JPH0687666B2 - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPH0687666B2 JPH0687666B2 JP63121287A JP12128788A JPH0687666B2 JP H0687666 B2 JPH0687666 B2 JP H0687666B2 JP 63121287 A JP63121287 A JP 63121287A JP 12128788 A JP12128788 A JP 12128788A JP H0687666 B2 JPH0687666 B2 JP H0687666B2
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 7
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Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E10/00—Energy generation through renewable energy sources
- Y02E10/50—Photovoltaic [PV] energy
- Y02E10/56—Power conversion systems, e.g. maximum power point trackers
Landscapes
- Rectifiers (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （イ）産業上の利用分野 この発明は、例えば空調装置等で使用される交流電動機
を駆動させるインバータを備えた電力変換装置に関し、
特にインバータに直流電力を供給する太陽電池を具備し
た電力変換装置に関する。
を駆動させるインバータを備えた電力変換装置に関し、
特にインバータに直流電力を供給する太陽電池を具備し
た電力変換装置に関する。
（ロ）従来の技術 従来のこの種の電力変換装置においては、特開昭61-631
84号公報に開示されているように、太陽電池の発電電力
が負荷の消費電力に満たない場合に商用電源の交流出力
を整流してインバータに供給し、太陽電池の発電電力が
負荷の消費電力を越える場合にはその余剰分を商用電源
に回生するようにしている。第２図は従来の電力変換装
置の基本回路図であり、PSは単相商用電源、Ｌはリアク
トル、RCは整流手段と回生手段とを兼用する制御整流回
路であり、ダイオードD1,D2及びコンデンサC1,C2からな
る倍電圧整流回路のダイオードD1,D2に並列にそれぞれ
トランジスタTR1,TR2を接続して構成される。Ｂは太陽
電池、D3は逆流防止用ダイオード、IVはインバータ、Ｍ
はインバータの交流側負荷である。そして、太陽電池Ｂ
の発電電力が負荷の消費電力に満たない場合、即ち力行
運転の場合には、制御整流回路RCは昇圧型チョッパー回
路として動作し、商用電源PSの出力電圧を ｅ＝Esinωｔ とする時、 2nπ＜ωｔ＜（2n＋１）πの場合には、 v1＞ｅ＞０ ……（１） （2n＋１）π＜ωｔ＜２（ｎ＋１）πの場合に、 ０＞ｅ＞v2 ……（２） （但しｎ＝0,1,2,……） となる。ここで、v1及びv2はそれぞれコンデンサC1,C2
の端子電圧である。つまり、回路RCが式（１），（２）
を満足させるように昇圧型チョッパー回路として十分に
作動するとき、商用電源PSの出力電流波形ｉは第３図の
（ａ）のように正弦波となり、それに対応する電圧e,v
1,v2の各波形は第３図（ｂ）のようになる。なお、Δｖ
＝v1−v2の波形を示している。
84号公報に開示されているように、太陽電池の発電電力
が負荷の消費電力に満たない場合に商用電源の交流出力
を整流してインバータに供給し、太陽電池の発電電力が
負荷の消費電力を越える場合にはその余剰分を商用電源
に回生するようにしている。第２図は従来の電力変換装
置の基本回路図であり、PSは単相商用電源、Ｌはリアク
トル、RCは整流手段と回生手段とを兼用する制御整流回
路であり、ダイオードD1,D2及びコンデンサC1,C2からな
