路Ｒ−Ｃ回路が
接続されている。この分路回路は、可変容量デバイス５
８に直列接続された固定値コンデンサ５６と、抵抗５２
とを含む。この抵抗５２は、直流制御電圧Ｖswの入力
と、コンデンサ５６と可変容量デバイス５８との接合と
の間に接続されている。抵抗５４が、コンデンサ５６お
よび可変容量デバイス５８と並列に接続されている。イ
ンロック状態では可変容量デバイスのキャパシタンスは
高いが、アウトオブロック状態ではそのキャパシタンス
は低い。帯域幅の収縮（図４．Ｂ）よりも帯域幅の拡張
（図６．Ｂ）が有利であるのは、ロック帯域幅が大とな
ることにある。
である。図６．Ｂにおいて、フィルタ３８の帯域幅ｆ１
がアウトオブロック状態に拡張される。図６．Ａに図示
のように、帯域通過フィルタ３８は入力増幅器４４を含
み、この増幅器４４の出力は直列コンデンサ４６によっ
て出力増幅器５０に接続される。コンデンサ４６と出力
増幅器５０の間の信号パスに対して、分路Ｒ−Ｃ回路が
接続されている。この分路回路は、可変容量デバイス５
８に直列接続された固定値コンデンサ５６と、抵抗５２
とを含む。この抵抗５２は、直流制御電圧Ｖswの入力
と、コンデンサ５６と可変容量デバイス５８との接合と
の間に接続されている。抵抗５４が、コンデンサ５６お
よび可変容量デバイス５８と並列に接続されている。イ
ンロック状態では可変容量デバイスのキャパシタンスは
高いが、アウトオブロック状態ではそのキャパシタンス
は低い。帯域幅の収縮（図４．Ｂ）よりも帯域幅の拡張
（図６．Ｂ）が有利であるのは、ロック帯域幅が大とな
ることにある。
【００２３】図７は本発明の他の実施例を示し、この場
合、帯域通過フィルタ３６、３８のいずれかの増幅度を
変更するためにＡＧＣが使用される。この実施例におい
ては図８に図示のように、帯域通過フィルタ３８の利得
が変更されて、アウトオブロックにおいてこの利得が増
大されている。ＡＧＣが両方の帯域通過フィルタ３６、
３８に加えられるので、ＩＦ増幅器１２２は図１のよう
に利得制御されない。
合、帯域通過フィルタ３６、３８のいずれかの増幅度を
変更するためにＡＧＣが使用される。この実施例におい
ては図８に図示のように、帯域通過フィルタ３８の利得
が変更されて、アウトオブロックにおいてこの利得が増
大されている。ＡＧＣが両方の帯域通過フィルタ３６、
３８に加えられるので、ＩＦ増幅器１２２は図１のよう
に利得制御されない。
【００２４】アウトオブロック状態において帯域通過フ
ィルタ３６の利得が帯域通過フィルタ３８の利得に追従
することを防止するため、電圧リミッタ、例えばツェナ
ーダイオード７０が使用されて利得制御電圧と帯域通過
フィルタ３６の増幅を制限し、このようにして減算段階
３０に対する不均一入力を生じる。
ィルタ３６の利得が帯域通過フィルタ３８の利得に追従
することを防止するため、電圧リミッタ、例えばツェナ
ーダイオード７０が使用されて利得制御電圧と帯域通過
フィルタ３６の増幅を制限し、このようにして減算段階
３０に対する不均一入力を生じる。
【００２５】図９は、アウトオブロック状態において切
り替え制御電圧Ｖswを誘導する他の方法を示す。この方
法は、Ｖswを誘導する際に、ＡＧＣ電圧とＡＦＣ電圧の
両方、すなわちＶAGC とＶAFC とを使用する。アウトオ
ブロック状態を検出するため、比較器７２を使用してＡ
ＧＣ電圧、ＶAGC を閾値電圧ＶTH（図５．Ｂ参照）と比
較し、ＶAGC がＶTHより大である時に高出力が発生され
る。他の比較器７４においては、ＡＦＣ電圧ＶAFC がゼ
ロ電圧、０Ｖと比較され、ＶAGC が０Ｖより大であれ
ば、その出力が高い。前記の比較器７２、７４に接続さ
れた入力を有するＡＮＤゲート７６が備えられる。両方
の入力が高い場合、発生された出力が可変容量デバイス
４８（図４．Ａまたは図６．Ａ）に、またはその他の適
当手段に加えられて、一方の帯域通過フィルタ３６、３
８の帯域幅または利得を変動させる。本発明の図示され
ていない実施例において、帯域通過フィルタ３６、３８
の帯域幅および利得は一定に留まり、ＡＧＣ電圧が閾値
を超えた時またはＡＮＤゲートによって出力が発生され
た時に（図９）、Ｖofs （図１．Ａ）を変動させること
によって周波数検出特性のオフセットが達成される。
り替え制御電圧Ｖswを誘導する他の方法を示す。この方
法は、Ｖswを誘導する際に、ＡＧＣ電圧とＡＦＣ電圧の
両方、すなわちＶAGC とＶAFC とを使用する。アウトオ
ブロック状態を検出するため、比較器７２を使用してＡ
ＧＣ電圧、ＶAGC を閾値電圧ＶTH（図５．Ｂ参照）と比
較し、ＶAGC がＶTHより大である時に高出力が発生され
る。他の比較器７４においては、ＡＦＣ電圧ＶAFC がゼ
ロ電圧、０Ｖと比較され、ＶAGC が０Ｖより大であれ
ば、その出力が高い。前記の比較器７２、７４に接続さ
