JPH068826B2

JPH068826B2 - プローブ回路

Info

Publication number: JPH068826B2
Application number: JP19747985A
Authority: JP
Inventors: ケネス・ラツシユ
Original assignee: Hewlett Packard Co
Current assignee: HP Inc
Priority date: 1984-09-07
Filing date: 1985-09-06
Publication date: 1994-02-02
Anticipated expiration: 2009-02-02
Also published as: JPS6182172A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明はオシロスコープ等に使用されるプローブの電気
的回路に関し、高周波信号をそれに妨害を与えることな
く検出し、且つ周波数特性の優れたプローブ回路に関す
る。

〔従来技術とその問題点〕

プローブ回路の特性の是非は、被検出信号に忠実に応答
することのできる周波数範囲、検出の精度、検出（接
触）される回路の動作に悪影響を与えないで信号を検出
できる能力等に依存する。もしプローブ回路とそれに接
続される素子（例えばオシロスコープ）との結合入力抵
抗が、接触される回路の抵抗と同じ程度であるならば、
検出された信号にエラーが発生し、また被検出信号の動
作に変化を与れ、悪影響を及ぼす。またプローブ先端の
容量が大きいと、高周波数において被検出回路に対する
負荷の問題を発生する。これらの問題を除去するには、
プローブ先端が接触される回路のインピーダンスに比べ
て非常に高い入力インピーダンスと小さな容量をもつプ
ローブ回路を設計することが必要である。インピーダン
スを高くすることにより、プローブ回路を流れる電流は
非常に小さくなり、被検出回路の動作に悪影響を及ぼさ
なくなる。

プローブ回路の周波数応答は、被検出回路のソース抵抗
に並列に入るプローブの容量に依存する。容量リアクタ
ンスは周波数の関数として変化し、プローブ回路のイン
ピーダンスは周波数と共に変化する。従来のプローブ回
路において、プローブ回路のイピーダンスは高周波数に
おいて低下するので、このことが実効帯域幅を制限して
いた。プローブ先端の容量を小さくすることが、プロー
ブの使用帯域幅を増加させる一つの解決策先であつた。
しかしながら、プローブ先端の容量はプローブのケーブ
ル長に比例し、容量を小さくすることができなかつた。
プローブ先端の実効帯域幅を広くするための従来の他の
方法は、プローブ先端に能動素子を使用し、これにより
容量を補償することであつた。しかしながら、この方法
はプローブ先端のサイズを大きくしまた損傷し易くな
る。

従来の利用可能な通常のプローブ回路には、直流におけ
る抵抗性負荷の軽い、高入力インピーダンスを有する高
抵抗プローブ回路であつた。しかしながら、入力容量が
大きいために、周波数の増大と共に入力インピーダンス
が急激に低下する。そして容量を小さくするためにこれ
らプローブ先端と共に高インピーダンスケーブルが使用
されている。しかしながら、このケーブルは高周波数に
おいて損失が大きく、そして帯域幅を制限する。これら
プローブはまたそれに後続接続される回路が高インピー
ダンスを持つことを必要とする。

従来の他のプローブ回路は受動抵抗分圧型プローブであ
る。これは小さな入力容量をもち帯域幅はかなり広い。
しかしながら、入力インピーダンスが低いため、抵抗性
負荷となる問題があり、被検出回路を飽和させ、また非
直線動作を起させ、また動作を停止させてしまうという
欠点があつた。

従来の他のプローブ回路はプローブ先端に能動素子であ
るＦＥＴを使用したものである。この回路は低入力イン
ピーダンスに基づく負荷の問題を解決せんとするもので
ある。このプローブは、前述した抵抗分圧型プローブよ
りも高い入力インピーダンスを有し、また高入力インピ
ーダンスプローブよりも小さな容量を有する。しかしな
がら、ＦＥＴによつて帯域幅が制限され、また型が大き
くなり、損傷し易い。

他の技術分野において、ポール（pole：極）。

ゼロ（zero：零点）補償と呼ばれる技術が知られてい
る。この技術は例えば米国特許第4,260,951号に述べら
れているように、心泊数を測定するシステム中で用いら
れる。このシステムにおいて、ポール・ゼロ補償は、長
い微分時定数を相殺して、二次帰還ループによつて生ず
る望ましくない型の心臓圧力波を除去するために使用さ
れている。これにより圧力波形は純粋なものとなり、高
精度の心泊数測定が可能となる。