る倍電圧整流回路のダイオードD1,D2に並列にそれぞれ
トランジスタTR1,TR2を接続して構成される。Ｂは太陽
電池、D3は逆流防止用ダイオード、IVはインバータ、Ｍ
はインバータの交流側負荷である。そして、太陽電池Ｂ
の発電電力が負荷の消費電力に満たない場合、即ち力行
運転の場合には、制御整流回路RCは昇圧型チョッパー回
路として動作し、商用電源PSの出力電圧を ｅ＝Esinωｔ とする時、 2nπ＜ωｔ＜（2n＋１）πの場合には、 v1＞ｅ＞０ ……（１） （2n＋１）π＜ωｔ＜２（ｎ＋１）πの場合に、 ０＞ｅ＞v2 ……（２） （但しｎ＝0,1,2,……） となる。ここで、v1及びv2はそれぞれコンデンサC1,C2
の端子電圧である。つまり、回路RCが式（１），（２）
を満足させるように昇圧型チョッパー回路として十分に
作動するとき、商用電源PSの出力電流波形ｉは第３図の
（ａ）のように正弦波となり、それに対応する電圧e,v
1,v2の各波形は第３図（ｂ）のようになる。なお、Δｖ
＝v1−v2の波形を示している。
また、太陽電池Ｂの発電電力が負荷電力を上回る時、つ
まり回生運転時には、その余剰電力は商用電源PSに回生
されるが、この時、制御整流回路RCは降圧型チョッパー
回路として作動し、太陽電池の電圧をｖ、内部抵抗を
Ｒ、出力電流をＩとすると 2nπ＜ωｔ＜（2n＋１）πの場合には ｖ−IR＞v1−ｅ ……（３） （2n＋１）π＜ωｔ＜２（ｎ＋１）πの場合には ｖ−IR＞v2−ｅ ……（４） となり、商用電源PSへ回生される電流ｉの波形は第７図
の（ａ）と同様に正弦波となる。
まり回生運転時には、その余剰電力は商用電源PSに回生
されるが、この時、制御整流回路RCは降圧型チョッパー
回路として作動し、太陽電池の電圧をｖ、内部抵抗を
Ｒ、出力電流をＩとすると 2nπ＜ωｔ＜（2n＋１）πの場合には ｖ−IR＞v1−ｅ ……（３） （2n＋１）π＜ωｔ＜２（ｎ＋１）πの場合には ｖ−IR＞v2−ｅ ……（４） となり、商用電源PSへ回生される電流ｉの波形は第７図
の（ａ）と同様に正弦波となる。
（ハ）発明が解決しようとする課題 しかしながら、このような電力変換装置においては、ト
ランジスタTR1,TR2の特性上のバラツキや制御整流回路
の直流オフセット電圧或いはコンデンサC1,C2の容量差
等によってコンデンサC1,C2の充放電電流の差が累積さ
れ、電圧v1とv2とに電圧偏差が生じる。力行運転時に電
圧v1とv2との差が生じると、第４図の（ａ）及び第４図
の（ｂ）に示すように式（１）及び（２）を満足しない
期間、つまり制御整流回路RCが昇圧型チョッパー回路と
して作動せずダイオード３またはダイオード４が導通す
る期間Ｔを生じ、電流ｉの波形が正弦波ではなく、ひず
み波となる。また、この現象は回生運転時においても同
様に制御整流回路RCが式（３）及び（４）を常に満足さ
せる降圧チョッパー回路として作動しない場合に生じ
る。そして、そのひずみは電流波形の正或いは負の半波
成分に生じるため、偶数高調波成分が発生し、それによ
って商用電源系統の変圧器の偏励磁等の原因となる。
ランジスタTR1,TR2の特性上のバラツキや制御整流回路
の直流オフセット電圧或いはコンデンサC1,C2の容量差
等によってコンデンサC1,C2の充放電電流の差が累積さ
れ、電圧v1とv2とに電圧偏差が生じる。力行運転時に電
圧v1とv2との差が生じると、第４図の（ａ）及び第４図
の（ｂ）に示すように式（１）及び（２）を満足しない
期間、つまり制御整流回路RCが昇圧型チョッパー回路と
して作動せずダイオード３またはダイオード４が導通す
る期間Ｔを生じ、電流ｉの波形が正弦波ではなく、ひず
み波となる。また、この現象は回生運転時においても同
様に制御整流回路RCが式（３）及び（４）を常に満足さ
せる降圧チョッパー回路として作動しない場合に生じ
る。そして、そのひずみは電流波形の正或いは負の半波
成分に生じるため、偶数高調波成分が発生し、それによ
って商用電源系統の変圧器の偏励磁等の原因となる。
この発明はこのような事情を考慮してなさたれもので、
第２図における電圧v1とv2との差が常に０になるように