れた入力を有するＡＮＤゲート７６が備えられる。両方
の入力が高い場合、発生された出力が可変容量デバイス
４８（図４．Ａまたは図６．Ａ）に、またはその他の適
当手段に加えられて、一方の帯域通過フィルタ３６、３
８の帯域幅または利得を変動させる。本発明の図示され
ていない実施例において、帯域通過フィルタ３６、３８
の帯域幅および利得は一定に留まり、ＡＧＣ電圧が閾値
を超えた時またはＡＮＤゲートによって出力が発生され
た時に（図９）、Ｖofs （図１．Ａ）を変動させること
によって周波数検出特性のオフセットが達成される。
【００２６】
【発明の効果】本発明による方法は図１．Ａ，Ｂに記載
の構造と比較して二、三の大きな利点を有する。第１
に、本発明の方法はインロック状態およびアウトオブロ
ック状態において明瞭に異なる挙動を示す。周波数検出
特性は単一のゼロ交差を有するので、誤りロックは不可
能である。ロック周波数は正確に所要のＩＦ周波数にあ
る。アウトオブロックからインロックへの切り替えは平
滑である。ＩＦ信号がＩＦ帯域幅の中に入るやいなや、
ＡＧＣ電圧が降下し、ＩＦ特性が正規状態に切り替えら
れるからである。ＩＦ出力が増大するので、（アウトオ
ブロック制御に使用されていた）Ｎ×Ｎノイズの影響が
無視可能となる。最後に、ＩＦ増幅と帯域幅収縮の最大
限度を調整することにより、アウトオブロック制御が所
要程度の感度で実施される。
の構造と比較して二、三の大きな利点を有する。第１
に、本発明の方法はインロック状態およびアウトオブロ
ック状態において明瞭に異なる挙動を示す。周波数検出
特性は単一のゼロ交差を有するので、誤りロックは不可
能である。ロック周波数は正確に所要のＩＦ周波数にあ
る。アウトオブロックからインロックへの切り替えは平
滑である。ＩＦ信号がＩＦ帯域幅の中に入るやいなや、
ＡＧＣ電圧が降下し、ＩＦ特性が正規状態に切り替えら
れるからである。ＩＦ出力が増大するので、（アウトオ
ブロック制御に使用されていた）Ｎ×Ｎノイズの影響が
無視可能となる。最後に、ＩＦ増幅と帯域幅収縮の最大
限度を調整することにより、アウトオブロック制御が所
要程度の感度で実施される。
【００２７】受信機の所要のプリセット精度が最小限と
なる。ＩＦのプリセット値を２チャネルの中間に配置す
ることにより、正のアウトオブロック制御電圧の故に左
側チャネルへの引込みが可能となる。数字的例を挙げれ
ば、ＣＭＣシステムは１０ＧＨｚのチャネル分離を有
し、周波数検出ゼロは約１．２ＧＨｚにある。プリセッ
ト値が＋３．８ＧＨｚとすれば、ＬＯは正制御電圧によ
って１．２ＧＨｚでゼロまで引っ張られる。プリセット
値が右側に５ＧＨｚ以上である場合にのみ（＋８．８Ｇ
Ｈｚは−１．２ＧＨｚの負ゼロ交差に等しい）、ＬＯが
右側チャネルまで引っ張られる。５ＧＨｚの負のプリセ
ット不正確度に対してのみ、ＩＦが所要チャネルの負ゼ
ロ交差以下に落ち、ＬＯは左側に１チャネル遠くまで引
っ張られる。このようにしてプリセットウインド全体が
チャネル間隔（１０ＧＨｚ）に等しく、所要のプリセッ
ト精度が最小限５ＧＨｚとなる。本発明による受信機に
おいては、他のチャネルへのロックは、チャネル識別ま
たはＬＯレーザ電流を観察することによって容易にモニ
タされる。
なる。ＩＦのプリセット値を２チャネルの中間に配置す
ることにより、正のアウトオブロック制御電圧の故に左
側チャネルへの引込みが可能となる。数字的例を挙げれ
ば、ＣＭＣシステムは１０ＧＨｚのチャネル分離を有
し、周波数検出ゼロは約１．２ＧＨｚにある。プリセッ
ト値が＋３．８ＧＨｚとすれば、ＬＯは正制御電圧によ
って１．２ＧＨｚでゼロまで引っ張られる。プリセット
値が右側に５ＧＨｚ以上である場合にのみ（＋８．８Ｇ
Ｈｚは−１．２ＧＨｚの負ゼロ交差に等しい）、ＬＯが
右側チャネルまで引っ張られる。５ＧＨｚの負のプリセ
ット不正確度に対してのみ、ＩＦが所要チャネルの負ゼ
ロ交差以下に落ち、ＬＯは左側に１チャネル遠くまで引
っ張られる。このようにしてプリセットウインド全体が
チャネル間隔（１０ＧＨｚ）に等しく、所要のプリセッ
ト精度が最小限５ＧＨｚとなる。本発明による受信機に
おいては、他のチャネルへのロックは、チャネル識別ま
たはＬＯレーザ電流を観察することによって容易にモニ
タされる。
【００２８】本発明のＣＭＣ受信機およびその素子は前
記の説明のみに限定されるものでなく、その主旨の範囲
内において任意に変更実施できる。
記の説明のみに限定されるものでなく、その主旨の範囲
内において任意に変更実施できる。
【図１】公知の型のＣＭＣ受信機のブロックダイヤグラ
ム、および、このＣＭＣ受信機に使用される２つの帯域
通過フィルタの特性を示すグラフ。
ム、および、このＣＭＣ受信機に使用される２つの帯域
通過フィルタの特性を示すグラフ。
【図２】ＡＧＣオフの場合の非変調キャリヤのＡＦＣ周