〔発明の目的〕

本発明は上述した欠点を除去するためになされたもの
で、特にオシロスコープと共に、使用するためのプロー
プ回路を提供することである。本発明は周波数特性を改
良するためにポール・ゼロ補償技術を使用する。またプ
ローブ・ケーブルの長さに無関係にプローブ・ケーブル
に対する利得を一定にするために、同軸線路をその特性
インピーダンスで能動的に終端する技術を使用する。

〔発明の概要〕

本発明によるプローブ回路は４個のブロック部分より成
り、被検出回路の信号をそれに悪影響を与えることなし
に検出し、その信号をオシロスコープ等の後続回路に伝
達する。この４個のブロックは、プローブ先端回路、ケ
ーブル接続回路、補償回路そして複写（出力）増幅回路
である。

プローブ先端回路は被検出回路中の信号を検出するため
に使用され、抵抗器（抵抗値Rt）とコンデンサ（容量C
t）との並列回路を含む。この並列回路は、プローブ先
端回路の周波数応答における零点を与え、利得は直流か
ら予定周波数において一定となり、その後は約２０dB／
デケードの割合で増大する。

ケーブル接続回路は、プローブ先端回路のインピーダン
スに比べて小さな特性インピーダンスをもつ同軸線路を
含む。この同軸線路の一端は、プローブ先端回路の出力
に接続される。そしてベース接地型トランジスタＱ₁の
エミッタと該線路との間に直列に抵抗器（抵抗値Re）を
接続することによつて、その他方の端部でその特性イン
ピーダンスで終端される。抵抗値Reは、これと直列に入
るトランジスタＱ₁のエミッタ・ベース間抵抗r_eとの和
抵抗値（Re＋r_e）が同軸線路の特性インピーダンスに等
しくなるように選択される。これによつて、同軸線路の
利得は周波数に対して一定となる。トランジスタＱ₁の
ベース電流i_bは無視できるほど小さいので、Ｑ₁のエミ
ッタに入る電流i_eはコレクタ電流i_cにほぼ等しい。よつ
て、電流は変化せず、一定となる。

補償回路は抵抗器（抵抗値Ra）とコンデンサ（容量Ca）
との並列接続を含み、その一端はトランジスタＱ₁のコ
レクタに、他端は共通線路にそれぞれ接続される。この
並列回路は、その周波数応答においてポール（極）を与
える。利得は直流から予定周波数までは一定であり、そ
の後約20dB／デケードの割合で低下する。RaとCaは、補
償回路におけるポールとプルーブ先端回路におけるゼロ
とが同一周波数が生ずるように選択される。このポール
とゼロは互に効果的に相殺し合い、全プローブ回路の利
得は周波数に対して一定となる。

複写（出力）増幅回路は、トランジスタＱ₂を含み、そ
のコレクタは共通線路に、ペースはトランジスタＱ₁の
コレクタに、エミッタは後続回路にそれぞれ接続され
る。このエミツタフオロワ型回路は、電流モード信号を
電圧モード信号に変換し、検出された信号を忠実に複写
し、分析用後続回路に与える。共通線路は被検出回路、
プローブ回路そしてその後の分析用後続回路に共通であ
る。同軸線路の外皮は共通線路に接続される。

〔発明の実施例〕

第１図は本発明によるプローブ回路のブロック図であ
り、本回路は４個のブロックより構成される。なお第１
図で示した番号は、以下の図面において同一部分には同
一に使用される。ブロック10は被検出回路（素子）の信
号を検出するプローブ先端回路である。ブロック２０は
ケーブル接続回路であり、その一方の端部はプローブ先
端回路10に、他方の端部は補償回路３０および複写（出
力）増幅回路４０にそれぞれ接続されるケーブル回路２
０はプローブ先端回路１０によつて発生された信号を伝
送する。補償回路３０は、プローブ先端回路１０の伝達
関数を補償するために、周波数特性を変化させる。複写
増幅回路４０は検出された信号をプローブ回路に接続さ
れる回路に与える。

第２図はプローブ先端回路１０の詳細ブロック図であ
る。先端回路１０は抵抗器１２（抵抗値Rt）とコンデン
サ１４（容量値Ct）との並列接続を含む。この並列回路
は、先端回路１０への接続線路１１と、ケーブル接続回
路２０への接続線路１３との間に直列接続される。共通
基準電位に接続された線路100は、被検出回路からプロ
ーブ先端回路１０を介してブロック２０に達している。