制御整流回路RCを制御するようにした電力変換装置を提
供するものである。
第２図における電圧v1とv2との差が常に０になるように
制御整流回路RCを制御するようにした電力変換装置を提
供するものである。
（ニ）課題を解決するための手段 この発明は、単相交流電源をリアクタを介して２つの整
流素子と２つのコンデンサからなる倍電圧整流回路に接
続し、その倍電圧整流回路の直流出力に太陽電池とイン
バータを並列接続すると共に、２つの整流素子の各々に
スイッチング素子を並列接続してなる電力変換装置にお
いて、倍電圧整流回路の直流出力の中点電位を検出する
手段と、２つのコンデンサの接続点と前記中点との電位
差を検出する手段と、前記電位差が０となるようにスイ
ッチング素子を制御する制御手段とを備えたことを特徴
とする電力変換装置である。
流素子と２つのコンデンサからなる倍電圧整流回路に接
続し、その倍電圧整流回路の直流出力に太陽電池とイン
バータを並列接続すると共に、２つの整流素子の各々に
スイッチング素子を並列接続してなる電力変換装置にお
いて、倍電圧整流回路の直流出力の中点電位を検出する
手段と、２つのコンデンサの接続点と前記中点との電位
差を検出する手段と、前記電位差が０となるようにスイ
ッチング素子を制御する制御手段とを備えたことを特徴
とする電力変換装置である。
（ホ）作 用 ２つのコンデンサの接続点と中点との電位差が検出さ
れ、それらの間に電位差が生じた場合には、それらの各
電位が等しくなるように制御手段がスイッチング素子を
制御する。従って、２つのコンデンサの端子電圧は互い
に等しく維持されるので、単相交流電源から供給される
電流或いは単相交流電源に回生される電流は、共にひず
みのない正弦波となる。
れ、それらの間に電位差が生じた場合には、それらの各
電位が等しくなるように制御手段がスイッチング素子を
制御する。従って、２つのコンデンサの端子電圧は互い
に等しく維持されるので、単相交流電源から供給される
電流或いは単相交流電源に回生される電流は、共にひず
みのない正弦波となる。
（ヘ）実施例 以下、図面に示す実施例に基づいて、この発明を詳述す
る。これによって、この発明が限定されるものではな
い。
る。これによって、この発明が限定されるものではな
い。
第１図はこの発明の一実施例を示す電気回路図であり、
１は単相商用電源、２はリアクトル、3,4はダイオー
ド、5,6はコンデンサ、７はダイオード3,4及びコンデン
サ5,6によって構成される倍電圧整流回路であり、ダイ
オード3,4にはそれぞれ並列にトランジスタ8,9が接続さ
れ、それによって制御整流回路7aが構成される。制御整
流回路7aの出力端には、逆流電流を防止するダイオード
10を介して太陽電池11が並列接続されると共に、電圧変
動を検出する直電流圧検出器12が接続され、更にノイズ
フィルタ14を介してインバータ13が接続される。そし
て、インバータ13の出力には空調装置のコンプレッサ用
モータが接続されている。16はインバータ制御回路、17
はトランジスタ8,9のON/OFFを制御する制御手段、19は
一方の入力端に直流電圧検出器12からの検出信号が入力
され他方の入力端には直流基準電圧18が入力される誤差
増幅器、20は単相商用電源１の交流電圧を適当な信号レ
ベルに降圧する電圧変成器、21は電圧変成器20の出力と
誤差増幅器19の出力とを乗算する掛算器、22は単相商用
電源１の電流を適当な信号レベルに変換して出力する電
流変成器、57は信号ａと掛算器21の出力信号ｂとを加算
する加算器、23は加算器57の出力と電流変成器22の出力
とを比較するヒステリシスコンパレータ、24はヒステリ
シスコンパレータ23の出力を所定時間遅延させるパルス
整形回路、25,26はパルス整形回路24からの信号によっ
てトランジスタ8,9を相互にON/OFFさせるアイソレーシ
ョンアンプである。
１は単相商用電源、２はリアクトル、3,4はダイオー
ド、5,6はコンデンサ、７はダイオード3,4及びコンデン
サ5,6によって構成される倍電圧整流回路であり、ダイ
オード3,4にはそれぞれ並列にトランジスタ8,9が接続さ
れ、それによって制御整流回路7aが構成される。制御整