波数検出特性を示すグラフ。
波数検出特性を示すグラフ。
【図３】ＡＧＣオンの場合の変調ＦＳＫ信号のＡＦＣ周
波数検出特性のグラフ。
波数検出特性のグラフ。
【図４】帯域通過フィルタの帯域幅収縮を実施するため
の実施例のブロックダイヤグラム、および、２帯域通過
フィルタの正規帯域幅を実線で示し、一方のフィルタの
収縮帯域幅を破線で示すグラフ。
の実施例のブロックダイヤグラム、および、２帯域通過
フィルタの正規帯域幅を実線で示し、一方のフィルタの
収縮帯域幅を破線で示すグラフ。
【図５】オフセットＡＦＣ周波数検出特性、ＡＧＣ周波
数検出特性、および、ＡＦＣ制御の方向を示すグラフ。
数検出特性、および、ＡＦＣ制御の方向を示すグラフ。
【図６】帯域通過フィルタの帯域幅拡張を実施する実施
例のブロックダイヤグラム、および、２帯域通過フィル
タの正規帯域幅を実線で示し、一方のフィルタの拡張さ
れた帯域幅を破線で示すグラフ。
例のブロックダイヤグラム、および、２帯域通過フィル
タの正規帯域幅を実線で示し、一方のフィルタの拡張さ
れた帯域幅を破線で示すグラフ。
【図７】帯域通過フィルタに対してＩＦ増幅制御を加え
るＣＭＣ受信機の一部のブロックダイヤグラム。
るＣＭＣ受信機の一部のブロックダイヤグラム。
【図８】一方のフィルタが非対称振幅制御を受けた場合
の帯域通過フィルタ特性のグラフ。
の帯域通過フィルタ特性のグラフ。
【図９】ＡＦＣ電圧とＡＧＣ電圧を使用して一方のフィ
ルタの特性を変更するための制御信号を誘導する方法を
示す回路図。
ルタの特性を変更するための制御信号を誘導する方法を
示す回路図。
１０ 光学ミキサ １２ 局部発振器 １８ 加算器 ３４ 積分器 ２０ データ出力 ２２ 利得制御増幅器 ２６、２８ 周波数検出パス ３０ 減算段階 ３２ ベースバンドピーク検出器 ３６、３８ 帯域通過フィルタ ４０、４２ ２乗特性検出器 ４８、５８ 可変容量デバイス ７０ 電圧リミッタ ７２、７４ 比較器 ７６ ＡＮＤゲート
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.5 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｌ 27/14 Ｚ 9297−5Ｋ (72)発明者 マルクス、テオドルス、トメセン オランダ国アインドーフェン、フルーネヴ ァウツウェッハ、１ (72)発明者 ペトルス、パウルス、ゲラルドゥス、モル ス オランダ国アインドーフェン、フルーネヴ ァウツウェッハ、１
Claims (11)
- 【請求項１】受信機がアウトオブロック状態にあれば、
受信機の周波数検出特性が単一ゼロ交差を有するように
所望の方向に自動的にオフセットされ、受信機がロック
状態にあれば、オフセットが自動的に除去されるように
したことを特徴とするコヒーレント光マルチチャネル受
信機におけるチャネル選択法。 - 【請求項２】受信機のアウトオブロック状態の検出に対
応して、受信機の周波数検出特性が単一ゼロ交差を有す
るようにこの周波数検出特性を所望の方向に自動的にオ
フセットし、前記アウトオブロック状態が存在しなけれ
ば自動的にオフセットを除去する手段を備えたことを特
徴とする周波数検出回路を有するコヒーレント光マルチ
チャネル（ＣＭＣ）受信機。 - 【請求項３】前記手段は、アウトオブロック状態の検出
に対応して受信機の周波数検出特性をオフセットするた
めのオフセット電圧を発生することを特徴とする請求項
２に記載のＣＭＣ受信機。 - 【請求項４】周波数検出回路はデュアルパス回路であっ
て、前記手段はアウトオブロック状態に対応して一方の
前記パスのノイズ応答が相違するようにその特性を変動
させ、また受信機の周波数検出特性をオフセットするた
め前記ノイズ応答の相違に応答する手段が配備されてい
ることを特徴とする請求項２に記載のＣＭＣ受信機。 - 【請求項５】各周波数検出パスは帯域通過フィルタと２
乗特性検出器を含み、インロックにおいて帯域通過フィ
ルタは実質的に同一の利得と通過帯域幅とを有するが相
異なる周波数に定心され、また少なくとも一方の帯域通
過フィルタが、アウトオブロック状態の発生に感応して
それぞれの２乗特性検出器によって発生されるノイズ信
号の振幅が相違するように帯域通過フィルタの特性を変
更する手段を含むことを特徴とする請求項４に記載のＣ
ＭＣ受信機。 - 【請求項６】少なくとも一方の帯域通過フィルタが周波
数変更素子を含み、この素子はアウトオブロック状態の
検出に応答してそのフィルタの通過帯域幅を他方の帯域
通過フィルタの通過帯域幅に対して変動させることを特
徴とする請求項５に記載のＣＭＣ受信機。 - 【請求項７】少なくとも一方の帯域通過フィルタが利得
変動素子を含み、この素子がアウトオブロック状態の検
出に対応してそのフィルタの利得を他方の帯域通過フィ