第３図はケーブル接続回路２０の詳細ブロツク図であ
る。この回路２０は抵抗器２４（抵抗値Re）に接続され
た同軸線路２２を含む。同軸線路２２の外皮は共通線路
100に接続され、共通線路100はブロック１０からブロッ
ク２０に入り、そしてブロック３０，４０に続いてい
る。抵抗器２４はベース接地型バイボーラ・ジヤンクシ
ヨン・トランジスタＱ₁（２６）のエミッタに接続され
る。Ｑ₁のベースは共通線路100に、コレクタはブロツク
２０の出力線路２１に接続される。

第４図は補償回路３０の詳細ブロツク図である。この回
路は抵抗器３２（抵抗値Ra）とコンデンサ３４（容量C
a）との並列回路を含み、並列回路の一端は線路２１
に、他端は共通線路100に接続される。

第５図は複写（出力）増幅回路４０の詳細ブロック図で
あり、コレクタ接地型のバイポーラ・ジヤンクシヨン・
トランジスタＱ₂（４２）を含む。Ｑ₂のベースは線路21
に、コレクタは共通線路100に、エミッタはブロック４
０の出力線路４１にそれぞれ接続される。線路４１，10
0はブロック40を離れた後、後続の回路に接続される。

プローブ先端における低容量、高インピーダンスは、被
検出回路に負荷とならず、また該回路の該動作を防ぐた
めに非常に重要である。該インピーダンスの容量成分が
周波数に対し変化しても、抵抗成分は全周波数に対し一
定である。容量分は被測定信号の周波数が増加するにつ
れて、インピーダンスを低下させる。したがつて、高い
インピーダンスを維持し、信号を変化させないために、
容量分を小さくすることが必要である。容量分を小さく
すると、立上り時間測定や位相シフト測定に関するプロ
ーブの性能も改善できる。そして容量を小さくすること
は帯域幅を増加するための主たる要因である。

第１１図は第１図から第５図に示したプローブ回路の動
作説明図である。図において、第３図に示した同軸線路
２２は、その特性インピーダンスで終端された電気的等
価分で置換されている。残りの部分は第１〜５図に示し
た各回路要素と一致している。

プローブ先端に印加される電圧V₁(s)は、プローブ先端
回路に入る電流i₁(s)を発生する。プローブの先端で見
たプローブの入力インピーダンスは次式で表わされる。

ここでω＝2πfで、r_eはＱ₁のエミツタ抵抗である。

Ｑ₁のエミツタ抵抗r_eは非常に小さい。抵抗Reは、抵抗
（Re＋r_e）が同軸線路２２の特性インビーダンスで等し
いように選ばれる。特性インピーダンスに終端された伝
送線路（同軸線路２２）は、全周波数においてその特性
インピーダンスに等しい等価インピーダンスを有する。
高周波信号の伝送における損失を小さくするため、低い
特性インピーダスを持つ同軸ケーブルが選ばれる。した
がって、抵抗（Re＋r_e）は、ブローブ先端回路１０のイ
ンピーダンスに比べて非常に小さく、無視できる。よっ
て、入力インピーダンスは次式で表わされる。

Z₁(s)が、プローブ先端が接触される回路のインピーダ
ンスよりも十分に大きく、V₁(s)に影響しないとする
と、トランジスタＱ₁においてキルヒホツクの法則を適用す
る。

i₁(s)＝i₂(s)＋i₃(s) Ｑ₁のベース電流i₂(s)はコレクタ電流i₃(s)に比べて無
視できるほど小さい。したがって、 i₁(s)i₃(s) Ｑ₁とＱ₂の接続点においてキルヒホツフの法則を適用す
る。

i₃(s)＝i₄(s)＋i₅(s) Ｑ₂のベースにおける入力抵抗は非常に大きく、i₅(s)は
i₄(s)に比べて非常に小さい。したがって、i₅(s)を無視
できる。

i₁(s)i₃(s)そしてi₁(s)＝i₄(s) Ｑ₁とＱ₂の接続点における電圧は、よつで、ベース・エミツタ間電圧降下は非常に小さいので、ベー
スからエミッタへのＱ₂電圧利得はほぼ１である。よつ
て、 V₃(s)V₂(s) そしてよつて、よつてプローブ回路の電圧利得は、もしRaCaがRtCtに等しいならば、電圧利得はよつて電圧利得は周波数に無関係に一定となる。なお、
CaはＱ₁，Ｑ₂の寄生容量を含み、またRaの値はこれらト
ランジスタのわずかな損失を補償するようにわずかに変
化されうる。