流回路7aの出力端には、逆流電流を防止するダイオード
10を介して太陽電池11が並列接続されると共に、電圧変
動を検出する直電流圧検出器12が接続され、更にノイズ
フィルタ14を介してインバータ13が接続される。そし
て、インバータ13の出力には空調装置のコンプレッサ用
モータが接続されている。16はインバータ制御回路、17
はトランジスタ8,9のON/OFFを制御する制御手段、19は
一方の入力端に直流電圧検出器12からの検出信号が入力
され他方の入力端には直流基準電圧18が入力される誤差
増幅器、20は単相商用電源１の交流電圧を適当な信号レ
ベルに降圧する電圧変成器、21は電圧変成器20の出力と
誤差増幅器19の出力とを乗算する掛算器、22は単相商用
電源１の電流を適当な信号レベルに変換して出力する電
流変成器、57は信号ａと掛算器21の出力信号ｂとを加算
する加算器、23は加算器57の出力と電流変成器22の出力
とを比較するヒステリシスコンパレータ、24はヒステリ
シスコンパレータ23の出力を所定時間遅延させるパルス
整形回路、25,26はパルス整形回路24からの信号によっ
てトランジスタ8,9を相互にON/OFFさせるアイソレーシ
ョンアンプである。
このような構成において、加算器57に入力信号ａを出力
する制御回路Ａ以外の動作については従来例（特開昭61
-63184号公報参照）と同等であるので、以下制御回路Ａ
の構成と動作について説明する。50と51は互いに抵抗値
が同一の抵抗であり、両者の接続点はＭからホトカプラ
52.53の各ホトダイオードを介してコンデンサ5,6の接続
点Ｎに接続される。ホトカプラ52,53のホトトランジス
タは互いに直列接続され抵抗54と55を介して直流電源に
接続されている。ここで、コンデンサ5,6の各端子電圧
をv1,v2とし、v1＞v2の場合には制御整流回路7aのプラ
ス端子Ｐから抵抗51、ホトカプラ53のホトダイオード、
コンデンサ６そして制御整流回路7aのマイナス端子Ｑへ
と電流が流れ、その電流値に比例してホトカプラ52,53
の各トランジスタの接続点Ｒの電位が低下する。この接
続点Ｒの電位を低周波（20〜30Hz程度）のローパスフィ
ルタ56を介して信号ａとして加算器57に入力される。掛
算器21の出力信号ｂは制御整流回路7aの電流比例信号と
なる。つまり、この信号ｂとローパスフィルタ56の出力
ａとが加算され、v1＝v2になるように電流指令信号が制
御されるフィードバックループが構成される。また、v1
＜v2の場合には、接続点Ｎからホトカプラ52のホトダイ
オード、抵抗50、端子９に電流が流れ、その電流値に比
例して接続点Ｒの電位がプラス側に上昇する。これによ
ってv1＝v2になるように電流指令信号が制御される。
する制御回路Ａ以外の動作については従来例（特開昭61
-63184号公報参照）と同等であるので、以下制御回路Ａ
の構成と動作について説明する。50と51は互いに抵抗値
が同一の抵抗であり、両者の接続点はＭからホトカプラ
52.53の各ホトダイオードを介してコンデンサ5,6の接続
点Ｎに接続される。ホトカプラ52,53のホトトランジス
タは互いに直列接続され抵抗54と55を介して直流電源に
接続されている。ここで、コンデンサ5,6の各端子電圧
をv1,v2とし、v1＞v2の場合には制御整流回路7aのプラ
ス端子Ｐから抵抗51、ホトカプラ53のホトダイオード、
コンデンサ６そして制御整流回路7aのマイナス端子Ｑへ
と電流が流れ、その電流値に比例してホトカプラ52,53
の各トランジスタの接続点Ｒの電位が低下する。この接
続点Ｒの電位を低周波（20〜30Hz程度）のローパスフィ
ルタ56を介して信号ａとして加算器57に入力される。掛
算器21の出力信号ｂは制御整流回路7aの電流比例信号と
なる。つまり、この信号ｂとローパスフィルタ56の出力
ａとが加算され、v1＝v2になるように電流指令信号が制
御されるフィードバックループが構成される。また、v1
＜v2の場合には、接続点Ｎからホトカプラ52のホトダイ
オード、抵抗50、端子９に電流が流れ、その電流値に比
例して接続点Ｒの電位がプラス側に上昇する。これによ