ルタの利得に対して変動させることを特徴とする請求項
５に記載のＣＭＣ受信機。 - 【請求項８】減算手段が前記の２乗特性検出器の出力に
接続され、また自動利得制御（ＡＧＣ）信号誘導手段が
前記の減算手段に接続され、また各帯域通過フィルタは
ＡＧＣ信号に対応する利得変動手段を含み、また電圧振
幅制限手段が一方の帯域通過フィルタへのＡＧＣ信号パ
スの中に接続されていることを特徴とする請求項５に記
載のＣＭＣ受信機。 - 【請求項９】減算手段は２乗特性検出器の出力に接続さ
れ、自動利得制御（ＡＧＣ）信号誘導手段と自動周波数
制御（ＡＦＣ）信号誘導手段が前記減算手段の出力に接
続され、アウトオブロック検出手段は第１および第２比
較器とこれらの比較器の出力に接続された一致論理回路
とを含み、第１比較器においてＡＧＣ信号が閾値と比較
されてこの第１比較器が閾値を超えるＡＧＣ信号に対応
して信号を発生し、また第２比較器においてＡＦＣ信号
が基準値と比較されて基準値を超えるＡＦＣ信号に対応
して出力を発生し、前記一致手段が第１および第２比較
器によって発生された前記出力に対応してアウトオブロ
ック信号を発生することを特徴とする請求項５に記載の
ＣＭＣ受信機。 - 【請求項１０】ＦＳＫ信号を２つのＩＦ信号のそれぞれ
に周波数逓降変換するレーザから成る局部発振器を含む
周波数逓降変換器と、前記の周波数逓降変換器の出力に
接続された第１および第２信号検出パスと、それぞれの
検出パスの出力に接続された入力を有する減算手段とを
含み、前記の各信号検出パスは帯域通過フィルタと２乗
特性検出器とを含み、前記減算手段の出力がデータ復調
手段と、前記局部発振器の周波数を制御する自動周波数
制御（ＡＦＣ）手段とに接続されるようにしたコヒーレ
ント光マルチチャネル受信機において、前記ＡＦＣ手段
は、ＩＦ信号の不存在を検出する手段と、ＩＦ信号の不
存在の検出に対応して一方の信号検出パス中の帯域通過
フィルタの特性を変動する手段とを含み、このようにし
て受信機がアウトオブロック状態にある時に前記減算手
段によって非ゼロ出力が発生され、この非ゼロ出力を使
用してＡＦＣ特性が１つのゼロ交差を有するようにこの
ＡＦＣ特性を確動的にオフセットし、また前記検出手段
はＩＦ信号の存在にも応答して前記一方の帯域通過フィ
ルタの特性について成された変動を除去することを特徴
とするコヒーレント光マルチチャネル受信機。 - 【請求項１１】請求項２乃至１０のいずれかに記載の周
波数検出器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB9027276.6 | 1990-12-17 | ||
| GB909027276A GB9027276D0 (en) | 1990-12-17 | 1990-12-17 | Coherent optical multichannel receiver |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0685750A true JPH0685750A (ja) | 1994-03-25 |
Family
ID=10687095
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3330579A Pending JPH0685750A (ja) | 1990-12-17 | 1991-12-13 | コヒーレント光マルチチャネル受信機およびそのチャネル選択方法 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5515197A (ja) |
| EP (1) | EP0491421B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0685750A (ja) |
| DE (1) | DE69126411D1 (ja) |
| GB (1) | GB9027276D0 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011234152A (ja) * | 2010-04-28 | 2011-11-17 | Icom Inc | 周波数制御回路及び周波数制御方法、受信機及び受信方法 |
Families Citing this family (19)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1996007251A2 (en) * | 1994-09-01 | 1996-03-07 | Philips Electronics N.V. | Coherent optical communication system |
| CN1130886C (zh) * | 1996-03-02 | 2003-12-10 | 皇家菲利浦电子有限公司 | 产生控制信号的电路装置 |