第６図は第１図に示した各ブロックの周波数応答および
本発明によるブロープ回路の周波数応答を示した特性線
図である。プローブ先端回路１０は電圧入力、電流出力
を有し、電流出力を電圧入力で割算した伝達関数は、上記伝達関数の分子は伝送の零点を与え、sRtCt＝１で
与えられる3dB周波数を有する。そしてプローブ先端回
路１０の応答は、第６(a)図はボード線図によるこの応答を示している。
直流から（sRtCt＝１）まで、利得は一定（１／Rt）で
ある。（sRtCt＝１）から無限大までは、利得は20dB／
デケードの一定割合で増加する。定数Ａ₁は直流におい
て（１／Rt）に等しい。

ケーブル接続回路２０は、その特性イピーダンスに終端
された同軸線路である。これは、高周波数において低い
損失をもつように低い特性インピーダンスを有する。伝
達関係は次式で表わされる。

i₃(s)i₁(s)であるので、よつて利得は定数Ａ₂（１に等しい）であり、第６(b)図
に示されている。

補償回路３０は、入力がi₄(s)であり、出力がV₂(s)であ
る。伝達関数は次式で表わされる。

この伝達関数の分母は伝達の極を与え、sRaCa＝１で与
えられる3dB周波数を有する。

第６(c)図に直線で近似されて示されるように、直流か
ら、aRaCa＝１まで、利得Ａ₃は一定（Ra）であり、aRaC
a＝１から無限大において20dB／デケードの一定の割合
で低下する。

複写（出力）増幅回路４０の入力V₂(s)であり、出力はV
₃(s)である。伝達関数は次式で与えられる。

V₃(s)V₂(s)であるので、V₃(s)／V₂(s)＝１よつて、利
得は一定Ａ₄（１である）であり、第６(d)図に示され
る。

抵抗値および容量値は、RtCt＝RaCa（ゆえに、１＋sRtC
t＝１＋RaCa）となるように選択される。よつて極（ポ
ール）と零点（ゼロ）とが互に補償（相殺）される。直
流からsRaCa＝１までの全体の利得Ａ₅は次式で表わされ
る。

Ａ₅＝Ａ₁Ａ₂Ａ₃Ａ₄ Ａ₅＝（１／Rt）・１・Ra・１＝Ra／Rt そしてsRaCa＝１から無限大までの利得Ａ₅はＡ₅＝Ａ₁Ａ₂Ａ₃Ａ₄ Ａ₅＝（sCt）・(1)・（１／sCt）・(1)＝（sCt）／（sC
a）＝Ct／Ca RaCa＝RtCtであるので、Ct／Ca＝Ra／Rtとなり、プロー
ブ回路の利得は周波数に対して一定となる。

本発明によるプローブは、小さく且つ丈夫で、低容量、
高入力インピーダンスをもつブローブ先端を有する。そ
して高周波数においても低損失をもつ限り、どんな長さ
のケーブルも使用できる。さらに従来の同様なプローブ
より広い周波数帯域にわたって使用できる。

第７図〜第９図は第３図〜第５図に示した回路のより詳
細回路図である。第８図および第９図は、第７図に示し
た厚膜超小型回路U₁の詳細回路図である。プローブ先端
回路（例えば厚膜技術を用いて作られた抵抗器とコンデ
ンサとの並列回路）からの信号は、同軸線路を介して第
７図の点Ａに入力される。この信号は超小型回路U₁のビ
ン１８に入り、そしてビン９から出て、点Ｂにおいてオ
シロスコープに接続される。

第８図において、入力信号はピン１８に入る。抵抗器８
２が主に、第３図で抵抗器２４とし、第１１図でReとし
た抵抗器として動作する。第３図のトランジスタＱ
₁（２６），第11図のトランジスタＱ₁は、第８図の２個
の縦続接続されたトランジスタ８４，８６に対応する。
第８図から第９図につながつている線８１は第３図、第
１１図の線２１に対応し、電流i₃(s)が流れる線であ
る。第11図の抵抗Ra、第４図の抵抗器32は、原理的に、
第９図の抵抗器92と第７図の抵抗器７２に対応する。第
１１図のCa、第４図のコンデンサ34は、主として第９図
に示したトランジスタ９６のベースにおけるハイブリツ
ドの線路に基づく寄生容量である。また第９図のコンデ
ンサ９４、第７図のコンデンサ７４もCaに寄与する。第
１１図のトランジスタＱ₂、第５図のトランジスタ４２
は第９図の２個の縦続接続されたトランジスタ９６，９
８に対応する。トランジスタ９８のエミツタ出力は第９
図、第７図の超小型回路のピン９に接続され、そして第
７図の点Ｂ（オシロスコープへの出力）に接続される。