ってv1＝v2になるように電流指令信号が制御される。
（ト）発明の効果 この発明によれば、倍電圧整流回路の２つのコンデンサ
の各端子電圧の偏差によって生ずる商用電源の電流波形
のひずみが防止され、単相交流電源に悪影響を及ぼす偶
数高調波の発生が低減される。更に各コンデンサの充放
電電流の偏りによるストレスの増大が防止され、コンデ
ンサの長寿命化が図られる。
の各端子電圧の偏差によって生ずる商用電源の電流波形
のひずみが防止され、単相交流電源に悪影響を及ぼす偶
数高調波の発生が低減される。更に各コンデンサの充放
電電流の偏りによるストレスの増大が防止され、コンデ
ンサの長寿命化が図られる。
第１図はこの発明の一実施例を示す電気回路図、第２図
は電力変換装置の基本構成を示す電気回路図、第３図及
び第４図は第２図の電気回路における各部の波形を示す
波形図である。 50,51……抵抗、 52,53……ホトカプラ、 54,55……抵抗、 56……ローパスフィルタ、 57……加算器。
は電力変換装置の基本構成を示す電気回路図、第３図及
び第４図は第２図の電気回路における各部の波形を示す
波形図である。 50,51……抵抗、 52,53……ホトカプラ、 54,55……抵抗、 56……ローパスフィルタ、 57……加算器。
Claims (1)
- 【請求項１】単相交流電源をリアクタを介して２つの整
流素子と２つのコンデンサからなる倍電圧整流回路に接
続し、その倍電圧整流回路の直流出力に太陽電池とイン
バータを並列接続すると共に、２つの整流素子の各々に
スイッチング素子を並列接続してなる電力変換装置にお
いて、 倍電圧整流回路の直流出力の中点電位を検出する手段
と、２つのコンデンサの接続点と前記中点との電位差を
検出する手段と、前記電位差が０となるようにスイッチ
ング素子を制御する制御手段とを備えたことを特徴とす
る電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63121287A JPH0687666B2 (ja) | 1988-05-18 | 1988-05-18 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63121287A JPH0687666B2 (ja) | 1988-05-18 | 1988-05-18 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01291669A JPH01291669A (ja) | 1989-11-24 |
| JPH0687666B2 true JPH0687666B2 (ja) | 1994-11-02 |
Family
ID=14807524
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63121287A Expired - Lifetime JPH0687666B2 (ja) | 1988-05-18 | 1988-05-18 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0687666B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0479773A (ja) * | 1990-07-20 | 1992-03-13 | Fujitsu General Ltd | 空気調和機 |
-
1988
- 1988-05-18 JP JP63121287A patent/JPH0687666B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01291669A (ja) | 1989-11-24 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081102 Year of fee payment: 14 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081102 Year of fee payment: 14 |