| US6259529B1 (en) * | 2000-02-17 | 2001-07-10 | Agilent Technologies, Inc. | Wavelength-selective polarization-diverse optical heterodyne receiver |
| US6256103B1 (en) * | 2000-02-17 | 2001-07-03 | Agilent Technologies, Inc. | System and method for optical heterodyne detection of an optical signal |
| US6535289B1 (en) * | 2000-06-02 | 2003-03-18 | Agilent Technologies, Inc. | System and method for optical heterodyne detection of an optical signal |
| US7027743B1 (en) | 2000-10-05 | 2006-04-11 | Agilent Technologies, Inc. | System and method for optical heterodyne detection of an optical signal including optical pre-selection that is adjusted to accurately track a local oscillator signal |
| JP3937822B2 (ja) * | 2001-11-28 | 2007-06-27 | 日本電気株式会社 | 周波数検出回路及びそれを用いた光受信装置 |
| RU2234808C1 (ru) * | 2003-02-13 | 2004-08-20 | Андреев Андрей Михайлович | Акустооптический приемник |
| RU2291575C1 (ru) * | 2005-05-26 | 2007-01-10 | Вячеслав Адамович Заренков | Акустооптический приемник |
| US7747177B2 (en) * | 2005-08-15 | 2010-06-29 | Alcatel-Lucent Usa Inc. | Coherent phase-shift-keying |
| US7711273B2 (en) * | 2006-03-03 | 2010-05-04 | Alcatel-Lucent Usa Inc. | Optical quadrature-amplitude modulation receiver |
| RU2314644C1 (ru) * | 2006-07-05 | 2008-01-10 | Виктор Иванович Дикарев | Акустооптический приемник |
| US7688918B2 (en) * | 2006-07-07 | 2010-03-30 | Alcatel-Lucent Usa Inc. | Recursive phase estimation for a phase-shift-keying receiver |
| RU2325761C1 (ru) * | 2006-11-20 | 2008-05-27 | Вячеслав Адамович Заренков | Акустооптический приемник |
| US20080279268A1 (en) * | 2007-05-10 | 2008-11-13 | Agilent Technologies, Inc. | Method for measuring noise, apparatus for measuring noise, and program for measuring noise |
| JP5365141B2 (ja) * | 2008-10-31 | 2013-12-11 | 富士通株式会社 | 局発光の波長を制御する光受信機及び局発光制御方法 |
| RU2439811C1 (ru) * | 2010-10-07 | 2012-01-10 | Открытое акционерное общество "Авангард" | Акустооптический приемник |
| RU2452092C1 (ru) * | 2011-02-28 | 2012-05-27 | Открытое акционерное общество "Авангард" | Акустооптический приемник |