次の近似的な値により所望の結果を得ることができた。

Rt＝10kΩ，Ct＝0.5PF，Ra＝1kΩ，Ca＝5BF これらの値、およびマイクロウエーブトランジスタと厚
膜技術に関連する回路特性を使用することによつて、約
２ＰＦの全先端容量（約0.5PFを越える容量は、プロー
ブ先端を支持するために必要な物理的構造によつて生ず
る）、１０：１の減衰比、約1.5GHzの帯域幅を有するプ
ローブを作ることができた。

一つの問題点としてノイズがある。Rtの値が10kΩの代
わりに1kΩに増加させると、低周波数で有効な信号は10
0の係数で減少し、さらに100倍の利得がプローブに対し
て必要となる。増幅器の基本的入力ノイズは100の係数
によつて減らさせることはできないので、出力のＳ／Ｎ
比はかなり悪くなる。

第１０図は本発明の他の実施例によるプローブ回路のブ
ロツク図である。この回路は第１図のブロツク２０，３
０，４０と置換できる。同軸線路110は第３図の同軸線
路２２と同一でもい。抵抗器102（抵抗値Re）は演算増
幅器108の反転入力端子と同軸線路110の間に直列接続さ
れる。非反転入力端子は共通線路100に接続される。演
算増幅器108の反転入力端子と出力端子との間には、抵
抗器104（抵抗値Ra）とコンデンサ（容量値Ca）との並
列接続が接続される。増幅器108の出力端子はオシロス
コープの入力に接続される。

本実施例において、帰還回路の使用のために、また入力
抵抗がオープン・ループ利得に依存するために、回路の
帯域幅が制限され、制御がむずかしい。前述した実施例
よりもノイズの影響は少なくなる。本回路の帯域幅は演
算増幅器の利得帯域幅積に依存する。

抵抗器104とコンデンサ106との並列帰還ループは、プロ
ーブ先端回路の伝送ゼロ（零点）を補償するためのポー
ル（極）を提供する。同軸線路110はその特性インピー
ダンスで終端され、負荷はほぼRaとなる。本回路の利得
は、RaCa＝RtCtのときRa／Rtとなる。

なお、バイバーラ・トランジスタの使用したけれども、
ＦＥＴを使用してもよい。しかしこの場合には帯域幅に
制限が生ずる。また、上述した各実施例は理想状態を示
したものであり、各回路を実際に作るために必要な物
質、素子に固有な特性を考慮して設計すべきである。

〔発明の効果〕

本発明によるプローブ先端は低容量をもち、高周波数に
おいても、比試験回路に対する負荷の問題を発生しな
い。またプローブ先端は高インピーダンスである。そし
て低容量のために広い帯域幅が得られる。プローブは小
型で、堅牢で、さらに任意の長さのケーブルを使用でき
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例によるプローブ回路のブロッ
ク図、第２図から第５図は第１に示した各ブロックの詳
細ブロック図、第６図は第１図に示した各ブロツクの周
波数特性を示した特性線図、第７図は第１図に示したブ
ロツク２０，３０，４０の詳細回路図、第８図および第
９図は第７図に示した超小型回路の詳細回路図、第１０
図は本発明の他の実施例によるプローブ回路のブロツク
図、第１１図は第１図から第５図に示した回路の動作を
説明するための電気的接続図である。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】第１周波数において周波数応答における零
点を有し、被検出信号を検出するプローブ先端回路と、前記プローブ先端回路の出力に接続され所定の特性イン
ピーダンスを有する伝送線路手段と、前記伝送線路手段の出力に接続され、該伝送線路手段を
前記特性インピーダンスとほぼ等しいインピーダンスで
終端する終端手段と、前記終端手段の出力に接続され、前記第１周波数とほぼ
等しい周波数において周波数応答における極を有する補
償回路と、前記補償回路の出力に接続され、後続回路に信号を伝達
する像幅回路と、を備えて成るプローブ回路。
【請求項２】前記終端手段が抵抗手段で構成されている
ことを特徴とする特許請求の範囲第(1)項記載のプロー
ブ回路。
【請求項３】前記終端手段が、前記伝送線路手段の出力に一端が接続された抵抗手段
と、該抵抗手段の他端にエミツタが接続され、前記補償回路
の入力にコレクタが接続されたベース接地トランジスタ
手段と、を備えて成ることを特徴とする特許請求の範囲第(1)項
記載のプローブ回路。
【請求項４】前記プローブ先端回路および前記補償回路
がそれぞれ抵抗手段とコンデサ手段との並列回路を備え
て成り、前記伝送線路手段が同軸ケーブルで構成されて
いることを特徴とする特許請求の範囲第(1)項またた第
(2)項または第(3)項記載のプローブ回路。