| JP6079276B2 (ja) * | 2013-02-01 | 2017-02-15 | 富士通株式会社 | 信号検出回路および光伝送装置 |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3937942A (en) * | 1974-07-01 | 1976-02-10 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Multi-channel optical correlation system |
| US4460250A (en) * | 1981-06-17 | 1984-07-17 | Hazeltine Corporation | Acousto-optical channelized processor |
| US4556866A (en) * | 1983-03-16 | 1985-12-03 | Honeywell Inc. | Power line carrier FSK data system |
| JPS6052135A (ja) * | 1983-09-01 | 1985-03-25 | Nec Corp | 光ヘテロダイン・ホモダイン検波方法 |
| US4634230A (en) * | 1984-02-03 | 1987-01-06 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Multi dimensional instantaneous optical signal processor |
| JPS6210937A (ja) * | 1985-07-08 | 1987-01-19 | Nec Corp | 光ヘテロダイン・ホモダイン受信装置 |
| JPS6218133A (ja) * | 1985-07-17 | 1987-01-27 | Nec Corp | 光周波数変調光通信方法 |
| JPS6249338A (ja) * | 1985-08-28 | 1987-03-04 | Nec Corp | 光ヘテロダイン・ホモダイン検波受信装置 |
| US4802149A (en) * | 1986-12-18 | 1989-01-31 | Harris Corp. | Acousto-optic two-dimensional coherent optical modulator |
| JPS6447437A (en) * | 1987-08-13 | 1989-02-21 | Furukawa Electric Co Ltd | Feeder of raw material |
| GB2213014A (en) * | 1987-11-30 | 1989-08-02 | Plessey Telecomm | Control circuit for the local oscillator of an optical homodyne or heterodyne receiver of a phase shift keying system |
-
1990
- 1990-12-17 GB GB909027276A patent/GB9027276D0/en active Pending
-
1991
- 1991-12-10 EP EP91203220A patent/EP0491421B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1991-12-10 DE DE69126411T patent/DE69126411D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1991-12-13 JP JP3330579A patent/JPH0685750A/ja active Pending
-
1994
- 1994-11-08 US US08/335,921 patent/US5515197A/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011234152A (ja) * | 2010-04-28 | 2011-11-17 | Icom Inc | 周波数制御回路及び周波数制御方法、受信機及び受信方法 |
Also Published As
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| DE69126411D1 (de) | 1997-07-10 |
| EP0491421A2 (en) | 1992-06-24 |
| EP0491421B1 (en) | 1997-06-04 |
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